DE68905833T2

DE68905833T2 - Armbanduhr.

Info

Publication number: DE68905833T2
Application number: DE8989300622T
Authority: DE
Inventors: Motomu Hayakawa
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1988-01-25
Filing date: 1989-01-24
Publication date: 1993-07-15
Anticipated expiration: 2009-01-25
Also published as: JP2652057B2; CN1026920C; HK107897A; EP0326313A3; EP0326313B1; DE68905833T3; EP0326313A2; WO1989006834A1; EP0326313B2; KR940006915B1; US5001685A; DE68905833D1; KR900700934A; CN1035009A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Armbanduhr.
Für mit Batterien ausgerüstete Armbanduhren hat die Verlängerung der Batterielebensdauer große Beachtung gefunden. Die Größe einer Batterie, die in einer Armbanduhr einsetzbar ist, ist natürlich begrenzt. Gemäß einer Lösung dieses Problems ist eine elektronische Armbanduhr vorgeschlagen worden, in der auf einer Anzeigefläche, beispielsweise einem Ziffernblatt, eine Solarbatterie, vorgesehen ist, wobei entweder eine Sekundärbatterie oder ein Ladekondensator durch die Solarbatterie zur Ansteuerung einer Taktschaltung aufgeladen wird. Eine derartige Armbanduhr ist in der US-PS 4 653 931 beschrieben. Da bei dieser Ausführungsform jedoch eine schwarze oder blaue Solarbatterie auf dem Ziffernblat vorgesehen ist, ist die Ausführung unschön und daher für Käufer nicht attraktiv.
Gemäß einem weiteren Vorschlag ist ein eine Taktschaltung ansteuernder Wechselspannungsgenerator vorgesehen. Bei einer wechselnden elektromotorischen Kraft ist jedoch eine Gleichrichterschaltung erforderlich. Als zweckmäßigste Gleichrichterschaltung erweist sich eine Vollweg-Gleichrichterschaltung in Form einer Diodenbrücke mit vier Dioden; es war jedoch bisher schwierig, vier Dioden in dem kleinen Raum innerhalb einer Armbanduhr unterzubringen. Damit die Taktschaltung selbst bei nicht arbeitendem Generator kontinuierlich arbeitet, ist es notwendig, die erzeugte Leistung entweder in einer Sekundärbatterie oder einem Kondensator zu speichern und die Taktschaltung kontinuierlich durch die Kondensatorausgangsgröße anzusteuern. Der Betriebsspannungsbereich der Taktschaltung ist jedoch begrenzt, so daß die Uhr solange nicht aktiviert wird, bis die Sekundärspannungsversorgung (als genereller Ausdruck sowohl für die Sekundärbatterie als auch einen Kondensator verwendet) soweit aufgeladen ist, daß die Spannung die untere Grenze des Betriebsbereichs der Taktschaltung übersteigt. Wird die Kapazität der Sekundärspannungsversorgung verringert, um die zu ihrer Aufladung notwendige Zeit zu verkürzen, wird das obengenannte Problem bis zu einem gewissen Grade gelöst. Stattdessen tritt jedoch das Problem auf, daß die verfügbare Zeit, bevor die Spannung unter die untere Grenze des Betriebsbereiches der Taktschaltung fällt, verkürzt wird, wenn der Generator nicht wirksam ist.
Die vorliegende Erfindung sucht wenigstens in ihrer bevorzugten Form die obengenannten Probleme hinsichtlich wieder aufladbarer Armbanduhren mit Wechselspannungsgeneratoren zu lösen.
Gemäß einem ersten Aspekt schafft die Erfindung eine Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator, einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung eines Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators, einer wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals zur Ansteuerung einer Taktschaltung, die durch eine wieder aufladbare Hilfsanordnung, welche zur Ansteuerung der Taktschaltung vom Ausgangssignal der wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle wieder aufladbar ist, und durch eine Aufladungssteueranordnung zur Steuerung der Aufladung der wieder aufladbaren Hilfsanordnung, derart, daß das Ausgangssignal der wieder aufladbaren Hilfsanordnung im Vergleich zum Ausgangssignal der wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle für einen gegebenen Wertebereich des Ausgangssignals der wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle vergrößert ist, gekennzeichnet ist.
Die nachfolgend beschriebene Armbanduhr besitzt eine eine Überladung verhindernde Schaltung zur Verhinderung einer Überladung der Sekundärspannungsversorgungsquelle mit einem Schaltelement und einem Gleichrichterelement, welche in Serie und parallel zu einer Spule des Wechselspannungsgenerators geschaltet ist.
Vorzugsweise umfaßt die Gleichrichterschaltung eine erste in Serie zwischen die Spule und die Sekundärspannungsversorgungsquelle geschaltete Diode, während das Gleichrichterelement der die Überladung verhindernden Schaltung eine zweite Diode umfaßt, wobei die Kathoden der ersten und zweiten Diode an einen Anschluß der Spule und das andere Ende des Schaltelementes, das mit der Anode der zweiten Diode verbunden ist, sowie das andere Ende der Sekundärspannungsversorgungsquelle, das mit der Anode der ersten Diode verbunden ist, mit dem anderen Anschluß der Spule verbunden sind.
Die Aufladungssteuerschaltung kann wenigstens eine Anhebungsschaltung zur Anhebung der Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle zur Aufladung eines Hilfskondensators umfassen, welcher die wieder aufladbare Hilfsanordnung bildet. Die Aufladungssteueranordnung kann auch einen Lastwiderstand umfassen, welcher in Serie zwischen dem anderen Ende der Sekundärspannungsversorgungsquelle, das mit der Anode der ersten Diode verbunden ist, und dem anderen Anschluß der Spule liegt, wobei die Schaltung so ausgeführt ist, daß der Hilfskondensator mit der Summe einer am Lastwiderstand erzeugten Spannung und der Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle aufgeladen wird, wenn die Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle einen tiefen Pegel besitzt und der Betrieb der Anhebungsschaltung ruht und gleichzeitig ein vom Wechselspannungsgenerator erzeugter Ladestrom durch die Sekundärspannungsversorgungsquelle fließt.
Wie beschrieben, kann die Armbanduhr weiterhin eine Widerstandswert-Änderungsschaltung enthalten, welche eine erste Spannungsdetektorschaltung zur Durchführung eines Vergleichs zwischen der Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle und einer vorgegebenen Spannung sowie zur Änderung des Widerstandswertes des Lastwiderstandes in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis besitzt.
Beispielsweise kann die Widerstandswert-Änderungsschaltung ein parallel zum Lastwiderstand liegendes Nebenschlußschaltelement besitzen und es können weitere Schaltungsmaßnahmen zur Durchführung einer Steuerung derart vorgesehen sein, daß bei Detektierung durch die erste Spannungsdetektorschaltung des Zustandes, daß die Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle kleiner als die vorgegebene Spannung ist, das Nebenschlußschaltelement abgeschaltet und der Betrieb der Anhebungsschaltung aufgehoben wird, während das Schaltelement eingeschaltet und die Anhebungsschaltung aktiviert wird, wenn die Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle größer als die vorgegebene Spannung ist.
