DE69400020T2 - Automatische Triggerschaltung. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft eine automatische Triggerschaltung, insbesondere eine Nullungsschaltung, die in jeder elektronischen Schaltung zu verwenden ist. Die Erfindung ist insbesondere für die Verwendung in Chipkarten bestimmt. Sie kann jedoch in allen Bereichen verwendet werden, in denen aufgrund von technologischen Verbesserungen der Stromkreise Stromversorgungsstandards weiterentwickelt werden sollen.
• Die meisten der heutigen integrierten Schaltungen arbeiten mit einer Speisespannung, die bei 5 Volt +/- 10 % liegt. Dies gilt ebenso für Schaltungen für Chipkarten. Dennoch besteht gegenwärtig in allen Bereichen die Tendenz, diese Speisespannung bis auf 3 V beispielsweise oder sogar darunter zu senken. Es ist insbesondere vorgesehen, daß alle in tragbaren Mikrocomputern verwendbaren Schaltungen mit 3,3 Volt arbeiten sollen. Bei den Chipkarten sollen die Schaltungen sowohl mit 5 Volt als auch mit 3 Volt oder sogar mit einer noch niedrigeren Spannung arbeiten können. Dies liegt daran, daß Chipkarten sowohl von mit 5 Volt als auch mit 3 Volt gespeisten Einrichtungen verwendet werden können sollen.
• Bei allen elektronischen Schaltungen, insbesondere bei den in Chipkarten verwendeten, müssen Sicherheitsaspekte berücksichtigt werden. Eine Chipkarte muß nämlich nicht nur in einem spezifischen Spannungsbereich, sondern auch außerhalb desselben ordnungsgemäß arbeiten können, um beispielsweise zu verhindern, daß ein eventueller Betrüger einen Defekt außerhalb dieses Bereichs ausnutzt, um die geheimen Informationen der Karte zu erfahren und/oder ihren gespeicherten Inhalt zu verändern, beispielsweise Geldeinheiten hinzuzufügen. Äls Schutz gegen diese Versuche ist die Mehrzahl der integrierten Schaltungen mit Triggerschaltungen ausgestattet, welche die Funktion der Karte außerhalb eines bestimmten Spannungsbereichs blockieren.
• Bei einer Schaltung, die beispielsweise mit unter 5 Volt arbeitet, liegt die untere auslösende Spannung bei 3,5 Volt und die obere Spannung bei 6,5 Volt. Diese hohen Spannen, die +/- 10 % höher sein können, werden aus zwei Gründen eingehalten:
• - diese Auslösungsschwellenwerte hängen von den Produktionsparametern der integrierten Schaltung ab, schwanken also je nach Produktionspartie;
• - diese Schwellenwerte sind häufig stark temperaturabhängig. Um also die Spezifikation einer Funktion bei 5 Volt +/- 10 % einzuhalten, ist eine hohe Spanne erforderlich.
• Das Problem stellt sich in noch krasserer Weise, wenn man die Spannung reduzieren will. Um beispielsweise eine zwischen 2,5 und 6 Volt funktionsfähige elektronische Schaltung zu haben, müssen Auslösungsschwellenwerte von etwa 2 und 7 Volt gewählt werden. Durch Temperatur und wechselnde Produktionsparameter können diese Schwellenwerte jedoch aus sich heraus zwischen 1,5 und 2,5 Volt und 6 und 8 Volt schwanken.
• Bei hohen Spannungen stellt sich das Problem weniger kraß, da eine integrierte elektronische Schaltung, eine Chipkarte, im allgemeinen auch ebensogut mit 6 wie mit 8 Volt arbeitet. Bei niedrigen Spannungen arbeiten die Schaltungen bei 1,5 Volt jedoch nicht einwandfrei, wodurch ein Betrug durch Benutzung bestimmter Bauteile und Ausnutzung ihres Ausfalls bei niedriger Spannung ermöglicht wird. Dieses Problem erschwert die Entwicklung einer zuverlässigen und betrugssicheren Schaltung für Chipkarten bei Speisespannungen unter 3 Volt.
