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Diese Erfindung betrifft eine FM-Modulation unter
Verwendung einer digitalen Signalverarbeitung unter Einsatz
eines Quadraturphasenmodulators.
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Ein herkömmliches tragbares Telefon, wie ein zelluläres
Telefon, hat im allgemeinen ein FM-Modulationssystem
verwendet. Bislang hat ein eine digitale Modulation verwendendes
digitales zelluläres System einen besonders für das digitale
System eingesetzten Quadraturphasenmodulator als
Modulationsschaltung verwendet.
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In einem speziellen Gebiet wie Nordamerika ist jedoch die
Verwendung eines dualen Systems als eine Kombination aus
digitaler Modulation und herkömmlicher analogen FM-Modulation
in einem tragbaren Telefon als eine zelluläre Einheit der
nächsten Generation in Hinblick auf die Kompatibilität mit der
herkömmlichen analogen zellulären Einheit spezifiziert worden.
Um das spezifizierte duale System zu verwirklichen, ist es
erforderlich, sowohl den Quadraturphasenmodulator als auch den
analogen FM-Modulator in eine Einheit einzubauen.
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Die meisten herkömmlichen FM-Modulationen für die analoge
zelluläre Einheit sind entworfen worden, um einen Oszillator
direkt mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu
modulieren. Wohingegen eine digitale zelluläre Einheit
Modulationssysteme wie π/4-Verschiebung ΔQPSK, GMSK, QPSK,
Offset-QPSK und dergleichen verwendet, die von einem
Quadraturphasenmodulator verarbeitet werden.
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Das Gebiet Nordamerika hat die Verwendung des dualen
Systems als eine Kombination aus digitalem Modulationssystem
und herkömmuchem analogem zellulärem spezifiziert. Ein solches
kompaktes tragbares Telefon muß sowohl mit einer FM-Modulation
Funktion als auch einer Quadraturphasenmodulation-Funktion
versehen sein.
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Die Ausführung solcher Funktionen in den jeweiligen
Schaltungen erfordert eine Anzahl von Teilen, wobei es nicht
gelingt, die kompakte Einheit zu einem niedrigen Preis zu
realisieren. Folglich erfordert die FM-Modulation schließlich
die Verwendung eines Quadraturphasenmodulators als
unentbehrliche Komponente.
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Mit dem obigen Verfahren wird ein Eingangssignal für FM-
Modulation A/D-gewandelt, um mittels digitaler
Signalverarbeitung ein Inphase-Eingangssignal 1 und ein Quadraturphase-
Eingangssignal Q als Basisband-Eingangssignale für die
Quadraturphasenmodulation zu erzeugen, die zu dem
Quadraturphasenmodulator geschickt werden.
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Eine Veröffentlichung in der japanischen Patentoffenbarung
No. 3-60502(1991) mit dem Titel "Digitaler FM-Modulator" hat ein
Verfahren zur Erzeugung des vorstehend erwähnten Inphase-
Eingangssignals I und Quadraturphase-Eingangssignals Q aus dem
Eingangsmodulationssignal offenbart. Das offenbarte Verfahren
wird nun mit Bezug auf Fig. 5 und 6 der beiliegenden
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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Fig. 5 ein Blockschaltbild ist, das einen Aufbau eines
herkömmlichen digitalen FM-Modulators zeigt, und
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Fig. 6 eine erklärende Ansicht ist, die ein Beispiel des in
dem Kosinus-ROM-Speicher und Sinus-ROM-Speicher in Fig. 5
gespeicherten Inhalts zeigt.
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Fig. 5 zeigt einen auf dem offenbarten Verfahren
basierenden digitalen FM-Modulator. Der digitale FM-Modulator
weist einen Integrator 70 zum Integrieren eines einem
Eingangsanschluß 71 zugeführten Eingangsmodulationssignals und
einen Phasenmodulator 40 zur Phasenmodulation eines
Ausgangssignals des Integrators 70 auf.
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Der Integrator 70 weist ein Verzögerungsregister 73 zur
Ausführung einer Verzögerung um einen Abtastzyklus und einen
Addierer 74 zum Addieren des Ausgangssignals des Registers 73
mit dem Eingangsmodulationssignal auf, wobei der Integrator
eine Integration ausführt, indem er sequentiell bei jeder
Abtastung das Eingangsmodulationssignal mit dem Ausgangssignal
des Registers 73 addiert.
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Das Ausgangssignal des Integrators 70 wird durch
Integration des Ausgangs des Modulationssignals proportional
zur Frequenz gewonnen, um ein Phasensignal zu werden. Das
Phasensignal wird in den Phasenmodulator 40 eingegeben. Unter
Verwendung des eingegebenen Phasensignals als Adresse werden im
Kosinus-ROM-Speicher 42 und Sinus-ROM-Speicher 43 gespeicherte
Werte als Inphase-Eingangssignal I bzw. Quadraturphase-
Eingangssignal Q gelesen.
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Fig. 6 zeigt den gespeicherten Inhalt des Kosinus-ROM-
Speichers 42 und des Sinus-ROM-Speichers 43. In Fig. 6
bezeichnet eine Ordinatenachse den gespeicherten Inhalt der
ROM-Speicher und eine Abszissenachse bezeichnet die Adresse.