Vorzugsweise ist die Anhebungsschaltung eine mehrstufige Anhebungsschaltung, welche eine Änderung von Anhebungsfaktoren von einem Faktor zum anderen durchführen kann, wobei die Anhebungsschaltung eine zweite Spannungsdetektorschaltung zur Durchführung eines Vergleichs zwischen der Spannung des Hilfskondensators und einer weiteren vorgegebenen Spannung sowie zur entsprechenden Steuerung der Änderung der Anhebungsfaktoren besitzt.
Vorzugsweise werden die erste und zweite Spannungsdetektorschaltung in vorgegebenen Intervallen derart intermittierend aktiviert, daß sie nicht gleichzeitig aktiviert werden; vielmehr wird die erste Spannungsdetektorschaltung immer unmittelbar nach der Aktivierung der zweiten Spannungsdetektorschaltung aktiviert.
Das Zeitintervall vom Zeitpunkt der Aktivierung der ersten Spannungsdetektorschaltung bis zum Zeitpunkt der nachfolgenden Aktivierung der zweiten Spannungsdetektorschaltung ist in diesem Falle vorzugsweise so eingestellt, daß es größer als eine vorgegebene Zeit ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator, einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung des Ausgangssignales des Wechselspannungsgenerators, einer wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals sowie zur Ansteuerung einer Taktschaltung und einer Anordnung zur Begrenzung der Aufladung der wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle, die dadurch gekennzeichnet ist, daß eine Anordnung zur Sperrung eines Rückstromflusses durch eine Spule des Wechselspannungsgenerators über die Begrenzeranordnung vorgesehen ist.
Gemäß einem dritten Aspekt schafft die Erfindung eine Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator, einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators und einer wieder aufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals sowie zur Ansteuerung einer Taktschaltung, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Gleichrichterschaltung zur Halbwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators dient.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein generelles Schaltbild einer elektronischen Armbanduhr gemäß der Erfindung;
Fig. 2 eine bildliche Darstellung eines Wechselspannungsgenerators der Armbanduhr;
Fig. 3(A) ein Schaltbild einer in der Armbanduhr enthaltenen Halbwellen-Gleichrichterschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 3(B) ein Vergleichsschaltbild einer Vollweggleichrichterschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 4 ein Stromverlaufsdiagramm;
Fig. 5(A) ein Schaltbild einer in der Armbanduhr enthaltenen Begrenzerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 5(B) ein Schaltbild einer Begrenzerschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 6(A) eine konventionelle Begrenzerschaltung mit einem PNP-Transistor;
Fig. 6(B) eine konventionelle Begrenzerschaltung mit einem NPN-Transistor;
Fig. 7(A) eine abgewandelte Begrenzerschaltung gemäß der Erfindung mit einem PNP-Transistor;
Fig. 7(B) eine weitere abgewandelte Begrenzerschaltung gemäß der Erfindung mit einer NPN-Transistor;
Fig. 8 eine Begrenzerschaltung gemäß der Erfindung in einer Vollweggleichrichterschaltung;
Fig. 9 ein Spannungsdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise einer mehrstufigen Anhebungsschaltung der Armbanduhr;
Fig. 10 ein detailliertes Schaltbild der mehrstufigen Anhebungschaltung;
Fig. 11 eine Tabelle zur Erläuterung eines Verfahrens zur Speicherung von Anhebungsfaktoren in der Schaltung;
Fig. 12 ein Zeittaktdiagramm der durch die mehrstufige Anhebungsschaltung erzeugten Signale;
Fig. 13 Ersatzschaltbilder von Kondensatorverbindungsschaltungen der mehrstufigen Anhebungsschaltung entsprechend den Zeittaktverhältnissen nach Fig. 12;
Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild einer Hilfskondensator-spannungsdetektorschaltung der Armbanduhr;
Fig. 15 ein Zeittaktdiagramm der in der Schaltung nach Fig. 14 erzeugten Signale;
Fig. 16 ein detailliertes Schaltbild einer Sofortstartschaltung der Armbanduhr;
Fig. 17 ein Schaltbild einer Abtastsignal-Generatorschaltung der Armbanduhr;
Fig. 18 ein Zeittaktdiagramm der in der Abtastsignal-Generatorschaltung erzeugten Signale; und
Fig. 19 eine schematische Darstellung von Spannungsänderungen der Spannung eines Hilfskondensators der Armbanduhr im Zeitpunkt, in dem ein Sofortstart aufgehoben wird.
Gemäß Fig. 1 wird an einer Spule 1 eines Wechselspannungsgenerators eine Wechselspannung induziert. Eine Gleichrichterdiode 2 unterwirft die induzierte Wechselspannung einer Halbweggleichrichtung und lädt einen Kondensator 3 mit hoher Kapazität auf. Ein Begrenzertransistor 4 zur Vermeidung einer Überladung des Kondensators 3 wird durchgeschaltet, wenn die Spannung Vsc des Kondensators 3 (der Spannungswert des Kondensators 3 ist im folgenden als Vsc definiert) eine vorgegebene Spannung Vlim erreicht, wodurch ein Nebenschluß für die in der Generatorspule 1 erzeugte Leistung gebildet wird. Die Spannung Vlim ist so eingestellt, daß sie über dem Maximalwert der für eine Taktschaltung 12 notwendigen Spannung und im Spannungswertebereich des Kondensators 3 liegt. Eine einen Rückstromfluß verhindernde Diode 5 verhindert eine Verringerung des Generatorwirkungsgrades, der durch eine elektromagnetische Bremskraft im Generator aufgrund eines Rückstromflusses erzeugt würde. Dieser Sachverhalt wird nachfolgend noch beschrieben. Eine mehrstufige Anhebungsschaltung 7 dient zur Übertragung der Ladung im Kondensator 3 auf einen Hilfskondensator 10 durch Schalten der Verbindung zwischen Anhebungskondensatoren 8, 9, dem Kondensator 3 und dem Hilfskondensator 10, wobei gleichzeitig die Spannung angehoben wird. Die mehrstufige Anhebungsschaltung 7 erzeugt selektiv vier unterschiedliche Anhebungsfaktoren, d.h. einen Faktor 3, 2, 1, 5 und 1. Die angehobene Spannung wird dem Hilfskondensator zu seiner Aufladung zugeführt. Die Taktschaltung 12 arbeitet bei der Spannung Vss des Hilfskondensators 10 (der Spannungswert des Hilfskondensators 10 ist als Vss definiert) . Die Verwendung einer derartigen mehrstufigen Anhebungsschaltung 7 ermöglicht die Optimierung der Wirkungsweise der Taktschaltung 12. Eine Vss-Detektorschaltung detektiert die Spannung des Hilfskondensators 10. Die in der Vss-Detektorschaltung 11 ausgenutzte Bezugsspannung besitzt zwei Werte Vup und Vdown, welche gemäß folgender Beziehung miteinander zusammenhängen:
Vup < Vdown
Die Vss-Detektorschaltung 11 führt der mehrstufigen Anhebungsschaltung 7 das Detektorergebnis in der Weise zu, daß der Anhebungsfaktor abgesenkt wird, wenn Vss Vdown übersteigt, während der Anhebungsfaktor angehoben wird, wenn Vss unter Vup liegt. Die Taktschaltung 12 enthält eine Oszillatorschaltung zur Ansteuerung eines Kristalloszillators 13 mit einer Ursprungsfrequenz von 32.768 Hz, einen Frequenzteiler und eine Treiberschaltung zur Ansteuerung einer Motorwicklung 14. Die Taktschaltung 12 arbeitet mit der Spannung Vss. Die Motorwicklung 14 dient zur Ansteuerung eines Schrittschaltmotors zur Bewegung eines Uhrenzeigers. Ein Nebenschlußtransistor 15 und ein Serienwiderstand 16 bilden zusammen eine Sofortstartschaltung, welche so ausgebildet ist, daß ein Sofortstartbetrieb durchgeführt wird, wenn Vsc kleiner als eine vorgegebene Spannung VON ist, wie dies im folgenden noch genauer beschrieben wird. Eine Vsc-Detektorschaltung 6 detektiert, daß Vsc die obengenannten Werte Vlim oder VON erreicht hat. Der Zusammenhang zwischen diesen Spannungen und den obengenannten Werten Vup und Vdown ist der folgende:
VON < Vup < Vdown < Vlim
Vorstehend wurde die Schaltung kurz erläutert. Im folgenden werden die Wirkungsweise der einzelnen Abschnitte und die sich daraus ergebenden Effekte im einzelnen erläutert.
Zunächst wird das Prinzip des bei dieser Ausführungsform verwendeten Wechselspannungsgenerators anhand von Fig. 2 beschrieben. Eine Einrichtung 115 in Form eines Schwinggewichtes dient zur Erzeugung eines Rotationsdrehmomentes, wobei das Rotationszentrum und der Schwerpunkt exzentrisch zueinander sind. Die Rotation der Schwingeinrichtung 115 ruft eine Rotation eines einen Teil des Wechselspannungsgenerators bildenden Rotors 117 über eine Drehzahlerhöhungs-Radfolge 116. Der Rotor 17 enthält einen Permanentmagneten 17a. Ein Stator 118 umgibt den Rotor 17. Die Spule 1 ist auf einen Kern 19a gewickelt. Dieser Kern 19a und der Stator 18 sind mittels Schrauben 20 fest miteinander verbunden. Die Rotation des Rotors 17 induziert in der Spule 1 eine elektromotorische Kraft gemäß folgender Beziehung:
e = N dφdt
wobei ein Strom gemäß folgender Beziehung erzeugt wird:
darin bedeuten
N die Anzahl der Windungen der Spule
φ der magnetische Fluß im Kern 19a
t die Zeit
R der Widerstand der Spule
W die Drehzahl des Rotors 17
L die Induktivität der Spule
Die elektromotorische Kraft ist eine im wesentlichen durch eine sinusförmige Kurve gegebene Wechselspannung. Der Rotor 17 und der ihn umgebende Stator 18 bilden konzentrische Kreise, wobei der Stator 18 den Rotormagneten auf im wesentlichen dem gesamten Umfang umgibt. Daher ist es möglich, Kräfte (Anzugsdrehmoment), welche im Sinne des Abstoppens des Rotors in einer bestimmten Stelle wirken, minimal zu halten.
Die durch einen derartige Wechselspannungsgenerator erzeugte Wechselspannung wird mittels einer Einweggleichrichterschaltung gemäß Fig. 3(A) zur Aufladung des Kondensators 3 gleichgerichtet, wobei eine konventionell in einer Armbanduhr verwendete einfachere Diodenanordnung vorgesehen ist. Die Kombination des Generators nach Fig. 2 und der Einwegleichrichterschaltung nach Fig. 3(A) ermöglicht die Realisierung des gleichen Generatorwirkungsgrades wie im Falle einer konventionellen Vollweggleichrichterschaltung gemäß Fig. 3 (B) . Die Gründe dafür werden im folgenden erläutert. Gemäß den Fig. 3(A) und 3(B) sind ebenso wie gemäß Fig. 1 die Generatorwicklung 1, der Kondensator 3 sowie Gleichrichterdioden 2 und 2a bis 2d vorgesehen. In der Einweggleichrichterschaltung nach Fig. 3(A) liegt lediglich eine Diode in der Ladungsschleife, während in der Folgegleichrichterschaltung nach Fig. 3(B) zwei Dioden in der Ladungsschleife liegen. Die Potentialdifferenz an den Dioden in der Folgeleichrichterschaltung ist daher doppelt so groß wie in der Einweggleichrichterschaltung Fig. 4 zeigt vergleichsweise die Stromverläufe in den beiden Gleichrichterschaltungen. Bei diesen Verläufen handelt es sich um eine Bezugslinie 24, eine den in einer konventionellen Gleichrichterschaltung erzeugten Strom repräsentierende Kurve 25, eine den erfindungsgemäß erzeugten Strom repräsentierende Kurve 26, eine den Verlust auf Grund des Spannungsabfalls in der konventionellen Gleichrichterschaltung repräsentierende Kurve 27 sowie eine den Verlust auf Grund des Spannungsabfalls in der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung repräsentierende Kurve 28. Im Stand der Technik entspricht die im Kondensator 3 gespeicherte Ladungsmenge dem durch die Kurven 25 und 27 begrenzten Bereich, während die erfindungsgemäß im Kondensator 3 gespeicherte Ladungsmenge dem durch die Kurven 26 und 28 begrenzten Bereich entspricht. Ein Vergleich dieser Bereiche zeigt, daß im wesentlichen kein Unterschied vorhanden ist und daß die Speichervorgänge in beiden Fällen äquivalent sind. Der Grund dafür, daß hinsichtlich der Speicherfunktion zwischen der konventionellen Vollweggleichrichterschaltung und der Einweggleichrichterschaltung kein Unterschied vorhanden ist, wird nachfolgend erläutert. Während der Periode (29 gemäß Fig. 4) fließt bei Abschaltung des Stroms in der Einweggleichrichterschaltung kein Strom durch die Wicklung 1. Das auf den Rotor 17 wirkende Bremsdrehmoment ist daher klein, so daß die Bewegung des Schwinggewichtes beschleunigt wird. Speziell wird in der Periode 29 Energie in Form der kinetischen Energie des Schwinggewichtes gespeichert und freigegeben, wenn Leistung erzeugt wird. Aus diesem Grund ist der Spitzenwert der Kurve 26 größer als derjenige der Kurve 25. Weiterhin besitzt die Tatsache, daß die beiden Dioden auf eine reduziert sind, d.h. die Anzahl der Dioden halbiert ist, den vorteilhaften Effekt einer Verringerung des Gleichrichtungsverlustes. Trotz der Halbwellengleichrichtung sind daher die Generator- und Speicherfunktion gemäß der Erfindung nicht schlechter als im Falle der Vollweggleichrichtung.
Wie oben ausgeführt, ist es erfindungsgemäß möglich, selbst mit einer Halbweggleichrichtung eine zufriedenstellende Generatorfunktion zu realisieren und die Anzahl der Dioden wesentlich zu verringern, d.h., es ergibt sich eine Reduzierung von vier Dioden im Fall des Diodenbrückensystems auf eine einzige Diode. Dies hat sowohl hinsichtlich der Raumausnutzung als auch der Kosten wesentliche Vorteile.
Im folgenden wird die Anordnung des Begrenzertransistors 4 beschrieben. Fig. 5(A) zeigt die erfindungsgemäße Begrenzeranordnung, während Fig. 5(B) eine bisher verwendete generelle Begrenzeranordnung zeigt. Der Begrenzertransistor 4 zur Ableitung des Stroms wird durch einen P-Kanal-MOSFET gebildet. Dies ist deshalb der Fall, weil integrierte Schaltkreise für Uhren nur wenig Leistung verbrauchen dürfen. Sie werden daher in CMOS-Technik hergestellt. Speziell ist der Begrenzertransistor 4 im integrierten Schaltkreis in Form eines MOSFET hergestellt, was gegenüber einem externen Element außerhalb des integrierten Schaltkreises sowohl hinsichtlich der Raumausnutzung als auch der Kosten vorteilhaft ist.