• Ziel der Erfindung ist es somit, eine Triggerschaltung zu konstruieren, die eine stabile Spannungsschwelle hat und, beispielsweise bei beginnender Lebensdauer des elektronischen Bauteils, insbesondere bei einem Test dieses Bauteils, einstellbar ist. Dadurch könnte man einerseits die Abhängigkeit der auslösenden Spannung von den Parametern der Produktionspartie, der Temperatur und der Speisespannung verhindern und andererseits ebenfalls erreichen, daß der Wert der auslösenden Spannung einstellbar wird.
• Die Erfindung hilft den vorgenannten Nachteilen ab und schlägt die Verwendung eines Differentialverstärkers vor, von dem mindestens ein Zweig in Kaskade mit einer Zelle geschaltet ist, die einen Transistor mit elektriscch programmierbarem und löschbarem offenen Gitter vom Typ EEPROM umfaßt. Die Idee besteht darin, in dem offenen Gitter des Transistors einer solchen EEPROM-Zelle elektrische Ladungen zu speichern, die einer Bezugsspannung entsprechen, die zur Bestimmung der Auslösungsschwelle der Schaltung verwendet wird. So kann diese Spannung mit großer Präzision problemlos zwischen 0 und 5 Volt liegen. Da der Auslösungsschwellenwert bei einem Test der Schaltung bei deren Herstellung eingestellt wird, ist man völlig unabhängig von Produktionsverfahrensparametern. Die Unabhängigkeit des Schwellenwertes von Produktionspartien, Temperatur und Speisespannung wird durch die Differentialschaltung erreicht. In dem anderen Zweig dieser Schaltung montiert man eine andere Zelle gleichen Typs. In der Praxis vergleicht man die Auslösungsschwellenwertdifferenzen mit einer zu überwachenden Spannung.
• Die Erfindung betrifft somit eine automatische Triggerschaltung, insbesondere eine Nullungsschaltung, mit einem Spannungs-Komparator, der einen ersten Spannungspegel und einen zweiten Spannungspegel empfängt und für eine Änderung eines Ausgangssignals sorgt, wenn eine zu überwachende Spannungsdifferenz einen Schwellenwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß sie umfaßt:
• - einen Stromspiegel mit zwei Zweigen, wobei dieser Spiegel zwischen einer Gleichstromzuführung und einer Masse geschaltet ist, jeder Zweig einen Transistor zur Stromregelung umfaßt und diese beiden Transistoren zusammen als Spiegel montiert sind,
• - in jedem Zweig, den Regeltransistoren nachgeschaltet, einen Erfassungstransistor, wobei mindestens einer dieser Erfassungstransistoren ein Transistor mit offenem Gitter ist,
• wobei die beiden den beiden Erfassungstransistoren nachgeschalteten Zweige mit einem Massekopplungstransistor verbunden sind.
• Die Erfindung wird durch die Lektüre der nachfolgenden Beschreibung und Betrachtung der dazugehörigen Abbildungen besser verständlich, die nur beispielhaft und in keinster Weise erschöpfend für die Erfindung gegeben sind.
• Die Abbildungen zeigen:
• - Fig. 1: eine schematische Darstellung einer erfindungskonformen Triggerschaltung;
• - Fig. 2a bis 3d: Zeitdiagramme von elektrischen Signalen, die zum Programmieren der Schaltung der Erfindung verwendet werden und sich in Abhängigkeit von der Zeit verändern.