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Das Inphase-Eingangssignal I bzw. das Quadraturphase-
Eingangssignal Q, das von dem Kosinus-ROM-Speicher 42 bzw. dem
Sinus-ROM-Speicher 43 ausgegeben wird, wird an dem
Multiplizierer 45 bzw. 46 mit Trägersignalen mit einer 90º-
Phasenverschiebung multipliziert, welche am Addierer 49
miteinander addiert werden. Das Additionsergebnis wird von
einem D/A-Wandler 50 in ein analoges Signal umgewandelt. Nach
Eliminierung nicht benötigter Wellenanteile des gewandelten
analogen Signals an einem Bandpaßfilter 51 wird es als ein FM-
moduliertes Signal 52 ausgegeben.
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Dieses Beispiel bezweckt, Videosignale eines
Videorekorders einer FM-Modulation mit einem Träger bei einer
niedrigen Frequenz zu unterziehen. Sein
Quadraturphasenmodulator ist durch digitale Signalverarbeitung realisiert.
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In einem anderen Vorschlag vom Stand der Technik ist eine
Anordnung mit dem Titel "Digitized quadrature-phase modulator"
in einer Veröffentlichung der japanischen Patentoffenbarung No.
3-179954(1991) (nachstehend als Prior Art 1 bezeichnet)
offenbart worden. Der offenbarte Modulator ist so entworfen, um
einen Zähler-ROM-Speicher mit einer 180º-Phasenverschiebung zu
betreiben, und eine Operation für den von einem Datenselektor
nicht selektierten Teil wird von vornherein unterlassen, um die
Geschwindigkeit, mit Operationsergebnissen auf den ROM-Speicher
zuzugreifen, um die Hälfte verglichen mit der herkömmlichen
Zugriffsgeschwindigkeit zu senken.
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In der Anordnung Prior Art 1 werden ein
Inphase-Eingangssignal bzw. ein Quadraturphase-Eingangssignal nacheinander in
einem ersten bzw. zweiten Schieberegister gespeichert, wo
Taktsignale einer vorgegebenen Frequenz von einer
Taktsteuerungsschaltung zugeführt werden, wobei die wenig
signifikanten Adressen einem ersten ROM-Speicher bzw. einem
zweiten ROM-Speicher zugeordnet werden. Der erste ROM-Speicher
und der zweite ROM-Speicher empfjangen die wenig signifikanten
Adressen von dem ersten Zähler und dem zweiten Zähler. Der
erste ROM-Speicher und der zweite ROM-Speicher geben dann das
erste und das zweite 1-Bit-Signal aus. Das erste und das zweite
1-Bit-Signal werden abwechselnd von einem Datenselektor
selektiert, um als selektiertes 1-Bit-Signal ausgegeben zu
werden. Das ausgewählte 1-Bit-Signal wird in ein digitales
Analogsignal geformt, wobei sein Analogsignal als ein
Modulationsausgangssignal ausgegeben wird.
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Eine Veröffentlichung der japanischen Patentoffenbarung No.
2-266705 (1990) (nachstehend als Prior Art 2 bezeichnet) hat
einen UFM-Modulatoryl offenbart, zum Multiplizieren erster und
zweiter Quadraturmodulationssignale und erster und zweiter
Quadraturträgersignale, die addiert werden, um ein
Ausgangssignal mit ausgezeichneter Linearität ohne Verzerrungen höherer
Ordnung zu liefern.
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Die Anordnung Prior Art 2 wandelt ein eingegebenes
digitales Videosignal in zwei digitale Quadraturvideosignale
um. Ein Phasenmodulator empfängt erste und zweite
Quadraturtragersignale. Das erste Modulationssignal und das erste
Trägersignal werden zu einem ersten Multiplizierer und das
zweite Modulationssignal und das zweite Trägersignal werden zu
einem zweiten Multiplizierer geschickt. Die multiplizierten
Ausgangssignale des ersten und des zweiten Multiplizierers
werden von dem Addierer addiert, um ein Ausgangssignal zu
liefern, in welchem nur die Phase des zweiten Trägersignals
moduliert ist. Dies kann eine Nichtlinearität in dem
Eingangssignal der Spannung/Ausgang-Frequenz sowie in der FM-
modulierten Welle enthaltene Verzerrungen höherer Ordnung
eliminieren.
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Eine Veröffentlichung der japanischen Patentoffenbarung No.
2-220537 (1990) (nachstehend als Prior Art 3 bezeichnet) hat
einen "Quadrature-phase Modulator" offenbart, der erlaubt, daß
Modulationssignale ohne Änderung des Zustands der Wellenformung
über ein analoges MOSFET-Filter mit variabler
Frequenzcharakteristik ausgegeben werden, um einen sehr präzisen
monolithischen integrierten Quadraturphasenmodulator
bereitzustellen.
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In der Anordnung Prior Art 3 wird ein Eingangssignal über
einen Schalter in eine digitale Signalverarbeitungsschaltung
eingegeben. Die digitale Signalverarbeitungsschaltung gibt 2
Reihen digitaler Signale aus, deren Phasen jeweils zueinander
orthogonalisiert sind. Die 2 Reihen digitaler Signale werden
von einem ersten bzw. einem zweiten D/A-Wandler D/A-gewandelt,
um über ein erstes bzw. ein zweites analoges MOSFET-Filter in
einem ersten bzw. zweiten Multiplizierer eingegeben zu werden.