Bei der konventionellen Ausführungsform liegt der Begrenzertransistor 4 parallel zum Kondensator 3, so daß die im Kondensator 3 gespeicherte Ladung bei Durchschaltung des Begrenzertransistors in unerwünschter Weise über den in Fig. 5(B) durch die gestrichelte Linie 30 dargestellten Weg entladen wird. Der Begrenzertransistor 4 dient zur Vermeidung einer Überladung des Kondensators 3, wobei er im Stand der Technik tatsächlich zur Ableitung der überschüssigen Ladung vom Kondensator 3 dient. In der bekannten Ausführungsform scheint dabei kein Problem aufzutreten. Wird der Begrenzertransistor 4 jedoch durchgeschaltet gelassen, so entlädt sich der Kondensator 3 mehr als notwendig. Um dieses Problem zu vermeiden, muß der Spannungswert des Kondensators 3 konstant überwacht werden, wobei der Begrenzertransistor 4 sofort abgeschaltet wird, wenn Vsc unterhalb von Vlim liegt. Wenn jedoch die Spannungsdetektorschaltungkonstant aktiviert ist, so nimmt der Stromverbrauch in einem Bezugsspannungsgenerator und in einem Komparator in dieser Schaltung um einen großen Betrag zu. Die bekannte Schaltung besitzt den weiteren Nachteil, daß bei Durchschaltung des Begrenzertransistors 4 eine hohe Spannung am Kondensator 3 direkt an diesem Begrenzertransistor 4 liegt und ein großer Strom über ihn fließt. Um einen Durchbruch des Transistors 4 zu verhindern, muß er sehr groß ausgebildet werden, was zu einer kostenmäßig nachteiligen Vergrößerung des integrierten Schaltkreises führt.
Zur Lösung der vorgenannten Probleme ist in der erfindungsgemäßen Begrenzerschaltung gemäß Fig. 5(A) zusätzliche eine einen Rückstrom verhindernde Diode 5 vorgesehen. Gemäß dieser Ausführungsform besteht selbst bei durchgeschaltetem Begrenzertransistor 4 keine Möglichkeit der Entladung des Kondensators 3 aufgrund des Vorhandenseins der Gleichrichterdiode 2. Selbst nachdem Vsc Vlim erreicht hat, ändert sich daher Vsc lediglich um einen Betrag entsprechend dem Ladungsverbrauch in der Taktschaltung 12, d.h. mit einem Betrag gemäß einer sanft abnehmenden Kurve, so daß die Vsc- Detektorschaltung 6 nicht immer aktiviert sein muß. Mit anderen Worten ausgedrückt, ist es lediglich erforderlich, die Vsc-Detektorschaltung 6 intermittierend durch Abtastung anzusteuern, so daß es möglich wird, die sich aus der Wirkungsweise dieser Schaltung ergebende Stromververbrauchserhöhung minimal zu halten. Weiterhin besteht keine Gefahr, das über den Transistor 4 ein großer Strom fließt, so daß dessen Größe nicht mehr als notwendig erhöht werden muß. Die gestrichelte Linie 31 zeigt die Richtung des über den Begrenzertransistor 4 abgeleiteten Stroms. Es ist lediglich erforderlich, die Stromzufuhr abzuschalten, nachdem Vsc Vlim erreicht hat. Zwischen dem Substrat und der Drain des Begrenzertransistors 4 wird eine parasitäre Diode 52 gebildet. Ist die den Rückstrom verhindernde Diode 5 nicht vorhanden, so fließt während der Leistungserzeugung selbst bei abgeschaltetem Begrenzertransistor 4 ein Strom in Rückwärtsrichtung in Bezug auf die gestrichelte Linie 31. In einem solchen Falle nimmt das anhand der Gleichrichterschaltung beschriebene Bremsdrehmoment des Generators zu, wodurch der Generatorwirkungsgrad verringert wird. Dies zu vermeiden, ist die den Rückstrom verhindernde Diode 5 vorgesehen. Durch die einfache Einfügung der den Rückstrom verhindernden Diode 5 und eine Änderung der Einschaltung des Begrenzertransistors 4 werden daher verschiedene Effekte, wie beispielsweise eine Absenkung des Leistungsverbrauchs aufgrund der intermittierenden Aktivierung der Spannungsdetektorschaltung 6 eine Reduzierung der Größe des Begrenzertransistors 4 und eine Verbesserung der Generatorfunktion erreicht. Die Ausführungsform der erfindungsgemäßen Begrenzerschaltung ist auch in dem Fall wirksam, in dem zur Bildung eines Schaltelementes ein Bipolartransistor verwendet wird. Fig. 6 zeigt eine konventionelle Begrenzerschaltung, in der ein Schaltelement durch einen Bipolartransistor gebildet wird und keine einen Rückstrom verhindernde Schaltung vorgesehen ist. Fig. 6(A) zeigt eine Ausführungsform, in der PNP-Bipolartransistor verwendet wird, während Fig. 6(B) eine Ausführungsform mit einem NPN-Bipolartransistor zeigt. Bei der Ausführungsform nach Fig. 6(A) fließt selbst bei gesperrtem PNP-Transistor 44 in unerwünschter Weise ein Rückstrom 46 (gemäß der gestrichelten Linie) über eine Diode 44b zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors 44 und über eine Schaltsteuerschaltung 45. Diese Schaltsteuerschaltung 45 stellt sicher, daß die Basis des PNP-Transistors 44 auf hohem Potential liegt (das gleiche Potential wie am Emitter des PNP-Transistors 44), um diesen PNP-Transistor 44 gesperrt zu halten. Es ist daher ein Stromweg über die Schalt-Steuerschaltung 45 vorhanden, welche einen unerwünschten Rückstromfluß gemäß der gestrichelten Linie 46 ermöglicht. Entsprechend fließt im Falle der Anordnung nach Fig. 6(B) in unerwünschter Weise ein Rückstrom 49 (gemäß der gestrichelten Linie) über einen eine Diode 47a zwischen der Basis und dem Kollektor eines NPN-Transistors 47 und eine Schaltsteuerschaltung 48 enthaltenden Stromweg.
Gemäß einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 7 ist daher in Serie zum Bipolartransistor 44 oder 47 eine einen Rückstrom verhindernde Diode 5 vorgesehen, wodurch ohne Verschlechterung der Generatorfunktion durch Sperrung des Rückstroms eine Begrenzerschaltung gebildet wird.
Diese Ausführungsform der erfindungsgemäßen Begrenzerschaltung ist auch in einer Vollweggleichrichterschaltung mit einer Diodenbrücke wirksam. Eine solche Ausführungsform ist in Fig. 8 dargestellt. Ist bei der in der Generatorwicklung 1 induzierten Spannung gemäß Fig. 8 am unteren Wicklungsende ein höheres Potential vorhanden, so fließt der Strom normalerweise über den durch die gestrichelte Linie 50 angegebenen Weg. Ist die einen Rückstrom verhindernde Diode 5 nicht vorhanden, so fließt der Strom in unerwünschter Weise in dem durch die gestrichelte Linie 51 angegeben Weg über eine parasitäre Diode 52 selbst bei gesperrtem Begrenzertransistor 4, so daß der Strom von lediglich einer Seite der Vollweggleichrichterschaltung im Kondensator 3 gespeichert wird. Daher wird die Ladungsfunktion halbiert. Die Einfügung der einen Rückstrom verhindernden Diode 5 im erfindungsgemäßen Sinne ist also auch im Falle einer Vollweggleichrichtung wirksam.
Ein spezielles Beispiel der mehrstufigen Anhebungsschaltung wird im folgenden anhand von Fig. 9 erläutert. Dabei ist auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate die Spannung aufgetragen. Die Spannung Vsc des Kondensators 3 ist durch eine gestrichelte Linie und die Spannung Vss des Kondensators 10 durch eine ausgezogene Linie dargestellt. Die oben angegebenen Werte VON, Vup, Vdown und Vlim sind wie folgt eingestellt:
VON = 0,4 V
Vup = 1,2 V
Vdown = 2, 0 V
Vlim = 2,3 V
