DE60317276T2

DE60317276T2 - Synchronisierung in Mehrträgerempfängern

Info

Publication number: DE60317276T2
Application number: DE2003617276
Authority: DE
Inventors: John Edward Tadworth Elliott; Jonathan H. Tadworth Stott; Oliver Paul Tadworth Haffenden
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 2002-07-05
Filing date: 2003-07-04
Publication date: 2008-09-11
Anticipated expiration: 2023-07-05
Also published as: EP1387544A3; EP1755300B1; EP1755300A3; DE60317276D1; EP1755300A2; EP1387544A2; GB0215639D0; EP1387544B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Empfänger für OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Signale.
Die Anwendung von OFDM wurde für eine Reihe von Systemen einschließlich DVB-T-(Digital Video Broadcasting-Terrestrial), DAB-(Digital Audio Broadcasting), auch als DSB-(Digital Sound Broadcasting) bekannt, und DRM-(Digital Radio Mondiale)-Systeme vorgeschlagen. Ein DVB-T-Empfänger ist in unserer europäischen Patentanmeldung 02250062.3 , Publikationsnummer EP-A-1221793 beschrieben, und das DVB-T-System ist im europäischen Telekommunikationsstandard ETS 300 744 definiert. Das DRM-System ist in der ETSI Technical Specification TS 101 980 V1.1.1 (2001-9) beschrieben, erhältlich von ETSI, 650 Ronte des Lucioles, F-06921 Sophia Antipolis, Frankreich (der DRM-Standard). Das EBU Technical Review, März 2001, DRM-Key Technical Features, Jonathan Stott, enthält eine kürzere Beschreibung des DRM-Systems.
Sowohl DVB-T als auch DRM arbeiten mit codiertem OFDM (COFDM), d. h. einem Mehrträgersystem, in dem Interferenzen mittels Zeitbereich/Frequenzbereich-Transformation, die z. B. durch eine FFT-(Fast Fourier Transform)-Schaltung bewirkt wird, über viele Träger verteilt werden. Im OFDM-System werden keine digitalen binären Bits sequentiell auf einem einzigen Träger übertragen, sondern sie werden assembliert und gleichzeitig auf sehr vielen, hunderte oder sogar tausende, dicht beabstandeten Trägern übertragen. So kann jedes Bit weitaus länger um einen Faktor von hunderten oder tausenden übertragen werden. Die Bits werden parallel auf den vielen Trägern in einer Folge von Symbolperioden übertragen, wobei jede Symbolperiode ein oder mehrere Bits auf jedem Träger überträgt.
Die Dauer jedes Symbols, die Gesamtsymbolperiode T_s, setzt sich aus einer aktiven oder nützlichen Symbolperiode T_u und einem Schutzintervall T_g zusammen. Der Abstand zwischen benachbarten Trägern ist die Umkehr der aktiven Symbolperiode, womit die Bedingung von Orthogonalität zwischen den Trägern erfüllt wird. Das Schutzintervall ist ein vordefinierter Bruchteil der aktiven Symbolperiode und enthält eine zyklische Verkettung des aktiven Symbols.
Eine Zeitsynchronisation des Empfängers mit dem empfangenen Signal ist für eine ordnungsgemäße Decodierung von COFDM wesentlich. DRM arbeitet mit COFDM in den AM-Bändern (d. h. unter 30 MHz), was neue Herausforderungen an die Zeitsynchronisation stellt. Die Kanäle, die in den AM-Bändern wahrscheinlich auftreten werden, können bekanntlich viele Pfade und große Verzögerungen (Delay Spread) sowie Dopplerverschiebungen und -streuungen haben. Jede für DRM angewandte Zeitsynchronisationsmethode muss diese Kanaltypen handhaben können und sollte außerdem versuchen sicherzustellen, dass ein möglichst großer Teil der Energie im Kanal im zulässigen Timing-Fenster liegt, um Inter-Symbol-Interferenzen (ISI) minimal zu halten.