Der erste und der zweite Multiplizierer multiplizieren
Ausgangssignale des ersten und des zweiten analogen MOSFET-
Filters mit Trägerwellen, deren Phasen jeweils orthogonal
zueinander sind. Die Multiplikationsergebnisse des ersten und
des zweiten Multiplizierers werden ferner von dem Addierer
addiert, um ausgegeben zu werden. In diesem Fall erlauben
Taktsignale des in die digitale Signalverarbeitungsschaltung
eingegebenen Signals, daß die Frequenzcharakteristik des ersten
und des zweiten analogen MOSFET-Filters variiert wird, um so
Oberwellenkomponenten, die in den Ausgangssignalen des ersten
und zweiten D/A-Wandlers enthalten sind, zu eliminieren.
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Die obigen Vorschläge vom Stand der Technik erhalten ein
Inphase-Eingangssignal I und ein Quadraturphase-Eingangssignal
Q durch Integration des Eingangsmodulationssignals und Lesen
des Kosinus-ROM-Speichers und des Sinus-ROM-Speichers unter
Verwendung integrierter Ergebnisse als Adressen. Eine große
Kapazität des Kosinus-ROM-Speichers und Sinus-ROM-Speichers
wird schließlich durch Vergrößerung der Chipgröße in Form einer
LSI-Schaltung erforderlich, was einen Kostenanstieg zur Folge
hat.
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Die Anordnung Prior Art 1 erfordert die ROM-Speicher, hat
somit den gleichen Nachteil wie vorstehend erwähnt. Die
Anordnung Prior Art 2 erfordert ebenfalls eine große Kapazität
von Kosinus-ROM-Speichern und Sinus-ROM-Speichern. Die
Anordnung Prior Art 3 hat eine digitale
Signalverarbeitungsschaltung zur Ausgabe zweier Reihen digitaler Signale, deren
Phasen zueinander orthogonal sind, jedoch ist ein detaillierter
Aufbau der Schaltung nicht beschrieben worden.
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In der Beschreibung der japanischen Patentapmeldung Nummer
06-188751, die am 8. Juli 1994 veröffentlicht wurde und die in
Patent Abstracts of Japan, Bd. 18, Nr. 531 (E-1614) vom 7.
Oktober 1994 zusammengefaßt ist, ist ein dualer Funksender mit
einem analogen FM-Modulator, einem analogen Signalprozessor und
einem komplexen Basisband-Signalgenerator vorgeschlagen worden.
Zu übertragende digitalisierte spezielle Signale werden
integriert und mit einem Koeffizienten kf multipliziert, um
eine FM-Frequenzverschiebung zu liefern und ein komplexes
basisbandsignal zu erzeugen, das über einen Signalselektor zu
einem Quadraturmgdulator 8 geschickt wird, und durch FM-
Modulation an einer Trägerwelle für eine Übertragung orthogonal
moduliert wird.
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Merkmale einer nachstehend als Beispiel zu beschreibenden
FM-Modulationsschaltung sind, daß sie vergleichsweise
preiswert ist, daß sie kleine Chips verwendet, und daß sie einen
effektiven Gebrauch eines Quadraturphasenmodulators erlaubt,
der im analogen Modus nicht verwendet worden ist.
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Eine als Beispiel nachstehend zu beschreibende spezielle
FM-Modulationsschaltung weist auf: Einrichtungen zum
Multiplizieren eines digitalisierten Eingangsmodulationssignals mit
einer Konstanten und zur Ausgabe eines multiplizierten
Signals; eine erste Verzögerungseinrichtung zur Verzögerung
eines aus dem Eingangsmodulationssignal gewandelten diskreten
Inphase-Eingangssignals um einen Abtastzyklus und zur Ausgabe
eines um einen Abtastzyklus verzögerten diskreten
Inphase-Eingangssignals; zweite Verzögerungseinrichtungen zur Verzögerung
eines aus dem Eingangsmodulationssignal gewandelten diskreten
Quadraturphase-Eingangssignals um einen Abtastzyklus und zur
Ausgabe eines um einen Abtastzyklus verzögerten diskreten
Quadraturphase-Eingangssignals; erste
Multiplikationseinrichtungen zum Multiplizieren des multiplizierten Signals mit
dem um einen Abtastzyklus verzögerten diskreten Quadraturphase-
Eingangssignal und zur Ausgabe eines ersten
Multiplikationsergebnissignals; zweite Multiplikationseinrichtungen zum
Multiplizieren des multiplizierten Signals mit dem um einen
Abtastzyklus verzögerten diskreten Inphase-Eingangssignal, um
ein zweites Multiplikationsergebnissignal auszugeben;
Einrichtungen zum Addieren des ersten Multiplikationsergebnissignals
mit dem um einen Abtastzyklus verzögerten diskreten Inphase-
Eingangssignal und zur Ausgabe eines Additionsergebnisses als
das diskrete Inphase-Eingangssignal; Einrichtungen zum
Subtrahieren des zweiten Multiplikationsergebnissignals von dem
um einen Abtastzyklus verzögerten diskreten Quadraturphase-
Eingangssignal und zur Ausgabe eines Subtraktionsergebnisses
als das diskrete Quadraturphase-Eingangssignal;
D/A-Wandlereinrichtungen zum D/A-Wandeln des diskreten
Inphase-Eingangssignals bzw. des diskreten Quadraturphase-Eingangssignals in
ein Basisband-Inphase-Eingangssignal bzw. ein Basisband-
Quadraturphase-Eingangssignal; und
Quadraturphasenmodulationseinrichtungen zur Erzeugung einer FM-modulierten Welle mittels
Quadraturphasenmodulation eines Trägers mit dem Basisband-
Inphase-Eingangs signal und dem Basisband-Quadraturphase-
Eingangs signal.