Während des Zeitintervalls von t&sub0; bis t&sub6; befindet sich der Generator hauptsächlich in einem Arbeitszustand, d.h. dieses Intervall ist als Ladungsperiode definiert, während der Generator im Zeitintervall nach t&sub6; unwirksam ist, d.h. dieses Zeitintervall ist als Entladeperiode definiert. In Fig. 9 sind zwar die Lade- und Entladeperiode auf der Basis der gleichen Zeitskala dargestellt; in der Praxis liegt jedoch die Ladeperiode in der Größenordnung von mehreren Minuten und die Entladeperiode in der Größenordnung von mehreren Tagen. Im Zeitintervall von t&sub0; bis t&sub1; und nach dem Zeitpunkt t&sub1;&sub0; befindet sich die Schaltung in einem Sofortstartzustand, was im folgenden noch beschrieben wird. Vom Zeitpunkt t&sub1;, in dem Vsc (welche zunimmt) 0,4 V übersteigt, beginnt ein dreifacher Anhebungszustand, so daß eine Spannung von Vsc x 3 als Vss gespeichert wird. Mit fortschreitender Ladung erreicht Vss im Zeitpunkt t&sub2; 2,0 V. Sodann wird der Anhebungsfaktor um einen Pegel auf den 2-fachen Wert heruntergeschaltet. Mit fortschreitender Ladung erreicht dann Vss in den Zeitpunkten t&sub3; und t&sub4; 2,0 V. Jedes Mal, wenn Vss 2,0 V erreicht, wird daher der Anhebungspegel um einen Wert heruntergeschaltet, d.h. im Zeitintervall von t&sub1; bis t&sub2; tritt eine 2-fache Anhebung, von t&sub2; bis t&sub3; eine 2-fache Anhebung, von t&sub3; bis t&sub4; eine 1,5-fache Anhebung und von t&sub4; bis t&sub7; eine einfache Anhebung auf. Es ist darauf hinzuweisen, daß während der Periode der einfachen Anhebung die Spannung in der Weise ansteigt, daß Vsc = Vss ist und daß während dieser Periode der Anhebungsfaktor nicht geändert wird, selbst wenn Vss 2,0 V erreicht. Während des Zeitintervalls von t&sub5; bis t&sub6; wird der Begrenzertransistor 4 zur Vermeidung des Ansteigens der Spannung über 2,3 V durchgeschaltet, wenn die Spannung auf 2,3 V angestiegen ist (d.h. Vsc = Vss = 2,3 V). Während der Entladeperiode nach t&sub6; werden die Anhebungsfaktoren bei 1,2 V von Faktor zu Faktor geändert. Speziell wird der Anhebungsfaktor um einen Pegel auf das 1,5-fache hochgeschaltet, wenn die Spannung so abgesenkt wird, daß Vss = 1,2 V ist. Danach wird der Anhebungsfaktor jeweils um einen Pegel hochgeschaltet, wenn Vss 1,2 V erreicht, d.h. während des Zeitintervalls von t&sub7; bis t8 ergibt sich der 1,5-fache Anhebungspegel, von t&sub8; bis t&sub9; der 2-fache Anhebungspegel und von t&sub9; bis t&sub1;&sub0; der 3-fache Anhebungspegel. Durch Verwendung eines derartigen Anhebungssystems kann Vss, wobei es sich um die Spannungsversorgung zur Ansteuerung der Uhr handelt, im Zustand von Vsc ≥ 0,4 V konstant auf 1,2 V oder mehr gehalten werden, wodurch die Betriebszeit der Uhr verlängert wird. Es ist darauf hinzuweisen, daß Vup (1,2 V) auf die kleinste Betriebsspannung für den Schrittschaltmotor zur Weiterbewegung des Armbanduhrenzeigers eingestellt ist. Ist die Anordnung so getroffen, daß keine Anhebung bewirkt wird und Vsc als Treiberspannung ausgenutzt wird, so arbeitet die Uhr lediglich während der Periode, in der Vsc = 1,2 V oder mehr ist, d.h. von t&sub1;&sub1; bis t&sub7;, wobei während der Ladeperiode die zum Starten der Uhr erforderliche Zeit groß ist, während die während der Entladeperiode bis zum Stehenbleiben der Uhr abgelaufene Zeit kurz ist, was zu einer ungünstigen Uhr führt. Da VON (0,4 V) eine Spannung ist, bei der die 3-fache Anhebung gestartet wird, wird ersichtlich VON so eingestellt, daß die Bedingung VON x 3 ≤ Vup x Vlim (2,3 V) erfüllt ist; es erfolgt eine Einstellung auf 2,3 V mit einem gewissen Sicherheitsabstand, da die Durchbruchsspannung des bei dieser Ausführungsform verwendeten Kondensators 3 gleich 2,4 V ist.
Die Änderung der Anhebungsfaktoren erfolgt durch Vergleich von Vs mit Vup und Vdown im Hinblick auf die Realisierung der folgenden Effekte. Zur Änderung der Anhebungsfaktoren gemäß der Erfindung tragen drei Detektorspannungen, nämlich VON für die Änderung zwischen dem Sofortstart und der dreifachen Anhebung sowie die obengenannten Spannungen Vup und Vdown bei, während bei einer Ausführungsform, bei der die Änderung der Anhebungsfaktoren durch die Spannungsdetektierung von Vsc erfolgt, vier Detektorspannungen erforderlich sind. Speziell ist es bei einer derartigen Ausführungsform erforderlich, die Detektorspannungen für vier Änderungsstellen, d.h. zwischen Sofortstart und 3-facher Anhebung, zwischen 3-facher Anhebung und 2-facher Anhebung, zwischen 2- facher Anhebung und 1,5-facher Anhebung und zwischen 1,5- facher Anhebung und einfacher Anhebung einzustellen. Um sicherzustellen, daß der durch Anhebung von Vsc realisierte Wert von Vss gleich oder größer als Vup (1,2 V) ist, ist es notwendig, die Detektorschaltungen folgendermaßen vorzusehen:
Sofortstart < - > 3-fache Anhebung ... 0,4 V
3-fache Anhebung < - > 2-fache Anhebung ... 0,6 V
2-fache Anhebung < - > 1,5-fache Anhebung ... 0,8 V
1,5-fache Anhebung < - > einfache Anhebung ... 1,2 V
Erfindungsgemäß ist es jedoch möglich, die Detektorspannungen um Eins und die Typfläche des integrierten Schaltkreises entsprechend zu verringern. Selbst wenn der tiefste Wert der Betriebsspannung der Uhr aus Gründen der Ausführung oder des Betriebs geändert wird, ist es daher erfindungsgemäß lediglich notwendig, die Werte von zwei Detektorspannungen, d.h. VON (0,4 V) und Vup (1,2 V) zu ändern, während bei einer Ausführungsform, bei der die Anhebungsänderung durch Detektierung von Vsc erfolgt, eine Änderung von vier Detektorspannungen erforderlich ist. Erfolgt speziell die Einstellung der Detektorspannungen durch Ausnutzung von Detektorspannungs-Einstellanschlüssen am integrierten Schaltkreis, so ist generell eine große Anzahl von Einstellanschlüssen erforderlich; erfindungsgemäß ist es jedoch möglich, die Anzahl derartiger Einstellanschlüsse zu reduzieren und damit eine Zunahme der Kippfläche des integrierten Schaltkreises zu vermeiden. Obwohl bei der beschriebenen erfindungsgemäßen Ausführungsform die mehrstufige Anhebungsschaltung vier Anhebungsfaktorwerte besitzt, ist es durch Vergrößerung der Anzahl der Anhebungskondensatoren 8 und 9 von Zwei auf Drei möglich, acht Anhebungsfaktorwerte, nämlich einfach, 1 1/3-fach, 1,5-fach, 1 2/3- fach, 2-fach, 2,5-fach, 3-fach und 4-fach zu realisieren. Obwohl im System, in dem die Anhebungsfaktoren durch Detektierung von Vsc geändert werden, Detektorspannungen für alle vorgenannten Werte vorgesehen werden müssen, ist es erfindungsgemäß nicht erforderlich, zusätzliche Detektorspannungen vorzusehen. Die vorliegende Erfindung ermöglicht daher eine einfache Abstufung der Anhebungsschaltung.
Im folgenden wird anhand von Fig. 10 eine spezielle Ausführungsform der mehrstufigen Anhebungsschaltung 7 beschrieben. FETs Tr1 bis Tr7 dienen zur Umschaltung der Verbindung zwischen den Kondensatoren. Die FETs werden unter Steuerung eines Anhebungstaktes mit einer Frequenz von 1kHz durchgeschaltet und gesperrt . Gestrichelt einfaßt ist ein an sich bekannter Aufwärts/Abwärtszähler 32 dargestellt. Die vier Anhebungsfaktoren werden in Form von Kombinationen von Ausgangssignalen SA und SB mit 2 Bit des Aufwärts/Abwärtszählers 32 gehalten. Fig. 11 zeigt den Zusammenhang zwischen SA, SB und den Anhebungsfaktoren up ein Ausgangssignal der Vss-Detektorschaltung 11 in Form eines Taktimpulses bei unter Vup (1,2 V) liegendem Wert von Vss bildet ein Eingangssignal up für den Aufwärts/Abwärtszähler 32, wobei "0" den aktiven Zustand definiert. Entsprechend ist down ein Taktimpuls, welcher ausgegeben wird, wenn Vss Vdown (2,0 V) übersteigt. Auf diese Weise werden die Anhebungsfaktoren von Faktor zu Faktor in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Vss -Detektorschaltung 11 geändert. Die Werte "0" und "1" bezeichnen logische Signale. "0" bezieht sich auf die Minusseite (die Vss-Seite) des Hilfskondensators 10, während "1" sich auf die Plusseite (die VDD-Seite) des Hilfskondensators 10 bezieht. Eine Anhebungsbezugssignal-Generatorschaltung 33 liefert Anhebungsbezugssignale CL1 und CL2 auf der Basis von Standardsignalen φ1K und φ2KM, welche vom Frequenzteiler der Taktschaltung 12 geliefert werden. Eine Schaltsteuerschaltung 34 liefert ein von den vorgenannten Signalen CL1, CL2, SA und SB abgeleitetes Signal zur Steuerung der Schaltung von TR1 bis TR7.