In OFDM umfasst auf dem Basisband der erste Träger auf jeder Seite des DC-Trägers einen kompletten Zyklus. Der nächste Träger umfasst zwei Zyklen usw. Und genau diese Beziehung stellt sicher, dass es keine Inter-Träger-Interferenzen (ICI) gibt; d. h. die Orthogonalitätsbedingung von OFDM wird definiert. Es ist wichtig, dass die Abtastrate an Sender und Empfänger gleich ist, da sich sonst die Dauer eines Zyklus eines Trägers zwischen Empfänger und Sender unterscheidet, wodurch die Orthogonalität des Signals unterbrochen wird. Ein Demodulator muss auch sicherstellen, dass er den gesamten nützlichen Teil des Symbols zum Erfüllen des OFDM-Kriteriums erfasst. Wenn er zuviel erfasst, enthält er einen Teil entweder des vorherigen Symbols oder des nächsten Symbols und es kommt zu Inter-Symbol-Interferenzen (ISI).

Die OFDM-Parameter für DRM sind in Tabelle 1 zusammengefasst. Tabelle 1: Zusammenfassung der OFDM-Parameter in DRM

Robustheitsmodus	Dauer T_u	Trägerabstand 1/T_u	Dauer des Schutzintervalls T_g	Dauer des Symbols T_s = T_u + T_g	FFT-Größe	T_g/T_u
A	24 ms	41 2/3 Hz	2,66 ms	26,66 ms	288	1/9
B	21,33 ms	46 7/8 Hz	5,33 ms	26,66 ms	256	1/4
C	14,66 ms	68 2/11 Hz	5,33 ms	20,00 ms	176	4/11
D	9,33 ms	107 1/7 Hz	7,33 ms	16,66 ms	112	11/14

Zeitsynchronisation ist daher in jedem digitalen Empfänger wesentlich. Die Synchronisation kann als zweiteilig angesehen werden:

(i) Synchronisation des Empfängertakts (d. h. die Abtastfrequenz) mit dem empfangenen Signal (d. h. dem Sendertakt);
(ii) Synchronisation des Timing-Fensters des Empfängers auf die Symbolgrenzen (d. h. Phase).

So muss der Empfänger den Fehler in (i) der Abtastfrequenz und (ii) der Symbolposition messen können und ein Mittel zum Korrigieren eines solchen Fehlers haben.
In OFDM lässt es das Schutzelement zu, dass das System Mehrweginterferenzeffekte toleriert. Das Hinzukommen des Schutzintervalls mit der Dauer T_g zum OFDM-Symbol ergibt eine Toleranz, die gleich der Dauer des Schutzintervalls in der Fensterposition für einen einzigen Weg ist. Bei einer Mehrweginterferenz kann die Gesamtverzögerung so groß sein wie ein Schutzintervall, ohne ISI zu verursachen, vorausgesetzt, der gesamte Kanal liegt in diesem Fenster. Selbst wenn es Energie außerhalb des Schutzintervalls gibt, sollte die Fehlerkorrekturcodierung im Decodierer dies bewältigen können, solange der Energiepegel niedrig ist.
Die mit DAB und DVB-T verwendeten Zeitsynchronisationssysteme sind für die von DRM benutzten Kanäle unter 30 MHz eventuell nicht optimal. Diese Kanäle werden wahrscheinlich sehr unterschiedlich sein, mit weitaus größeren Verzögerungen und Dopplerverschiebungen, und werden im Allgemeinen dynamischer sein (rasch variierend). Daher mag es für den Empfänger weitaus schwieriger sein, Zeitsynchronisation zu erzielen und sie zu bewahren. Da die Arbeit für den Decoder ohnehin schon schwer genug ist, ist es wichtig, sowohl Inter-Symbol-Interferenzen (ISI) als auch Inter-Träger-Interferenzen (ICI) so weit wie möglich zu reduzieren. Es ist auch wünschenswert, dass sich der Empfänger so schnell wie möglich auf den eingehenden Strom aufrastet.