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Es wird nachstehend als Beispiel auch ein
FM-Modulationsverfahren beschrieben, das folgende Schritte aufweist:
Multiplizieren eines digitalisierten Eingangsmodulationssignals
mit einer Konstanten; Multiplizieren des multiplizierten
Eingangsmodulationssignals mit einem um einen Abtastzyklus
vorausgehenden diskreten Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1, um
ein erstes Multiplikationsergebnis zu erhalten; Multiplizieren
des multiplizierten Eingangsmodulationssignals mit einem um
einen Abtastzyklus vorausgehenden diskreten
Inphase-Eingangssignal In-1, um ein zweites Multiplikationsergebnis zu erhalten;
Addieren des ersten Multiplikationsergebnisses mit dem
diskreten Inphase-Eingangssignal In-1, um ein Additionsergebnis
als ein diskretes Inphase-Eingangssignal In zu erhalten;
Subtrahieren des zweiten Multiplikationsergebnisses von dem
diskreten Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1, um ein
Subtraktionsergebnis als ein diskretes Quadraturphase-
Eingangssignal Qn zu erhalten; D/A-Wandeln des diskreten
Inphase-Eingangssignals In bzw. des diskreten Quadraturphase-
Eingangssignals Qn in ein Basisband-Inphase-Eingangssignal bzw.
ein Basisband-Quadraturphase-Eingangssignal; und Erzeugen einer
FM-modulierten Welle durch Quadraturphasenmodulation einer
Trägerwelle mit dem Basisband-Inphase-Eingangssignal und dem
Basisband-Quadraturphase-Eingangssignal.
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Eine nachstehend zu beschreibende Schaltungsanordnung hat
einen sehr einfachen Aufbau, der keinen Kosinus-ROM-Speicher
oder Sinus-ROM-Speicher erfordert. Sie erlaubt, daß der
Quadraturphasenmodulator, der in dem analogen Modus nicht
verwendet worden ist, wirkungsvoll an die
FM-Modulationsschaltung angepaßt ist. Folglich können herkömmliche analoge
FM-Modulatoren eliminiert werden, um die Anzahl der Teile zu
reduzieren, die in einem dualen zellulären Telefon mit sowohl
digitalen als auch analogen Hodulator-Funktionen verwendet
werden. Folglich stellt die vorliegende Anordnung eine
kompakte Schaltung zu einem niedrigen Preis bereit.
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Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen offenbaren
anhand von Beispielen die Erfindung, die durch die angefügten
Ansprüche gekennzeichnet ist, deren Wortlaut den Umfang des
hierdurch verliehenen Schutzes bestimmen.
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In den Zeichnungen zeigen:
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das eine
FM-Modulationsschaltung einer ersten Ausführungsform zeigt.
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Fig. 2 ist ein Blockschaltbild, das eine
FM-Modulationsschaltung einer zweiten Ausführungsform zeigt.
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Fig. 3 ist ein Schaltbild, das eine in Fig. 2 verwendete
Nulldurchgang-Detektions schaltung zeigt.
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Fig. 4 ist ein Schaltbild, das eine in Fig. 2 verwendete
Amplitudenkorrekturschaltung zeigt.
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Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das einen früher
vorgeschlagenen EM-Modulator zeigt.
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Fig. 6 ist eine erklärende Ansicht, die ein Beispiel für
einen in dem Kosinus-ROM-Speicher und Sinus-ROM-Speicher in
Fig. 5 gespeicherten Inhalt zeigt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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Ein Prinzip der vorliegenden Erfindung wird beschrieben
Allgemein wird eine FM-modulierte Signalwellenform f(t)
(nachstehend einfach als FM-Signalwellenform bezeichnet)
ausgedrückt durch
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wobei t eine Zeit (Sekunde) ist, A eine Konstante, die die
Amplitude einer FM-Welle darstellt, α eine Konstante ist, die
eine Modulationsempfindlichkeit (Radian /V/Sekunde) darstellt,
v(t) ein Eingangsmodulationssignal (V) ist, ωc eine
Winkelfrequenz (Radian/Sekunde) ist und θ eine Phase (Radian.) zu
einer Zeit t=0 ist.
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Unter Verwendung der vorstehenden Gleichung 1 wird aus der
folgenden Gleichung 2 eine momentane Winkelfrequenz CD(t)
erhalten.