Fig. 12 zeigt die Wirkungsweise der vorstehend beschriebenen Schaltung für die Anhebungsfaktoren in Form eines Zeittaktdiagramms, während Fig. 13 die Wirkungsweise der Schaltung für die Anhebungsfaktoren in Form eines Ersatzschaltbildes für die Kondensatorverbindungen zeigt. Gemäß Fig. 12 ist ersichtlich, daß Trn durchgeschaltet wird, wenn Trn gleich 1 ist. Fig. 12(A) zeigt die Schaltsteuersignale bei einer einfachen Anhebung, bei der Tr1, Tr3, Tr4, Tr5 und Tr7 konstant durchgeschaltet sind. Die Kondensatorersatzschaltung ist für diesen Fall in Fig. 13(A) dargestellt. Speziell sind die Kondensatoren 3, 8, 9 und 10 parallelgeschaltet, so daß die Spannung Vsc des Kondensators 3 und die Spannung Vss des Hilfskondensators 10 einander gleich werden. Fig. 12(B) zeigt die Schaltsteuersignale für eine 1,5-fache Anhebung. Während des Intervalls (a) sind Tr1, Tr3 und TR6 durchgeschaltet, während des Intervalls (b) Tr2, Tr4, Tr5 und Tr7 durchgeschaltet sind. Fig. 13(B) zeigt die Kondensatorersatzschaltung für die Einfachanhebung. Während des Intervalls (a) werden die Anhebungskondensatoren 8 und 9 mit 0,5 x Vsc aufgeladen, während der Hilfskondensator 10 während des Intervalls (b) mit der Summe von Vsc und 0,5 x Vsc, d.h. mit 1,5 x Vsc aufgeladen wird. Entsprechend zeigen die Fig. 12(C) und 13(C) die Wirkungsweise während der 2-fachen Anhebung, bei der während des Intervalls (a) Tr1, Tr3, Tr5 und Tr7 durchgeschaltet sind, während während des Intervalls (b) Tr2, Tr4, Tr5 und Tr7 durchgeschaltet sind. Daher wird der Hilfskondensator 10 mit 2 x Vsc aufgeladen. Die Fig. 12(D) und 13(D) zeigen die Wirkungsweise während der 3-fachen Anhebung, bei welcher während des Intervalls (a) Tr1, Tr3, Tr5 und Tr7 durchgeschaltet sind, während während des Intervalls (b) Tr2, Tr4 und Tr6 durchgeschaltet sind. Daher wird der Hilfskondensator 10 mit 3 x Vsc aufgeladen.
Das Signal "OFF" gemäß Fig. 10 ist gleich 1, wenn die Bedingung Vsc ≤ VON (0,4 V) erfüllt ist, d.h., wenn sich das System im Sofortstartzustand befindet. Dabei wird das Ausgangssignal der Anhebungsbezugssignal-Generatorschaltung 33 zur Abschaltung aller Elemente Tr1 bis Tr7 aufgehoben, So daß keine Anhebung stattfindet. Die Ausgangssignale SA und SB des Aufwärts/Abwärtszählers 32 werden anfänglich auf 1 gesetzt, so daß die Anhebung bei der 3-fachen Anhebung beginnt, wenn der Sofortstart aufgehoben wird.
Fig. 14 zeigt ein spezielles Beispiel der Vss-Detektorschaltung. SP1,2 und SP2,0 sind Abtastsignale. Wenn diese Signale gleich "1" sind, so wird die Schaltung aktiviert, während die Schaltung bei Signalen von "0" in einen festen Zustand gebracht wird, so daß kein Strom verbraucht wird. Der durch die gestrichelte Linie 35 umgebene Block repräsentiert eine Konstantspannungsschaltung bekannten Wertes, deren Ausgangsspannung mit VREG bezeichnet ist. Ein Widerstand 36 dient zur Detektierung von Vss, während ein Widerstand 37 zur Erzeugung einer Bezugsspannung sieht. Jeder Abgriff des Widerstandes 37 ist so eingestellt, daß bei Vss = 1,2 V
gilt, während bei Vss = 2,0 V
gilt. Übertragungsgatter 38 dienen zur Änderung der Detektorspannungen von Wert zu Wert, wenn die Schaltung detektieren soll, daß Vss 1,2 V bzw. 2,0 V erreicht hat. Ein Komparator 39 vergleicht Vss und die relevante Detektorspannung miteinander. Ein Hauptregister 40 speichert das Ausgangssignal des Komparators 39 in Abhängigkeit vom Anstieg von 1,2 (im folgenden beschrieben) . Ein weiteres Hauptregister 41 speichert das Ausgangssignal des Komparators 39 in Abhängigkeit vom Anstieg 2,0 (ebenfalls im folgenden beschrieben) in der gleichen Weise wie im Falle des Hauptregisters 40. Eine an sich bekannte Differenzierungsschaltung 42 liefert entweder einen Taktimpuls up oder down, wenn sich der Inhalt der Hauptregister 40, 41 ändert, wodurch der Inhalt des Aufwärts/Abwärtszählers 32 gemäß Fig. 10 geändert wird. Der Frequenzteiler liefert Bezugssignale φ8, φ64 und φ128. φ8 dient zur Vorbereitung der Hauptregister 40, 41 und der Differenzierungsschaltung 42 für die nachfolgende Abtastung. Die oben beschriebene Wirkungsweise wird anhand des Zeittaktdiagramms gemäß Fig. 15 erläutert. Die erste Hälfte dieser Figur ist ein Diagramm für die Wirkungsweise bei Vss > 2,0 V, während die zweite Hälfte der Figur ein Diagramm für die Wirkungsweise bei Vss < 1,2 V ist. Die Abtastsignal- Generatorschaltung (nachfolgend beschrieben) gibt alle zwei Sekunden Ausgangssignale 2,0, SP2,0, 1,2 und SP1,2 ab. Ist Vss > 2,0 V, so wird zur Herunterschaltung des Anhebungsfaktors um einen Pegel Mdown ausgegeben, während bei Vss < 1,2 V zur Heraufschaltung des Anhebungsfaktors um einen Pegel up ausgegeben wird.
Im folgenden wird die Sofortstartschaltung beschrieben. Diese Sofortstartschaltung dient zur Wirksamschaltung der Anhebungsfunktion für einen glatten und zuverlässigen Start im Übergangspunkt, in dem sich Vsc von einer Spannung unterhalb 0,4 V auf eine Spannung oberhalb 0,4 V ändert. Die Anhebung muß im vorgenannten Übergangspunkt beginnen, wobei es für den Beginn der Anhebung notwendig ist, daß die Oszillatorschaltung in der Taktschaltung 12 bereits schwingt und die Taktschaltung 12 selbst bereits arbeitet. Die Spannung im Übergangspunkt ist jedoch klein, d.h. gleich 0,4 V, wobei sie vor dem Erreichen des Übergangspunktes jedoch noch nicht angehoben wird. Daher kann die Schaltung nicht arbeiten. Ist der Übergangspunkt auf eine Spannung eingestellt, bei der die Taktschaltung 12 arbeitet, so macht die Einführung des Anhebungssystems keinen Sinn. Um die vorgenannten Probleme zu lösen, ermöglicht die Sofortstartschaltung eine Anhebung der Spannung Vss auf einen hohen Spannungswert durch ein Verfahren, daß sich von dem der Anhebungsschaltung unterscheidet.