Die US-Patentanmeldung 2002/0065047 beschreibt einen WLAN OFDM-Empfänger, der eine digitale Synchronisationsschaltung mit einer Verzögerung der nützlichen Symbolperiode und einen Querkorrelator zum Korrelieren des verzögerten und unverzögerten empfangenen Signals aufweist. Ein Peak-Detektor erkennt dann eine Spitze im Korrelatorausgang. Die europäische Patentanmeldung 896457 beschreibt einen DAB OFDM-Empfänger, der eine Synchronisationsschaltung mit einer Verzögerung der nützlichen Symbolperiode und eine Korrelationsschaltung zum Erzielen einer komplexen Korrelation des verzögerten und unverzögerten empfangenen Signals beinhaltet. Dann werden Argumentwerte der Resultierenden ermittelt. Eine Erkennungsschaltung erkennt dann die Übergänge zwischen Zufallsphasenregionen und Konstantphasenregionen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist in ihren verschiedenen Aspekten in den Hauptansprüchen unten definiert, auf die nunmehr Bezug genommen werden sollte. Vorteilhafte Merkmale sind in den Nebenansprüchen dargelegt.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung wird nachfolgend ausführlicher mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Kurz, die bevorzugte Ausgestaltung hat die Form eines Empfängers mit einem Vor-FFT-Zeitsynchronisationsalgorithmus, der zum Synchronisieren des Empfängers mit den eingehenden Symbolen mit einer sinnvollen Genauigkeit dient, bevor er an einen Nach-FFT-Zeitsynchronisationsalgorithmus übergibt. Der Vor-FFT-Algorithmus erzeugt eine Reihe von Wellenformen, die zum Erfassen der Anwesenheit und des Ortes des Schutzintervalls benutzt werden. Die Daten vor der FFT können zum Erzielen einer relativ groben Zeit- und Frequenzsynchronisation verwendet werden, danach wird mit Entscheidungslogik auf die Anwendung der Nach-FFT-Algorithmen umgeschaltet.
Der Vor-FFT-Synchronisator verzögert das Signal um die Dauer der geeigneten aktiven Symbolperiode, korreliert die verzögerten und unverzögerten Signale zur Erzeugung eines Korrelationssignals, das das Ergebnis der Korrelation repräsentiert, und erfasst das Massezentrum der Impulse im Korrelationssignal, um ein Synchronisationssignal bereitzustellen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird nun ausführlicher beispielhaft mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Blockdiagramm des relevanten Teils eines DRM-Empfängers;
2 ein ausführlicheres Blockdiagramm, das die Vor-FFT- und Nach-FFT-Synchronisatoren ausführlicher darstellt;
3 ein Diagramm, das das Ergebnis des Korrelierens eines OFDM-Signals mit demselben Signal zeigt, wenn es um die aktive Symbolperiode verzögert wird;
4 ein ausführlicheres Diagramm, das ein Beispiel für den Zeitkorrelator und das Filter im Vor-FFT-Synchronisator von 2 zeigt;
5 ein Diagramm, das einen geglätteten und gefilterten Ausgang vom Vor-FFT-Synchronisator illustriert, wenn die Verzögerung im Korrelator gleich der gerade verwendeten aktiven Symbolperiode ist;
6 ein Diagramm, das den Ausgang des Glätters im Vor-FFT-Synchronisator zeigt, wenn der Empfänger ein Signal empfängt, das zwei Pfade von gleicher Größe enthält (d. h. ein 0 dB-Echo);
7 eine idealisierte Wellenform von dem Glätter, wenn das Schutzintervall in der gewünschten Position ist;
8 ein Diagramm, das die Abnahme der nützlichen Spannung für Wege außerhalb des Schutzintervalls zeigt;
9 ein Diagramm, das die erwünschte und unerwünschte Leistung für Wege außerhalb des Schutzintervalls illustriert;
10 ein Diagramm, das ein Verfahren zum Bestimmen der Breite der Mindestregion illustriert;