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ω)(t) = dφ(t)/dt = ωc + α ν(t) ...(2)
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Ein durch Gleichung 1 ausgedrückte Signalwellenform f(t)
wird in die durch Gleichung 3 ausgedrückte Form geändert.
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In der Gleichung 3 ist A cos(ωct+θ) eine Kosinus-Komponente
der Trägerwelle und A cos(ωct+θ) ist eine Sinus-Komponente
orthogonal zur Kosinus-Komponente. Daher werden Koeffizienten
1(t) und Q(t) dieser Kosinus- und Sinus-Komponenten jeweils
durch folgende Gleichungen 4 und 5 ausgedrückt.
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Die Koeffizienten I(t) und Q(t) sind ein
Inphase-Eingangssignal I bzw. ein Quadraturphase-Eingangssignal Q des
Basisbandsignals für Quadraturphasenmodulation. Es wird angenommen,
daß das Inphase-Eingangssignal I und das Quadraturphase-
Eingangssignal Q durch eine D/A-Wandlung des diskreten Inphase-
Eingangssignals In und des diskreten
Quadraturphase-Eingangssignals Qn erhalten werden, die durch digitale
Signalverarbeitung der Eingangsmodulationswelle v(t) gewonnen werden.
In dem vorstehenden Fall werden das diskrete Inphase- und das
diskrete Quadraturphase-Eingangssignal In und Qn durch die
folgenden Gleichungen 6 ausgedrückt:
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wobei n die Zahl n = 0, 1, 2,..., oo bezeichnet und T ein
Abtastintervall (Sekunde) für eine A/D- oder D/A-Wandlung ist.
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Angenommen, das Eingangsmodulationssignal v(t) sei an einem
Intervall von T in einen Wert vn A/D-gewandelt, dann wird vn
durch folgende Gleichung 7 ausgedrückt.
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νn = ν(T/2+i T) ...7
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Unter Verwendung der digitalisierten
Eingangsmodulationswelle vn, kann die Gleichung 6 in die folgenden Gleichungen 8
und 9 unterteilt werden.
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Mit dem in dem Gebiet Nordamerika spezifizierten dualen
zellulären System beträgt die maximale Frequenz der
Abweichungswelle bei einer analogen FM-Modulation 12 kHz und die
Abtastrate des für CDMA (duales zelluläres System unter
Verwendung eines Code-Division-Multiplex-Access-Verfahrens auf
der Basis eines TIA-Standards IS95) verwendeten
Modulationssignals beträgt ungefähr 9,8304 MHz Somit werden die Werte von
αTνn in den Gleichungen 8 und 9 sehr klein, wie folgt gezeigt:
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αTνn ≤ 12 kHz x 2π/9,8304 MHz = 0,00767 Radian.
Die folgende Gleichung 10 wird erhalten.
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cos(αTνn) 1
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sin(αTνn) αTνn ...10
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Einsetzen der Gleichung 10 in Gleichungen 8 und 9 kann die
Gleichungen vereinfachen, wie durch die folgenden Gleichungen
ausgedrückt wird.
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In In-1 + Qn-1 αTνn
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Qn Qn - In-1 αTνn ...11
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Die obige Erklärung zeigt, daß das diskrete Inphase-
Eingangssignal In und das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn des Quadraturphasenmodulators aus der
Differenzgleichung, wie Gleichung 11, mit dem verzögerten Inphase-
Eingangssignal In-1, das heißt, einem um einen Abtastzyklus
vorausgehenden Wert, dem verzögerten
Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 und dem Eingangsmodulationssignal vn gewonnen wird,
das im Abtastzyklus T A/D-gewandelt worden ist. Die vorliegende
Erfindung stellt den Schaltungsaufbau bereit, der die
Differenzgleichungen 11 ausführt.
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Die bevorzugten Ausführungsformen sind nachstehend mit
Bezug auf Zeichnungen beschrieben.
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das eine
FM-Modulationsschaltung einer ersten Ausführungsform zeigt.
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Die FM-Modulationsschaltung weist eine Eingangskomponente-
Wandlerschaltung 10, einen ersten und einen zweiten D/A-Wandler
21 und 22, ein erstes und ein zweites Filter 26 und 27 und
einen Quadraturphasenmodulator 30 auf.
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Die Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10, die eine
digitale Signalverarbeitungsschaltung aufweist, dient dazu, ein
Eingangsmodulationssignal vn in ein diskretes Inphase-
Eingangssignal In und ein diskretes
Quadraturphase-Eingangssignal Qn zu wandeln. Das Eingangsmodulationssignal vn läßt
sich durch A/D-Wandeln der Eingangsmodulationswelle v(t)
mittels A/D-Wandler (nicht gezeigt) an einem Abtastzyklus T
gewinnen. Die Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10 weist eine
Koeffizientenschaltung 11, ein erstes und ein zweites
Verzögerungsregister 12 und 13, einen ersten und einen zweiten
Multiplizierer 14 und 15, einen Addierer 16 und einen
Subtrahierer 17 auf.