Eine spezielle Schaltungsausführung der Sofortstartschaltung ist in Fig. 16 dargestellt. Wird durch die Vsc-Detektorschaltung 6 detektiert, das Vsc > VON (0,4 V) ist, so wird das "Off"-Signal gleich 1, so daß der Nebenschlußtransistor 15 gesperrt wird. Weiterhin wird die Anhebungsschaltung gemäß Fig. 10 in Abhängigkeit vom "Off"-Signal anfänglich gesetzt und es werden alle Transistoren Tr1 bis Tr7 gesperrt. Wird der Generator in diesem Zustand aktiviert, so fließt ein Ladestrom i durch den Kondensator 3. Dabei bewirkt der Serienwiderstand 16 einen Spannungsabfall V gleich Widerstandswert x i. Speziell entsteht am Hilfskondensator 10 lediglich dann eine Spannung v + Vsc wenn der Strom i fließt. Obwohl Tr3 und Tr4 beim Sofortstart gesperrt sind, kann der Hilfskondensator 10 über parasitäre Dioden 43 dieser Transistoren mit der Spannung v + Vsc aufgeladen werden. Der Hilfskondensator 10 dient weiterhin als Glättungskondensator, wobei nach der Aufladung des Hilfskondensators 10 mit v + Vsc die Schaltungsfunktion bereitsteht. Es genügt, den Widerstandswert des Serienwiderstandes 16 so einzustellen, daß der Widerstandswert x i = v gleich oder größer als VON (1,2 V) ist. Das "Off"-Signal wird in der Schaltung 6 so eingestellt, daß es gleich 1 ist, selbst wenn die Schwingung aufgehoben ist und damit die Taktschaltung 12 nicht arbeitet. Hinsichtlich des Starts der Sofortstartschaltung besteht daher kein Problem. Übersteigt Vsc VON zum Starten eines Anhebungsvorgangs, so wird der Nebenschlußtransistor 15 durchgeschaltet, so daß keine übermäßige Impedanz während der folgenden Aufladung des Kondensators 3 vorhanden ist. Da das Überschreiten des Übergangspunktes durch die ansteigende Spannung Vsc bedeutet, daß der Generator arbeitet und der Ladestrom fließt, ist es möglich, einen Sofortstartbetrieb zu beginnen, d.h. Vss im Übergangspunkt auf eine hohe Spannung anzuheben. Erfindungsgemäß wird es also möglich, daß die Taktschaltung 12 im Übergangspunkt bereits arbeitet und damit ein Schaltungsbetrieb zur glatten und zuverlässigen Verschiebung einer Anhebungsfunktion möglich wird. Aufgrund der erfindungsgemäßen Sofortstartschaltung arbeitet die Uhr ohne Ausfall, solange der Generator arbeitet. Die Taktfunktion kann daher in einfacher Weise überwacht werden, selbst wenn die Kondensatorspannung unterhalb von 0,4 V liegt. Dies ist speziell bei einer Funktionsüberprüfung beim Uhrenversand wirksam.
Fig. 17 zeigt eine Abtastsignal-Generatorschaltung zur Detektierung vier unterschiedlicher Spannungsarten gemäß der Erfindung. Die Detektierung vier unterschiedlicher Spannungsarten bedeutet die Detektierung von Vup und Vdown in der Vss-Detektorschaltung 11 und die Detektierung von VON und Vlim in der Vsc-Detektorschaltung 6. Der Frequenzteiler liefert Bezugssignale φ256M, φ1/2, φ64, φ128M, φ16 und φ32. Die Abtastimpulse werden durch Decodierung dieser Signale erzeugt. Signale 2,0, 1,2, lim und 0,4 sind Verriegelungssignale für Komparatoren, während Signale SP2,1, SP1,2, SPlim und SP0,4 zur Aktivierung von Detektorschaltungen dienen. Fig. 18 ist ein Zeittaktdiagramm dieser Signale. Durch Ordnen der Abtastimpulse gemäß dieser Ausführungsform wird speziell beim Detektorabtastsignal SP2,0 zur Herunterschaltung des Anhebungsfaktors um einen Pegel, wenn Vss vdown (2,0 V) erreicht hat, und beim Abtastsignal SP0,4 zum Starten eines Anhebungsvorgangs, wenn Vsc VON (0,4 V) erreicht hat, ein großer Wirkungsgrad erreicht. Fig. 19(A) zeigt die Wirkungsweise bei Ordnen der Abtastimpulse gemäß Fig. 18, während Fig. 19(B) die Wirkungsweise bei umgekehrter Ordnung der Abtastimpulse zeigt. Gemäß Fig. 19(B) ist angenommen, daß Vsc kleiner als VON (0,4 V) ist und damit das System im Sofortstartzustand arbeitet, bevor SP0,4a ausgegeben wird. Es ist weiter angenommen, daß bei Ausgabe von SP0,4a Vsc ≥ VON ist, so daß der Sofortstartzustand aufgehoben und eine 3-fache Anhebung begonnen wird. Dabei fällt Vss auf 1,2 V (0,4 V x 3) von der Spannung im Sofortstartzustand aus. Vss fällt jedoch nicht sofort sondern mit einer bestimmten Zeitkonstanten. Ist dabei die Spannung Vss beim Sofortstart auf einem ausreichend hohen Pegel (d.h. Vss > 2,0 V), so entsteht das folgende Problem: Im Punkt P1 beginnt Vss gegen 1,2 V zu fallen, wobei bei Ausgabe von SP2,0a im Punkt P2, wenn Vss noch größer als 2,0 V ist, eine 2-fach-Anhebung beginnt, obowhl eine 3-fach-Anhebung begonnen worden ist, wenn ein Sofortstartzustand aufgehoben wird. Daher verringert sich Vss auf 0,4 V x 2 = 0,8 V, was einem Wert unterhalb der unteren Grenze des Betriebsspannungsbereiches der Taktschaltung entspricht, so daß diese Schaltung zu arbeiten aufhört. Ein normaler Anhebungsvorgang kann daher solange nicht gestartet werden, bis Vsc auf 0,6 V angehoben wird, wodurch die für das Anlaufen der Uhr aus dem Ruhezustand erforderliche Zeit unzweckmäßig verlängert wird. Der Grund, warum Vsc vorher so eingestellt wird, daß ihr Wert gleich 0,6 V ist, liegt darin, daß Vss = 2 x 0,6 V = 1,2 V ist und daher die Schaltungsfunktion sichergestellt werden kann, selbst wenn bei Aufhebung eines Sofortstartzustandes eine 2-fach-Anhebung begonnen wird. Bei dieser Ausführungsform wird gemäß Fig. 19(A) daher das vorgenannte Problem wie folgt gelöst. Die Reihenfolge, in der SP2,0 und SP0,4 erzeugt werden, wird gegenüber dem Fall nach Fig. 19(B) umgekehrt, so daß die Periode vom Zeitpunkt, in dem SP0,4 ausgegeben wird, bis zum Zeitpunkt, in dem SP2,0 ausgegeben wird, relativ lang ist. Erfindungsgemäß ist die Periode gleich 2 - 0,047 = 1,953 s, während sie im Falle von Fig. 19(B) gleich 0,047s ist. Wird SP2,0a ausgegeben, so befindet sich die Schaltung noch im Sofortstartzustand und bleibt wirkungslos gegenüber einer Änderung der Anhebungsfaktoren, während bei nachfolgender Ausgabe von SP0,4a der Sofortstartzustand aufgehoben und die 3-fach-Anhebung begonnen wird, so daß im Punkt P1 Vss gegen 1,2 V abzusinken beginnt. Da die Periode von SP0,4a bis SP2,0a ausreichend lang, d.h. gleich 1,953 s ist, liegt Vss im Punkt P2, in dem SP2,0b ausgegeben wird, bereits unter 2,0 V. Mit anderen Worten erfolgt keine Detektierung und es kann der Anhebungsfaktor für die 3-fach-Anhebung aufrechterhalten werden, wenn SP2,0b ausgegeben wird. Speziell kann die Periode von SP0,4 bis SP2,0 folgendermaßen eingestellt werden: Es reicht aus, eine Periode einzustellen, welche gemäß der folgenden Gleichung länger als T (Sekunden) ist:
darin bedeutet
i den Maximalen durch den Wechselspannungsgenerator lieferbaren Stromwert
r die Summe des Widerstandes des Serienwiderstandes 16 und des Innenwiderstandes des Kondensators 3
VON gleich 0,4 V
N den Anhebungsfaktor (N = 3 bei dieser Ausführungsform)
C die Kapazität des Hilfskondensators 10
R den äquivalenten Widerstandswert des Schalttransistors in der mehrstufigen Anhebungsschaltung 7
Vdown gleich 2,0 V.
Die obige Gleichung sagt aus, daß bei Aufhebung des Sofortstartzustandes Vss auf x + VON angehoben worden ist und das Vss mit einer Zeitkonstanten CR von dieser Spannung auf VON x N (1,2 V) abfällt. Gemäß dieser Gleichung ist daher die Spannung Vss unter Vdown (2,0 V) gefallen, wenn vom Zeitpunkt an, in dem der Sofortstartzustand aufgehoben wird, die Zeit (T Sekunden) abgelaufen ist.
Erfindungsgemäß ist es daher möglich, den Schaltungsfunktionszustand von einem Sofortstartzustand zu einem Anhebungszustand zuverlässig durch einfaches Einstellen des Zeittaktes der Ausgabe der Abtastimpulse SP2,0 und SP0,4 zu verschieben. Unter logischen Gesichtspunkten ist es lediglich notwendig, den Decodierungszustand für die Abtastsignal-Generatorschaltung ohne zusätzliche Maßnahmen einzustellen. Wenn die Kondensatorspannung Vsc gleich oder größer als 0,4 V ist, so kann daher sichergestellt werden, daß die Taktoperation selbst dann verfügbar ist, wenn der Generator nicht arbeitet. Dies ist der Zweck der Einführung der Anhebungsschaltung.