• Fig. 1 zeigt eine erfindungskonforme automatische Triggerschaltung. Diese Schaltung umfaßt einen Differentialverstärkungskomparator, der hier in Form eines Stromspiegels mit zwei Zweigen ausgeführt ist. Dieser Stromspiegel umfaßt in jedem seiner Zweige einen Transistor T3 bzw. T4. Die Quelle dieser Transistoren T3 bzw. T4, die in dem Beispiel vom Typ P sind, sind an eine Versorgung Vcc angeschlossen und ihr Drain ist weiter weg und nachgeschaltet an Masse gelegt. Diese Transistoren T3 und T4 sind Transistoren zur Stromregelung in jedem Zweig. Sie sind als Spiegel montiert. In der Praxis ist das Gitter des Transistors T3 mit dem Drain des Transistors 3 und dem Gitter des Transistors 4 verbunden. In jedem der Zweige wurden den Regeltransistoren T3 und T4 nachgeschaltet Erfassungstransistoren C1 bzw. C2 angeschlossen. Mindestens einer dieser Erfassungstransistoren, der Transistor C1, ist ein Transistor mit offenem Gitter. Die Transistoren C1 und C2 sind vom Typ N, ihre Drains sind jeweils an Knotenpunkten A und B an die Drains der Transistoren T3 und T4 angeschlossen, und ihre Quellen sind an einem Knotenpunkt C zusammen an den Drain eines Massekopplungstransistors T1 vom Typ N angeschlossen. Das Gitter des Erfassungstransistors C1 ist an einen zu überwachenden Spannungspegel gelegt: beispielsweise die Spannung Vcc. Das Gitter des Transistors C2 ist an eine andere Bezugsspannung gelegt: beispielsweise an Masse. Die überwachte Spannung ist die Spannungsdifferenz zwischen diesen beiden Spannungen.
• Die Transistoren C1 und C2 sind vom Typ EEPROM und elektrisch programmierbar und löschbar. Sie haben unterschiedliche Leitungsschwellenwerte. Der Leitungsschwellenwert des Transistors C1 ist beispielsweise eine Spannung Vs-Vt. Der Leitungsschwellenwert des Transistors C2 ist - Vt. Die so hergestellte Erfassungsvorrichtung kippt jedesmal, wenn die zu überwachende Spannungsdifferenz (hier Vcc, bezogen auf die Masse) einen Bezugsspannungspegel überschreitet, welcher gleich der Differenz der Erfassungsschwellenwerte der beiden Transistoren C1 und C2, d.h. Vs, ist. Vt ist ein Leitungsschwellenwert eines normalen, angereicherten Transistors; Vt liegt zwischen 0,5 und 1 Volt, je nach der angewandten Einbautechnologie
• Der Drain des Transistors T4 ist ebenfalls mit dem Gitter eines Transistors T5 vom Typ P verbunden, der selbst auch zwischen Vcc und Masse geschaltet ist, und zwar in Kaskade mit einem Transistor T2 vom Typ N. Der Transistor T1 und der Transistor T2 vom Typ N empfangen an ihrem Gitter ein sogenanntes VIRef-Potential, das in der Praxis etwa 1 Volt beträgt, dessen Wert auf die Funktion der Schaltung nicht empfindlich reagiert und das es außerdem erlaubt, einen geringen Bezugsstrom in der Schaltung festzulegen, um deren Verbrauch zu begrenzen. Am Mittelpunkt, dem Knotenpunkt D, zwischen den Drains der Transistoren T5 und T2, nimmt man ein Ausgangssignal S ab, das kippt, wenn die zu überwachende Spannung den Schwellenwert Vs überschreitet.
• Die Erfassungsmethode der Schaltung ist folgende. Solange die zu überwachende Spannung, hier die Speisespannung Vcc, welche den Spiegel T3-T4 speist, unter Vs liegt, sind die Transistoren T3 und T4 blockiert. Wenn die nahe Null Volt liegende Spannung Vcc nämlich zu steigen beginnt, Fig. 2a bis 2e, leitet der Transistar C2 an der Leitungsgrenze. Er besitzt nämlich einen negativen Leitungsschwellenwert -Vt. Die Transistoren T3 und T4 vom Typ P sind blockiert, weil die Spannung Vcc am Anfang noch unter ihrem Leitungsschwellenwert ebenfalls der Größenordnung Vt liegt. Unter diesen Bedingungen zieht der Transistor C2 das Potential des Knotenpunkts B nach Null. Das Potential am Knotenpunkt B auf Null macht den Transistor T5 leitend, sobald Vcc größer wird als Vt. Dadurch folgt das Signal S am Knotenpunkt D anschließend der Änderung von Vcc, Fig. 2e.