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Die Koeffizientenschaltung 11 multipliziert das
Eingangsmodulationssignal vn mit lvavv und gibt das Signal aus, das mit
einer Konstanten multipliziert worden ist. Der Wert "a" wird zu
dem Wert αT der Gleichung 11 gewählt. Folglich ist das mit
einer Konstanten multiplizierte, aus der Koeffizientenschaltung
11 auszugebende Signal gleich dem Wert αTvn. Das so
multiplizierte Signal wird zu dem ersten und dem zweiten
Multiplizierer 14 und 15 geschickt.
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Das diskrete Inphase-Eingangssignal In bzw. das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn, die von der
Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10 ausgegeben wurden, werden zu
einem ersten bzw. einem zweiten Verzögerungsregister 12 bzw. 13
geschickt.
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Das erste Verzögerungsregister 12 verzögert das diskrete
Inphase-Eingangssignal In um einen Abtastzyklus und gibt ein
verzögertes Inphase-Eingangssignal In-1 aus. Das verzögerte
Inphase-Eingangssignal In-1 wird zu dem zweiten Multiplizierer
15 und dem Addierer 16 geschickt.
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Das zweite Verzögerungsregister 13 verzögert das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn um einen Abtastzyklus und gibt
ein verzögertes Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 aus. Das
verzögerte Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 wird zu dem ersten
Multiplizierer 14 und dem Subtrahierer 17 geschickt.
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Der erste Multiplizierer 14 multipliziert das
multiplizierte Signal mit dem verzögerten
Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 und gibt ein erstes Multiplikationsergebnissignal
aus, das zu dem Addierer 16 geschickt wird. Der Addierer 16
addiert das erste Multiplikationsergebnissignal mit dem
verzögerten Inphase-Eingangssignal In-1 und gibt das
Additionsergebnissignal als ein diskretes Inphase-Eingangssignal In aus.
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Der zweite Multiplizierer 15 multipliziert das
multiplizierte Signal mit dem verzögerten Inphase-Eingangssignal In-1
und gibt ein zweites Multiplikationsergebnissignal aus. Das
zweite Multiplikationsergebnissignal wird zu dem Subtrahierer
17 geschickt. Der Subtrahierer 17 subtrahiert das zweite
Multiplikationsergebnissignal von dem verzögerten
Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 und gibt das
Subtraktionsergebnissignal als das diskrete Quadraturphase-Eingangssignal Qn aus.
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Die Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10 stellt durch
rekursive Wiederholung des vorstehend beschriebenen Verfahrens
das diskrete Inphase-Eingangssignal In und das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn des Basisbands des
Quadraturphasenmodulators 30 bereit.
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Das diskrete Inphase-Eingangssignal In bzw. das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn wird zu dem ersten bzw.
zweiten D/A-Wandler 21 bzw. 22 geschickt.
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Der erste D/A-Wandler 21 D/A-wandelt das diskrete Inphase-
Eingangssignal In und gibt ein Basisband-Inphase-Eingangssignal
I aus. Das Basisband-Inphase-Eingangssignal I wird durch das
erste Filter 26 dem Verfahren zur Eliminierung nicht benötigter
Wellenanteile unterzogen und dann zu dem
Quadraturphasenmodulator 30 geschickt.
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Der zweite D/A-Wandler 22 D/A-wandelt das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn und gibt ein Basisband-
Quadraturphase-Eingangssignal Q aus. Das
Basisband-Quadraturphase-Eingangssignal Q wird durch das zweite Filter 27 dem
Verfahren zur Eliminierung nicht benötigter Wellenanteile
unterzogen und dann zu dem Quadraturphasenmodulator 30
geschickt.
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Der Quadraturphasenmodulator 30 weist einen Oszillator 31,
einen Phasenschieber 32, einen ersten und einen zweiten doppelt
ausbalancierten Mischer 33 und 34 und eine Addiererschaltung 35
auf.
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Der Oszillator 31 erzeugt einen Basisträger (Inphase-
Träger) cosωct, der zu dem Phasenschieber 32 geschickt wird.
Der Phasenschieber 32 verzögert die Phase des Inphase-Trägers
cosωct um 90º und gibt den Quadratur-Träger sinωct aus.
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Der Inphase-Träger cosωct und das Basisband-Inphase-
Eingangssignal I werden zu dem ersten doppelt ausbalancierten
Mischer 33 geschickt.
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Der Quadratur-Träger sinωct und das
Basisband-Quadraturphase-Eingangssignal. Q werden zu dem zweiten doppelt
ausbalancierten Mischer 34 geschickt.
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Der erste doppelt ausbalancierte Mischer 33 multipliziert
den Inphase-Träger cosωct mit dem
Basisband-Inphase-Eingangssignal I und gibt ein moduliertes Inphase-Komponentensignal
aus.
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Der zweite doppelt ausbalancierte Mischer 34 multipliziert
den Quadratur-Träger sinωct mit dem Basisband-Quadraturphase-
Eingangssignal Q und gibt ein moduliertes Quadratur-
Kompohentensignal aus.
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Das modulierte Inphase-Komponentensignal und das modulierte
Quadratur-Komponentensignal werden zu der Addiererschaltung 35
geschickt. Die Addiererschaltung 35 addiert das modulierte
Quadratur-Komponentensignal mit dem modulierten Inphase-
Komponentensignal und gibt eine FM-modulierte Welle aus. Die
FM-modulierte Welle ist gleich dem Signal, das durch FM-
Modulation des Trägers cosωct mit dem Eingangsmodulationssignal
vn gewonnen wird.