11 die ,Schadens'-Wellenform für ein 0 dB-Echo mit einer Verzögerung eines Schutzintervalls; und
12 die ,Schadens'-Wellenform für ein 0 dB-Echo mit einer Verzögerung, die größer ist als ein Schutzintervall.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSGESTALTUNG
Eine Ausgestaltung der Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm des relevanten Teils eines die Erfindung ausgestaltenden DRM-Empfängers. Die Schaltung 10 von 1 hat einen Dateneingang 12, der das empfangene DRM-Signal empfängt, nachdem es auf Basisband demoduliert wurde. Dieses Signal wird an einen Resampler 14 angelegt, der das Signal mit einer/m geregelten Geschwindigkeit und Timing abtastet. Der Ausgang des Resamplers wird an eine AFC-Schaltung (automatischer Frequenzkorrektor) 16 angelegt, der geringfügige Frequenzfehler korrigiert, und von dort wird das Signal an eine FFT-(Fast Fourier Transform)-Schaltung 18 angelegt, deren Aufgabe es ist, das OFDM-codierte Signal zu decodieren. Der Ausgang der FFT-Schaltung wird an eine AFC-Detektorschaltung 22 angelegt, die Frequenzfehler im decodierten Signal erkennt und wiederum einen Steuereingang an die AFC-Schaltung 16 anlegt. Die AFC-Schaltung 16 ist ein standardmäßiger Komplexvervielfacher und die Detektorschaltung 22 basiert auf einem Differenzdemodulator. Schließlich wird der Ausgang der FFT 18 auch an den Rest des Demodulators angelegt, angedeutet mit der Bezugsziffer 24 in 1, der einen Ausgang 26 erzeugt. Zu weiteren Einzelheiten des DRM-Empfängers wird auf den DRM-Standard wie oben erwähnt verwiesen.
Die in 1 gezeigte Schaltung verwendet einen Resampler 14. Eine Alternative wäre es, einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) zu benutzen, um den Empfänger auf den eingehenden Datenstrom zu rasten. Wenn ein Resampler verwendet wird, dann beträgt die Grundabtastfrequenz der DRM-Spezifikation 12 kHz, wenn eine Spektralbelegung von 10 kHz benutzt wird, oder 24 kHz für eine Spektralbelegung von 20 kHz. Daher kann der DRM-Empfänger mit einer Abtastfrequenz von 50 kHz arbeiten und die Resampling-Schaltung wendet einen theoretischen Downsampling-Faktor von 2 zu 1 an, so dass Abtastsignale mit 25 kHz erhalten werden. Dieser Downsampling-Faktor ist innerhalb bestimmter Grenzen regelbar, so dass ein Downsampling-Faktor von mehr als 2 zu 1 möglich ist. Auf diese Weise kann die benötigte Abtastrate von 24 ks/s (24.000 Abtastungen pro Sekunde) erzielt werden. Der Zeitsynchronisationsalgorithmus muss dann das richtige Steuersignal an die Resampling-Schaltung anlegen, um schließlich Symbolsynchronisation zu erzielen.
Die Schaltung von 1 beinhaltet zusätzlich einen Vor-FFT-Synchronisator 28 und einen Nach-FFT-Synchronisator 30. Der Vor-FFT-Synchronisator empfängt als Eingang den Ausgang 34 der AFC-Schaltung 16 und sendet einen Ausgang zur Entscheidungslogik 32. Der Nach-FFT-Synchronisator 30 empfängt als Eingang den Ausgang 70 der FFT-Schaltung 18 und sendet ebenfalls einen Ausgang zur Entscheidungslogik 32. Die Entscheidungslogik 32 sendet Steuersignale zu Schaltern, die in 1 als Schalter 37 und 47 dargestellt sind. Der Schalter 37 wählt entweder den Ausgang des Vor-FFT-Synchronisators 28 oder den Ausgang der Frequenzfehler-Suchschaltung 22 für die Verwendung als Timing-Steuersignal zum Frequenzkorrektor 16. Der Schalter 47 wählt entweder den Ausgang des Vor-FFT-Synchronisators 28 oder den Ausgang des Nach-FFT-Synchronisators 30 für die Verwendung als Timing-Steuersignal zum Resampler 14.