• Solange die Spannung Vcc, die über Vt liegt, unter Vs - Vt liegt, geht der ganze Strom des Transistors T1, der das Potential am Knotenpunkt B entlastet, durch den Transistor C2. Die Transistoren T3 und T4 bleiben blockiert, und das Potential B liegt bei etwa 1 Volt, da T4 blockiert ist. Unter diesen Bedingungen ist der Ausgang S am Knotenpunkt D gleich Vcc, da T5 leitet und der in T1 und T2 fließende Strom sehr schwach ist (etwa 1 Mikroampere), wobei diese Transistoren T1 und T2 an der Leitungsgrenze sind.
• Wenn die Spannung Vcc über Vs - Vt ansteigt, erhöht sich die Spannung am Knotenpunkt C. Im Stromspiegel gibt nämlich der Transistor T3 den Strom vor. Da C1 anfangs blockiert war, konnte der Transistor T3 keinen Strom leiten, er war blockiert. Also war T4 genauso blockiert, da seine Funktion durch T3 vorgegeben war. Unter diesen Bedingungen war die Spannung am Knotenpunkt C gleich Null, Fig. 2d.
• Da die an das Steuergitter von C1 angelegte Spannung Vcc auf Vs - Vt ansteigt, beginnt C1 nun zu leiten. Er beginnt zu leiten, sobald diese angelegte Spannung über die seines Schwellenwerts ansteigt, der Vs - Vt beträgt. Sobald C1 leitet, beginnen T3 und T4 zu leiten. Allerdings ist der van T3 in genau diesem Moment gelieferte Strom schwach, da einerseits dieser Strom begrenzt wird durch T1 (an der Leitungsgrenze) und andererseits der in T1 fließende Strom zwischen dem durch C1 fließenden Strom und dem durch C2 fließenden Strom aufgeteilt wird.
• Zu Beginn dieses Vorgangs, der C1 leitend macht, ist die Spannung Vgs - Vschwelle (Vgs ist die Gitterquellenspannung) von C1 geringer als die Spannung Vgs - Vschwelle von C2. Dies bedeutet, daß C2 mehr als C1 leitet. Bei einem weiteren Anstieg von Vcc dreht sich diese Situation um: C2 leitet nicht mehr und C1 leitet mehr als C2. Während des Leitungsbeginns von C1 bleibt die Spannung Vgs - VSchwelle van C1 schwach, was bedeutet, daß die Spannung am Knotenpunkt C nun mit Vcc zu steigen beginnt, ebenso wie die am Knotenpunkt B, Fig. 2c und 2d.
• Zum Zeitpunkt der Inversion, wenn Vcc gleich Vs ist, blockiert C2, die Spannungen an den Knotenpunkten A und C steigen weiter an. Die am Knotenpunkt B kippt, da T4 leitet und weil nichts mehr das Potential von B nach Null zieht, da C2 blockiert ist. Der Transistor C2 blockiert, da, obwohl sein Leitungsschwellenwert negativ ist, die Spannung am Punkt C derart angestiegen ist, daß sie als absoluter Wert diesen Wert übersteigt.
• Wenn die Leitungsschwellenwerte in den Transistoren C1 und C2 richtig auf die angegebenen Werte programmiert wurden, geht die Ausgangsspannung S auf Null, sobald die Spannung von Vcc Vs überschreitet. In diesem Moment ist nämlich der Transistor C1 einem Gitterquellenpotential ausgesetzt, das über dem Gitterquellenpotential des Transistors C2 liegt. Dies ist darauf zurückzuführen, daß das Gitterquellenpotential von C2 mit Ansteigen des Potentials des Knotenpunkts C unter -Vt sinkt.
• Diese Schaltung ist unabhängig von Temperatur und Produktionsparametern, und zwar weil sich die Schwellenspannungen beim Transistor C1 in gleicher Weise verändern wie beim Transistor C2. Man erhält eine Erfassungsspannung gleich
• (Vs - Vt + ) - (-Vt + ),
• wobei aufgrund der Produktion, Temperatur oder Spannung eine identische Streuung aufweist.