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Als nächstes wird eine zweite Ausführungsform beschrieben.
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Fig. 2 ist ein Blockschaltbild der FM-Modulationsschaltung
der zweiten Ausführungsform.
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Die in Fig. 2 gezeigte FM-Modulationsschaltung weist eine
Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10A auf, wobei der
Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10 der in Fig. 1 gezeigten
FM-Modulationsschaltung eine Schaltung zur Verbesserung der
Amplitudenstabilität hinzugefügt ist. Die in Fig. 1 gezeigte
Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10 kann eine Instabilität
der Amplitude bezüglich der Zeit hervorrufen, die durch eine in
Gleichung 11 ausgeführte Näherung, einen aus der A/D-Wandlung
resultierenden Quantisierungsfehler, Abrundungsfehler der
Multiplizierer und dergleichen bewirkt wird. Die
Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10A von Fig. 2 ist mit einer
Schaltung versehen, um die oben erwähnte Instabilität zu
verhindern.
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Die Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10A hat den
gleichen Aufbau wie die Eingangskomponente-Wandlerschaltung 10,
mit der Ausnahme, daß dieser eine erste und eine zeite
Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18a und 18b, eine erste und
eine zweite Amplitudenkorrekturschaltung 19a und 19b
hinzugefügt sind.
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Die erste und die zweite Nulldurchgang-Detektionsschaltung
18a und 18b weisen einen ersten und einen zweiten
Dateneingangsanschluß Xin, Yin und Steuersignalausgangsanschlüsse C auf.
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In der ersten Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18a
empfängt der erste Dateneingangsanschluß Xin ein diskretes
Inphase-Eingangssignal In als erste Eingangsdaten. Der zweite
Dateneingangsanschluß Yin empfängt ein verzögertes Inphase-
Eingangssignal In-1 als zweite Eingangsdaten.
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In der zweiten Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18b
empfängt der erste Dateneingangsanschluß Xin ein verzögertes
Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1 als erste Eingangsdaten. Der
zweite Dateneingangsanschluß Yin empfängt ein diskretes
Quadraturphase-Eingangssignal Qn als zweite Eingangsdaten.
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Die erste Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18a detektiert
die Polaritätsunterschiede zwischen dem diskreten Inphase-
Eingangssignal In und dem verzögerten Eingangssignal In-1. Die
zweite Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18b detektiert
gleichermaßen die Polaritätsunterschiede zwischen dem diskreten
Quadraturphase-Eingangssignal Qn und dem verzögerten
Quadraturphäse-Eingangssignal Qn-1.
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Mit Bezug auf Fig. 3 ist eine detaillierte Erklärung der
ersten Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18a (der zweiten
Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18b) beschrieben. Es ist
bekannt, daß die ersten und die zweiten Eingangsdaten
Vorzeichen-Bits haben. Die erste und die zweite
Detektionsschaltung 18a und 18b sind jeweils mit einem Exklusiv-ODER-
Gatter 18-1 aufgebaut.
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Das Exklusiv-ODER-Gatter 18-1 berechnet das Exklusiv-ODER
der Vorzeichen-Bits der ersten Eingangsdaten und der zweiten
Eingangsdaten und gibt das resultierende Exklusiv-ODER-Signal
aus dem Steuersignal-Ausgangsanschluß C als Nulldurchgang-
Detektionssignal. aus.
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Bei der ersten Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18a wird
der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 18-1 zu Pegel "0" falls
das diskrete Inphase-Eingangssignal In die gleiche Polarität
wie das verzögerte Inphase-Eingangssignal In-1 hat. Im Falle
unterschiedlicher Polarität, d.h. das diskrete
Inphase-Eingangssignal In geht durch Null, wird das erste Nulldurchgang-
Detektionssignal an einem Pegel "1" ausgegeben.
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Bei der zweiten Nulldurchgang-Detektionsschaltung 18b wird
der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 18-1 zu Pegel "0", falls
das diskrete Quadraturphase-Eingangssignal Qn die gleiche
Polarität wie das verzögerte Quadraturphase-Eingangssignal Qn-1
hat. Im Falle unterschiedlicher Polarität, d.h. das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn geht durch Null, wird das
zweite Nulldurchgang-Detektionssignal an einem Pegel "1"
ausgegeben.
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Unter Bezugnahme wieder auf Fig. 2 haben die erste und die
zweite Amplitudenkorrekturschaltung 19a und 19b jeweils
Dateneingangsanschlüsse in, Datenausgangsanschlüsse "out" und
Steuersignaleingangsanschlüsse C.
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Bei der ersten Amplitudenkorrekturschaltung 19a empfängt
der Dateneingangsanschluß in das diskrete
Inphase-Eingangssignal In als Eingangsdatensignal und der
Steuersignaleingangsanschluß C empfängt das zweite Nulldurchgang-Detektionssignal,
wobei die erste Amplitudenkorrekturschaltung 19a ein
korrigiertes Inphase-Eingangssignal In' als Ausgangsdaten des
Datenausgangsanschluß "out" ausgibt.