Der Aufbau des Vor-FFT-Synchronisators 28 und des Nach-FFT-Synchronisators 30 ist ausführlicher in 2 dargestellt. Der Vor-FFT-Synchronisator 28 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang 34 der AFC-Schaltung 16 verbunden ist. Der Vor-FFT-Synchronisator 28 umfasst dann, in Reihe geschaltet, einen Timing-Korrelator 40, ein Filter 42, einen Glätter 44 und eine Massezentrum-(COM)-Suchschaltung 46. Eine DC-Wiederherstellungsschaltung kann bei Bedarf zwischen den Glätter 44 und die COM-Suchschaltung 46 geschaltet werden. Der Ausgang des COM-Suchers 46 ist als Steuereingang zur Entscheidungslogik 32 geschaltet. Der Ausgang des COM-Suchers 46 wird auch durch eine Steuerschleife 48 und einen Schalter 49 zum zeitlichen Steuern des Resamplers 14 angelegt. Das heißt, der Schalter 49 bildet eine Hälfte des in 1 gezeigten Schalters 47. Schließlich wird auch der Ausgang des COM-Suchers 46 durch eine Steuerschleife 38 und einen Schalter 39 zum zeitlichen Steuern des Frequenzkorrektors 16 angelegt. Das heißt, der Schalter 39 bildet eine Hälfte des in 1 gezeigten Schalters 37. Die Steuerschleife 38 kann eine Schaltung umfassen, die den Phasenwinkel des Signals von dessen realen und imaginären Komponenten sucht, um ein gewisses Maß an Phasenkorrektur zu erzielen. Ein Ausgang von der Frequenzfehler-Suchschaltung 22 wird auch an eine Steuerschleife 68 und einen Schalter 69 zum zeitlichen Steuern des Frequenzkorrektors 16 angelegt. Das heißt, der Schalter 69 bildet die andere Hälfte des in 1 gezeigten Schalters 37.
Falls gewünscht, können Filter am Ausgang der AFC-Schaltung 16 im Hauptsignalpfad und/oder am Eingang zum Vor-FFT-Synchronisator 28 einbezogen werden. So kann beispielsweise ein Kanalfilter und/oder ein DC-Filter in den Signalpfad einbezogen werden, und ein Kerbfilter kann in den Eingang zum Modendetektor zum Entfernen von Störsignalen integriert werden.
Der Nach-FFT-Synchronisator 30 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang 70 der FFT-Schaltung 18 verbunden ist. Der Nach-FFT-Synchronisator umfasst dann, in Reihe geschaltet, eine Kanalschätzschaltung 72, eine IFFT-(Inverse Fast Fourier Transform)-Schaltung 74, eine Schaltung 76 zum Anwenden einer Gewichtungsfunktion und eine Schaltung 78 zum Suchen nach minimalen Schäden. Die Funktionen dieser Schaltungen werden nachfolgend ausführlicher beschrieben. Der Ausgang der Minimalschädensuchschaltung 78 wird an eine Steuerschleife 80 und einen Schalter 82 zum zeitlichen Steuern des Resamplers 14 angelegt. Das heißt, der Schalter 82 bildet die andere Hälfte des in 1 gezeigten Schalters 47.
Die Theorie des Betriebs des Vor-FFT-Synchronisators wird zunächst mit Bezug auf 3 beschrieben. Bei (a) in 3 ist ein empfangenes Signal vom Resampler 14 für drei Symbolperioden N, N + 1, N + 2, ... dargestellt. Die Figur zeigt für jede Symbolperiode das Schutzintervall, das schraffiert ist, und die aktive Symbolperiode, die den Rest der Gesamtsymbolperiode bildet. Das Schutzintervall kommt zuerst und ist eine zyklische Fortsetzung des letzten Teils der aktiven Symbolperiode. Das heißt, das Schutzintervall und der entsprechende letzte Teil der aktiven Symbolperiode sind identisch. Die Wellenform (b) in 3 zeigt dasselbe Signal wie bei (a), aber wo das Signal relativ zum Signal bei (a) um eine Dauer verzögert ist, die gleich der aktiven Symbolperiode ist. Wenn man die Wellenformen (a) und (b) korreliert, dann ist die Resultierende im Wesentlichen die Wellenform bei (c), wobei Rauschen zunächst einmal ignoriert wird. Es ist ersichtlich, dass das Schutzintervall z. B. für Symbol N in (a) zeitlich mit dem letzten Teil der aktiven Symbolperiode für Symbol N in (b) übereinstimmt. Wellenform (c) hat daher einen Impuls in dieser Region, aber anderswo gibt es keine Korrelation zwischen (a) und (b) und demgemäß hat die Wellenform (c) einen Wert von null.