• Die Spannung Vs wird in der Schaltung bei den Testläufen der Schaltung gespeichert. Sie wird während eines Programmierschritts gespeichert.
• Zum Programmieren der beiden Transistoren C1 und C2 mit offenem Gitter geht man vorzugsweise folgendermaßen vor. Die Knotenpunkte A und B sind an Ladepumpen P1 bzw. P2 angeschlossen. Die Pumpe P1 ist in der Figur im Detail dargestellt. Diese Pumpe P1 umfaßt einen Speiseeingang für ein Programmierpotential Vpp und einen Taktgebereingang, der ein Phasensignal PHI empfängt. Die Pumpe P1 umfaßt zwei Transistoren T10 und T11 vom Typ N in Kaskade, wobei der Drain des Transistors T10 an die Programmierspannungsquelle Vpp angeschlossen ist, die Quelle dieses Transistors T10 mit dem Drain des Transistors T11 verbunden ist, die Quelle des Transistors T11 den Ausgang der Pumpe P1 bildet und außerdem mit dem Gitter des Transistors T10 verbunden ist. Das Gitter des Transistors T11 ist mit dem Mittelpunkt zwischen den Transistoren T10 und T11 verbunden. Der Phaseneingang ist mit diesem Mittelpunkt über einen Kondensator K1 verbunden. Um einen Kurzschluß zwischen den Knotenpunkten A und B bei der Spannung Vcc beim Programmieren zu vermeiden, wurden zwischen diesen Knotenpunkten und den Transistoren T3 und T4 jeweils Entkopplungstransistoren T7 und T8 vom Typ N vorgesehen. Diese Transistoren T7 und T8 empfangen an ihren Steuergittern die Speisespannung Vcc. Solange die Transistoren T7 und T8 ein von den Transistoren T3 oder T4 empfangenes positives Potential zu übertragen haben, leiten sie. Wenn die Potentiale an den Knotenpunkten A und B jedoch größer als Vcc werden, blockieren diese Transistoren, da ihre Gitter in diesem Fall das gleiche Potential haben wie ihre Quelle.
• Bei jedem von dem Taktgeber an den Kondensator K1 geschickten Impuls wird eine geringe Energiemenge auf die Knotenpunkte A und B übertragen, Fig. 3a. Bei der Programmierung wird ein Signal PROG an die Steuergitter der Auswahltransistoren T12 vom Typ N bzw. T13 vom Typ P angelegt. Eine Schwellenspannung Vs wird einer Klemme der Schaltung aufgedrückt. Der Transistor T12 ist mit dieser Klemme verbunden. Der Transistor T13 empfängt die zu überwachende Spannung (Vcc) und gibt sie an das Gitter von C1 weiter. Der Transistor T12 überträgt, wenn er ein positives PROG- Signal an seinem Gitter empfängt, den Schwellenspannungswert Vs an das Steuergitter des Transistors mit offenem Gitter C1. Unter den gleichen Programmierbedingungen blockiert der Transistor T13. Dagegen ist der Transistor T12 außerhalb der Programmierzeit blockiert und der Transistor T13 kurzgeschlossen: der Transistor C1 überwacht die Spannung, die an ihn angelegt und vom Transistor T13 übertragen wird: in diesem Fall die Spannung Vcc.
• Beim Programmieren wird mittels von in Kaskade geschalteten Transistoren vom Typ N T6 und T9 eine Masseableitung des Knotenpunkts C genutzt. Der Transistor T6 verhält sich wie eine Diode: sein Gitter ist vorzugsweise mit seinem Drain verbunden. Der Transistor T9 empfängt das Signal PROG an seinem Steuergitter. Dank der Ladepumpen P1 und P2 kann die Spannung Vpp bei der Programmierung der Vorrichtung an die Knotenpunkte A und B angelegt werden. Sobald PHI hin- und herzuschwanken beginnt, beträgt eine Ausgangsspannung dieser Ladepumpen Vpp plus Vt. Der Vorteil dieser Pumpen rührt daher, daß selbst ein Zusammenbrechen des Potentials der Knotenpunkte A oder B keinen zu großen Stromverbrauch nach sich zöge, da nur die Energie des Signals PHI verbraucht wird.