Claims

1. Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator (1, 17, 18, 19), einer Gleichrichterschaltung (2) zur Gleichrichtung eines Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators, einer wiederaufladbaren Sekundärspannungs-Vesorgungsquelle (3) zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals zur Ansteuerung einer Taktschaltung (12), gekennzeichnet durch eine wiederaufladbare Hilfsanordnung (10), welche zur Ansteuerung der Taktschaltung vom Ausgangssignal der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle wiederaufladbar ist, und durch eine Aufladungssteueranordnung (6, 7, 8, 9, 11, 15, 16) zur Steuerung der Aufladung der wiederaufladbaren Hilfsanordnung, derart, daß das Ausgangssignal der wiederaufladbaren Hilfsanordnung im Vergleich zum Ausgangssignal der wiederaufladbaren Sekundärspanungsversorgungsquelle für einen gegebenen Wertebereich des Ausgangssignals der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle vergrößert ist.

2. Armbanduhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Aufladungssteueranordnung eine Anordnung (16) zur Addition zum Ausgangs Signal der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle umfaßt, um zur Aufladung der wiederaufladbaren Hilfsanordnung ein vergrössertes Ladesignal zu erzeugen, wenn das Ausgangssignal der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle einen Wert unterhalb eines vorgegebenen unteren Grenzwertes besitzt.

3. Armbanduhr nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Additionsanordnung einen in Serie zur wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle geschalteten Widerstand umfaßt und daß eine vom Ausgangssignal der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle angesteuerte Anordnung (6, 15) vorgesehen ist, welche einen Nebenschluß für den Widerstand bildet, wenn der Wert des Ausgangssignals der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle den vorgegebenen unteren Grenzwert übersteigt.

4. Armbanduhr nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladungssteueranordnung eine Anhebungsschaltung zur Anhebung des Ausgangssignals der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle für die Erzeugung eines vergrößerten Ladesignals zur Ladung der wiederaufladbaren Hilfsanordnung umfaßt.

5. Armbanduhr nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anhebungsschaltung zum Vergleich des Ausgangssignals der wiederaufladbaren Hilfsanordnung mit vorgegebenen Bezugswerten sowie zur entsprechenden Auswahl eines Faktors aus einer Vielzahl von Anhebungsfaktoren dient.

6. Armbanduhr nach Anspruch 5, bei Rückbeziehung auf Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine erste Ausgangsdetektoranordnung zur Detektierung, ob das Ausgangssignal der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle einen Wert unterhalb eines vorgegebenen unteren Grenzwertes besitzt, eine zweite Ausgangsdetektoranordnung zum Vergleich des Ausgangssignals der wiederaufladbaren Hilfsanordnung mit vorgegebenen Bezugswerten und eine Aktivierungsanordnung zur periodischen Aktivierung der ersten und zweiten Ausgangsdetektoranordnung, die zur Aktivierung der zweiten Ausgangsdetektoranordnung unmittelbar nach der ersten Ausgangsdetektoranordnung dient.

7. Armbanduhr nach Anspruch 6 bei Rückbeziehung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anhebungsschaltung eine Schalteranordnung enthält und daß das Zeitintervall zwischen der Aktivierung der ersten AuSgangsdetektoranordnung und der vorhergehenden Aktivierung der zweiten Detektoranordnung größer als eine folgendermaßen definierte Zeit (T) ist:

((i x r + Von) - Von x N) exp(-T/CR)) Von x N < Vdown,

worin

i den maximalen aus dem Wechselspannungsgenerator entnehmbaren Stromwert

r die Summe des Widerstandswertes des Widerstandes nach Anspruch 3 und des Innenwiderstandes der Sekundärspannungsversorgungsquelle

Von den vorgegebenen unteren Grenzwert

N den Faktor, um den die Anhebungsanordnung die Spannung der Sekundärspannungsversorgungsquelle ändert,

C den Kapazitätswert der wiederaufladbaren Hilfsanordnung,

R den äquivalenten Widerstand der Schalteranordnung der Anhebungsschaltung, und

Vdown den maximalen Bezugswert der zweiten Ausgangsdetektoranordnung

bedeuten.

8. Armbanduhr nach den vorhergehenden Ansprüchen, gekennzeichnet durch eine Anordnung (4) zur Begrenzung der Aufladung der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle und durch eine Anordnung (5) zur Sperrung eines Rückstromflusses durch eine Spule (1) des Wechselspannungsgenerators über die Begrenzeranordnung.

9. Armbanduhr nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzeranordnung und die Sperranordnung ein Schalterelement bzw. eine Diode umfassen, die in Serie zueinander und parallel zur Spule geschaltet sind.

10. Armbanduhr nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung zur Halbwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators dient.

11. Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator (1, 17, 18, 19) einer Gleichrichteschaltung (2) zur Gleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators, einer wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle (3) zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals sowie zur Ansteuerung einer Taktschaltung (12) und einer Anordnung (4) zur Begrenzung der Aufladung der wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anordnung (5) zur Sperrung eines Rückstromflusses durch eine Spule (1) des Wechselspannungsgenerators über die Begrenzeranordnung vorgesehen ist.

12. Armbanduhr mit einem Wechselspannungsgenerator (1, 17, 18, 19) , einer Gleichrichterschaltung (2) zur Gleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators und einer wiederaufladbaren Sekundärspannungsversorgungsquelle (3) zur Speicherung des gleichgerichteten Ausgangssignals sowie zur Ansteuerung einer Taktschaltung (12), dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung zur Halbwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Wechselspannungsgenerators dient.