Mathematisch gesehen, kann ein OFDM-Signal S so gesehen werden, dass es einen Mittelwert von null mit etwas Varianz σ²/2 sowohl auf der realen als auch auf der imaginären Achse hat. Punkte vom selben Symbol haben, wenn sie korreliert sind, einen Mittelwert, der ausgedrückt wird durch: SS* = σ2
In der Tat gibt es, weil Frequenzfehler im Allgemeinen eventuell nicht berücksichtigt wurden, einen Extrafaktor, so dass die obige Gleichung wie folgt aussieht:
wobei ω₀ der Frequenzfehler ist. Punkte von anderen Symbolen haben, wenn korreliert, einen Mittelwert von null.
Ein reales Signal von einem solchen Korrelator kann direkt benutzt werden, weil es nicht die in 3 bei (c) gezeigte Form, sondern eine stark schwankende Wellenform hat, die gefiltert werden muss, damit die darunterliegende Impulsform deutlicher zu Tage tritt. Diese Filterung wird mit einem rekursiven IIR-(Infinite Impulse Response)-Filter erzielt werden. So enthält der Vor-FFT-Synchronisator 28 einen Korrelator 40, auf den ein Filter 42 folgt.
Der Korrelator 40 und das Filter 42 sind ausführlicher in 4 dargestellt. Der Korrelator hat einen Eingang, der mit dem Eingang 34 zum Vor-FFT-Synchronisator 28 verbunden ist. Der Korrelator enthält ein Verzögerungsglied 50, das eine Verzögerungszeit erzeugt, die gleich der aktiven oder nützlichen Symbolperiode T_u ist. Ein Vervielfacher 52 hat zwei Eingänge, von dem einer, X, mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes 50 und der andere, Y, mit dem Eingang 34 verbunden ist. Der Vervielfacher 52 ist ein komplexer Vervielfacher, der das komplexe Konjugat von einem der daran angelegten Eingänge erhält. Wie gezeigt, erzeugt der Vervielfacher den Ausgang XY*, d. h. X multipliziert mit dem komplexen Konjugat von Y, aber er könnte auch gleich X*Y sein.
Das Filter 42 ist auch wie in 4 gezeigt konstruiert. Der Ausgang 54 des Korrelators 40 bildet den Eingang zum Filter 42 und wird an einen Vervielfacher oder Dämpfer 56 angelegt, wo er mit einem Koeffizienten α multipliziert wird, wobei 0 < α < 1 ist. Die Resultierende dieser Multiplikation wird dann an einen Eingang eines Addierers 58 angelegt. Der Ausgang des Addierers 58 wird sowohl als Ausgang 60 des Filters 42 als auch an den Eingang eines Verzögerungsgliedes 62 angelegt, das eine Verzögerungsperiode erzeugt, die gleich der Gesamtsymbolperiode T_s ist. Das verzögerte Signal wird dann mit einem Faktor 1-α in einem Vervielfacher 64 multipliziert, dessen Ausgang an den anderen Eingang zum Addierer 58 angelegt wird. Dieser Typ von rekursivem Filter ist an sich gut bekannt.