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Bei der zweiten Amplitudenkorrekturschaltung 19b empfängt
der Dateneingangsanschluß in das diskrete Quadraturphase-
Eingangssignal Qn als Eingangsdaten und der Steuersignal-
Eingangsanschluß C empfängt das Nulldurchgang-Detektionssignal,
wobei die zweite Amplitudenkorrekturschaltung 19b ein
korrigiertes Quadraturphase-Eingangssignal Qn' als
Ausgangsdaten des Datenausgangsanschluß "out" ausgibt.
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Bei Empfang des zweiten Nulldurchgang-Detektionssignal auf
Pegel "1", d.h. wenn das diskrete Quadraturphase-Eingangssignal
Qn durch Null geht, gibt die erste Amplitudenkorrekturschaltung
19a anstelle des diskreten Inphase-Eingangssignals In das auf
einen voreingestellten Amplitudenwert korrigierte Inphase-
Eingangssignal In' mit der gleichen Polarität wie der des
eingegebenen diskreten Inphase-Eingangssignals In aus. Das
Ausgangssignal wird in das erste Verzögerungsregister 12
eingelesen.
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Bei Empfang des ersten Nulldurchgang-Detektionssignal auf
Pegel "1", d.h. wenn das diskrete Inphase-Eingangssignal In
durch Null geht, gibt die zweite Amplitudenkorrekturschaltung
19b anstelle des diskreten Quadraturphase-Eingangssignals Qn
das auf einen voreingestellten Amplitudenwert korrigierte
Quadraturphase-Eingangssignal Qn' mit der gleichen Polarität
wie der des eingegebenen diskreten
Quadraturphase-Eingangssignals Qn aus. Das Ausgangssignal wird in das zweite
Verzögerungsregister 13 eingelesen.
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Wie vorstehend erwähnt wird jedesmal, wenn das diskrete
Inphase-Eingangssignal In und das diskrete Quadraturphase-
Eingangssignal Qn durch Null geht, jede Amplitude dieser
Signale korrigiert, wodurch eine instabile Veränderung der
Amplitude verhindert wird.
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Mit Bezug auf Fig. 4 ist eine detaillierte Erklärung der
ersten Amplitudenkorrekturschaltung 19a (der zweiten
Amplitudenkorrekturschaltung 19b) beschrieben.
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Die erste Amplitudenkorrekturschaltung 19a und die zweite
Amplitudenkorrekturschaltung 19b haben jeweils einen ersten
Datenselektor 19-1 bzw. einen zweiten Datenselektor 19-2.
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Der erste Datenselektor 19-1 empfängt ein Vorzeichen-Bit
der dem Dateneingangsanschluß in als selektiertes Signal
zugeführten Eingangsdaten. Der erste Datenselektor 19-1
empfängt auch sowohl positive wie negative Amplitudenwerte.
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In dieser Erfindung wird der positive Amplitudenwert auf +1
gesetzt, und der negative Amplitudenwert wird auf -1 gesetzt.
Wenn das Vorzeichen-Bit der Eingangsdaten positiv ist, d.h. auf
dem logischen Pegel "0", selektiert der erste Datenselektor 19-
1 den positiven Amplitudenwert +1 als selektierten Wert.
Während wenn das Vorzeichen-Bit der Eingangsdaten negativ ist,
d.h auf dem logischen Pegel "1", selektiert der erste
Datenselektor 19-1 den negativen Amplitudenwert -1 als
selektierten Wert.
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Der selektierte Amplitudenwert wird zu einem
Eingangsanschluß des zweiten Datenselektors 19-2 geschickt, dem ein
Nulldurchgang-Detektionssignal als selektiertes Signal
zugeführt ist.
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Wenn das Nulldurchgang-Detektionssignal auf dem logischen
Pegel "0" ist, d.h. ein Nulldurchgang ist nicht detektiert,
gibt der zweite Datenselektor 19-2 die Eingangsdaten (das
diskrete Inphase-Eingangssignal In oder das diskrete
Quadraturphase-Eingangssignal Qn), so wie sie von dem
Dateneingangsanschluß
in als Ausgangsdaten (korrigiertes
Inphase-Eingangssignal In' oder korrigiertes Quadraturphase-Eingangssignal Qn')
zugeführt wurden, aus einem Datenausgangsanschluß "out" aus.
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Wenn das Nulldurchgang-Detektionssignal auf dem logischen
Pegel "1" ist, d.h ein Nulldurchgang ist detektiert, gibt der
zweite Datenselektor 19-2 den selektierten Amplitudenwert, der
von dem ersten Datenselektor 19-1 als Ausgangsdatum zugeführt
wurde, aus dem Datenausgangsanschluß "out" aus.
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Es ist ferner zu verstehen, daß die Form der gezeigten und
beschriebenen Beispiele als bevorzugte Ausführungsformen zu
nehmen sind, und daß Änderungen und Abwandlungen davon, sowie
andere Ausführungsformen innerhalb des Bereichs der angefügten
Ansprüche hergestellt werden können. Zum Beispiel können
verschiedene andere Systeme als die in Fig. 4 gezeigten als
Amplitudenkorrektureinrichtung vorhanden sein.