• Zu Beginn der Programmierung steigen die Potentiale der Knotenpunkte A und B an, die von den Ladepumpen P1 und P2 langsam geladen werden, Fig. 3a. Jeder der Transistoren C1 oder C2 befindet sich normalerweise in einem gelöschten Zustand, beispielsweise mit einer Schwellenspannung gleich 6 Volt. Sie beginnen dann mit ihrer Programmierung, beispielsweise zunächst der Transistor C2. Die Schwellenspannung, Fig. 3b, dieses Transistors C2 beginnt sich durch die Eingabe von Ladungen, in der Praxis der Löcher in ihrem offenen Gitter, zu ändern. Wenn die Schwellenspannung des entsprechenden Transistors, des Transistors C2, den erforderlichen Schwellenwert erreicht (d.h., daß diese Löcher durch das elektrische Feld, das sie aufdrücken, den Leitungskanal leitend machen), beginnt dieser Transistor zu leiten und hört die Programmierung auf. Für C2 ist der erforderliche Schwellenwert -Vt. Dieser erforderliche Schwellenwert wird durch Anlegen des Steuergitters von C2 an Masse erreicht. Wenn er leitend gemacht wird, fällt die Schwellenspannung des Transistors dann unter seine Gitterquellenspannung Vschwelle < Vgs. Im Fall von C2 ist diese Gitterguellenspannung -Vt, da der als Diode geschaltete T6 vorgibt, daß das Potential des KnotenPunkts C Vt ist, also ist Vga zu Anfang -Vt.
• Da die betreffende Ladepumpe, die Pumpe P2, wegen der von jedem Impuls des Signals PHI übertragenen geringen Energiemengen keinerlei Leckstrom verträgt, sinkt die Spannung an dem betreffenden Knotenpunkt, dem Knotenpunkt B, wegen der Leitung und die Programmierung stoppt. Das gleiche gilt für den Knotenpunkt A und die Programmierung des Schwellenwerts des Transistors C1 auf Vs-Vt.
• Auf diese Weise programmiert das System sich selbst, und es muß nur die Bezugsspannung Vs an das Gitter von C1 angelegt werden. In bestimmten Fällen müssen die beiden Transistoren C1 und C2 vor der Programmierung gelöscht werden. Manchmal haben die Zellen vom Typ EEPROM nämlich, wenn sie aus der Produktion kommen, Schwellenspannungen unter -Vt (sie können sogar -4 Volt erreichen).
• Bei einer einfacheren Funktionsweise kann die Vorrichtung durch eine andere ersetzt werden, die etwas ungenauer arbeitet. In diesem Fall kann der Transistor C2 durch einen einfachen Transistor ersetzt werden: einen normalen Transistor ohne offenes Gitter, dessen Leitungsschwelle der Größenordnung von 0 Volt bei den Produktionsphasen eingestellt wird, indem verhindert wird, daß in seinen Leitungskanal Unreinheiten gelangen können. Bei einer solchen Vorrichtung gäbe es nur eine einzige EEPROM-Erfassungszelle. Diese Vorrichtung löst dann bei Vcc = Vs aus. Diese Vorrichtung ist allerdings ungenauer, da sich die Schwellenspannungen der beiden Transistoren C1 und C2 dann in Abhängigkeit von der Temperatur nicht in gleicher Weise verändern. Mit einer so vereinfachten Vorrichtung kann eine Schwankung in der Größenordnung von 0,2 bis 0,3 Volt beobachtet werden als Toleranz des Werts der auslösenden Spannung entsprechend der Temperatur.