Wieder mit Bezug auf 2, hinter dem Filter 42 befindet sich ein Glätter 44. Der Glätter besteht aus einem Fenster mit einer Breite, die in Abtastsignalen gemessen gleich der Länge oder Dauer des Schutzintervalls ist. Dieses Fenster nimmt einen gleitenden Durchschnitt der Wellenform und erzeugt eine im Wesentlichen dreieckige Wellenform wie in 5 gezeigt. Die imaginäre Komponente der Wellenform ist im Wesentlichen null, wenn der Frequenzfehler korrigiert wurde. Die reale Komponente hat jedoch eine deutliche Spitze 66, hier mit etwa 350 Abtastsignalen dargestellt. Diese Spitze bedeutet das Ende des Schutzintervalls, unter der Annahme, dass ein einzelner Weg involviert ist, d. h. keine Mehrweginterferenz.
Es wird nun der Betrieb des Vor-FFT-Zeitsynchronisators beschrieben. Man wird verstehen, dass jedes Signal vor der FFT 18, auf das ein Prozess angewandt wird, von Natur aus verrauscht ist, da das COFDM-Signal wie Rauschen aussieht, sogar bevor die Effekte von thermischen und anderen Rauschquellen hinzukommen. So ergibt z. B. eine Korrelation dieses verrauschten Signals mit sich selbst ein noch verrauschteres Signal. Deshalb wird schließlich die Genauigkeit dessen, was mit dem Vor-FFT-Signal erreicht werden kann, begrenzt.
Zusammenfassend, wie oben beschrieben, wird das eingehende Symbol im Zeitkorrelator 40 zunächst mit sich selbst (anhand des Konjugatprodukts) über ein Verzögerungsglied der nützlichen Symbollänge korreliert. Ein gewisses Maß an Filterung wird mit dem rekursiven IIR-Filter 42 darauf angewendet. Dies wird dann im Glätter 44 mit einer ,Top Hat'-Response geglättet, mit einer Breite, die gleich dem Schutzintervall ist, so dass sich eine Wellenform ähnlich 5 ergibt.
Davon wird jetzt der Peak 66 gefunden, der am Ende des Schutzintervalls liegt. Diese Position wird in das Schleifenfilter 48 gespeist, so dass sich schließlich ein komplettes Symbol in einem Eingangspuffer befindet, der den Resampler 14 steuert, so dass Abtastsignale von einem einzigen Symbol an die FFT 18 angelegt werden. Das Schleifenfilter 48 hat eine Bandbreite, die begrenzt, wie schnell sich die zeitliche Position bewegen kann.
Zu Beginn der Synchronisationserfassung könnte die Fensterposition um eine halbe Symbolperiode inkorrekt sein, was für eine Bewegung in die richtige Position zuviel wäre. Um diesen Vorgang zu beschleunigen, kann der Empfänger in die richtige Position „springen", indem er einige Abtastsignale verwirft. Mit einem Konfidenzzähler wird sichergestellt, dass der Peak vor dem Sprung in einer beständigen Position erscheint. Der Phasenwinkelfehler kann von dieser Wellenform ebenfalls ermittelt werden.
Mit dieser Technik gibt es jedoch ein Problem mit einer verrauschten Wellenform, mit einem Echo von 0 dB oder null Dezibel (Interferenz der gleichen Größe wie das gewünschte Signal) oder mit einem sich ändernden Kanal. Ein 0 dB-Echo würde eine Wellenform ähnlich 6 ergeben. Bei fehlendem Rauschen hätte diese Wellenform eine „flache Oberseite". Bei Rauschen kann sich der genaue Peak um einen großen Betrag von Symbol zu Symbol bewegen. Ebenso unterscheidet sich für eine verrauschte Wellenform oder einen sich ändernden Kanal die Position des Peaks von Symbol zu Symbol.