• Mit der vorstehend beschriebenen Vorrichtung können die Probleme im Zusammenhang mit der Wahl der auslösenden Spannungen in einer Schaltung gelöst werden. Außerdem ist diese Schaltung unabhängig sowohl von den Produktionsparametern als auch von der Temperatur. Mit der vorgeschlagenen Lösung kann den Erfordernissen aller Arten von Schaltungen, insbesondere von Chipkarten, genügt werden. Sie hat außerdem den Vorteil, sehr wenig Strom zu verbrauchen, nämlich weniger als 1 Mikroampere, und ist somit bei allen Schaltungen mit niedrigem Verbrauch anwendbar.
• Die Stabilität der Vorrichtung hängt von der Rückhaltefähigkeit der Ladungen an den offenen Gittern der Transistoren C1 und oder C2 ab. Die an einem offenen Gitter einer EEPROM-Zelle gespeicherten Ladungen können nämlich geringfügig streuen. Es wurden Messungen an vorhandenen Zellen vorgenommen. Aus diesen Messungen geht hervor, daß die Änderung der Schwellenspannung einer EEPROM-Zelle in 10 Jahren bei 0,2 Volt liegt. Diese Spanne muß somit bezüglich der gewünschten aus lösenden Spannung zum Zeitpunkt der Programmierung der Vorrichtung genommen werden.
• Das Signal S wird anschließend in der Schaltung genutzt, um beispielsweise ihre Funktion zu neutralisieren.

Claims (6)

1. Automatische Triggerschaltung, insbesondere eine Nullungsschaltung, mit einem Spannungs-Komparator, der einen ersten spannungspegel (Vcc) und einen zweiten Spannungspegel empfängt und für eine Änderung eines Ausgangssignals (D) sorgt, wenn eine zu überwachende Spannungsdifferenz einen Schwellenwert (VS) überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß sie umfaßt:

- einen Stromspiegel (T3, T4) mit zwei Zweigen, wobei dieser Spiegel zwischen einer Gleichstromzuführung und einer Masse geschaltet ist und jeder Zweig einen Transistor (T3, T4) zur Stromregelung umfaßt und diese beiden Transistoren zusammen als Spiegel montiert sind,

- in jedem Zweig, den Regeltransistoren nachgeschaltet, einen Erfassungstransistor (C1, C2), wobei mindestens einer dieser Erfassungstransistoren ein Transistor mit offenem Gitter ist,

wobei mindestens einer dieser Erfassungstransistoren ein Transistor mit offenem Gitter ist,

- wobei die beiden Zweige, den beiden Erfassungstransistoren nachgeschaltet, mit einem Massekopplungstransistor (T1) verbunden sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß man bei einem Zweig zwischen dem Regeltransistor und dem Erfassungstransistor mit offenem Gitter einen Entkopplungstransistor (T7, T8) zwischenschaltet, um die Programmierung des Erfassungstransistors mit offenem Gitter zu ermöglichen.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Zweig ein Erfassungstransistor mit offenem Gitter vorgesehen ist, wobei die Differenz der Leitungsschwellenwerte zwischen den beiden Transistoren mit offenem Gitter (C1, C2) gleich dem Schwellenwert der zu überwachenden Spannungsdifferenz ist, um eine von der Temperatur oder dem Wert einer Speisespannung unabhängige Triggerschaltung zu bilden.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Ladepumpe (P1, P2) mit begrenztem Stromfluß zur Programmierung jedes Erfassungstransistors mit offenem Gitter (C1, C2) aufweist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der oder die Transistor/en mit offenem Gitter (C1, C2) vom Typ EEPROM sind.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Schaltung (T12, T13, P1, P2) zur Programmierung des Transistors bzw. der Transistoren mit offenem Gitter (C1, C2) aufweist, die umfaßt:

- eine Ladepumpe (P1, P2) zum Anlegen einer Programmierungsspannung,

- eine erste Schaltung (T6) zum Anlegen eines ersten Bezugspotentials (Vt) an einen der Transistoren mit offenem Gitter,

- eine zweite Schaltung (T13) zum Anlegen eines zweiten Bezugspotentials an einen anderen Transistor mit offenem Gitter, und

- eine dritte Schaltung (T9, T12) zur gleichzeitigen Programmierung der beiden Transistoren mit offenem Gitter.