Daher wird eine Zeitsynchronisationsmethode benötigt, die diese soeben erwähnten Probleme überwindet. Auch sollten der Vor-FFT-Zeitsynchronisator 28 und der Nach-FFT-Zeitsynchronisator 30 vorzugsweise ähnlich funktionieren, so dass die Übergabe von einem zum anderen glatt erfolgen kann. Im Prinzip braucht der Vor-FFT-Zeitsynchronisator 28 nur in eine bestimmte Nähe zur Idealposition zu kommen, da der Nach-FFT-Zeitsynchronisator 30 die Idealposition genauer bestimmen kann. Wie jedoch unten beschrieben wird, wird für die Nach-FFT-Zeitsynchronisation der Ausgang vom Kanalschätzer 72 benutzt, der bandbegrenzt ist. Daher kann er das Zeitfenster schnell bewegen, da sonst der Ausgang vom Kanalschätzer gestört wird. Um also ein schnelles Aufrasten zu gewährleisten, wird bevorzugt, dass der Vor-FFT-Zeitsynchronisator möglichst nahe an die Idealposition herankommt, und der Nach-FFT-Zeitsynchronisator führt dann eine Feinabstimmung der Position durch und verfolgt dann den sich ändernden Kanal. Auf diese Weise wirken die beiden Synchronisatoren 28 und 30 zusammen, um eine bessere Zeitsynchronisation für den Empfänger zu erzielen.
Die in der beschriebenen und illustrierten bevorzugten Ausgestaltung angewandte Methode berücksichtigt die Verzögerung des Kanals und versucht, die Kanalenergie ganz oder wenigstens größtenteils in das Fenster zu setzen. Eine „Massezentrum"-Technik wird von der COM-Suchschaltung 46 auf den Ausgang des Glätters 44 angewendet. Die Wellenform des Glätters enthält Informationen über die Verzögerung und die Energieverteilung des Kanals und so kann die Methode die Verzögerung des Kanals berücksichtigen.
Das „Massezentrum" ist eine Form von gewichtetem Durchschnitt. Die übliche Methode zum Suchen des Massezentrums (COM) eines Objektes besteht darin, die „Masse" und das „Massemoment" von einem Referenzpunkt aus über das Objekt zu integrieren. Im vorliegenden Fall gibt es diskrete Abtastsignale und der Referenzpunkt kann als der Anfang der zum Speichern des abgetasteten Signals verwendeten Array gewählt werden. Die Distanz des COM in Abtastpunkten vom Anfang der Array kann wie folgt berechnet werden:
Hier ist i der Index in die Datenarray (die Werte auf der x-Achse von 6) und x_i ist der Wert in der Array (die Werte auf der y-Achse von 6).
Zusammengefasst, der Vor-FFT-Synchronisator hat die Aufgabe, die beste Fensterposition mit den folgenden Schritten zu ermitteln:

1. Anwenden einer Zeitkorrelation auf die eingehenden Daten, um den Ort des Schutzintervalls zu ermitteln.
2. Filtern dieses korrelierten Signals, um das Schutzintervall deutlicher zu zeigen.
3. Glätten dieses gefilterten Signals, um einen dreieckigen Impuls zu erhalten.
4. Suchen des Massezentrums dieses Impulses und Verwenden dieser Position als Eingang zum Schleifenfilter.

Mit dieser Technik kann ein Problem entstehen, das als „Umlauf" bezeichnet werden kann. Um dies zu illustrieren, stelle man sich eine Situation vor, bei der das Ende des Schutzintervalls am Rand der benötigten Symbolgrenze ist, d. h. genau die Situation, die gewünscht wird. Die Anwendung von Korrelation und Filterung ergibt eine Wellenform ähnlich der etwas idealisierten Wellenform von 7. Das ,reale' COM dieser Wellenform ist genau am Anfang der Datenarray. Das Anwenden der obigen Gleichung hätte jedoch ein Ergebnis zur Folge, bei dem das COM in der Mitte des erfassten Symbols liegt, d. h. um ein halbes Symbol weg von dort, wo es tatsächlich ist.
Zur Lösung dieses Problems können die Symboldaten in zwei Hälften unterteilt werden und es kann das COM für jede Hälfte gefunden werden. Für das in 7 gezeigte Signal ist das COM der ersten Hälfte der Daten in der Nähe des Anfangs der Array und das COM der zweiten Hälfte ist in der Nähe des Endes der Array. Dies zeigt an, dass Umlauf vorliegt. Indem die beiden Positionen kombiniert werden, kann jedoch die reale Position des COM gefunden werden.
Wir haben gefunden, dass bei Verwendung einer solchen Anordnung für ein verrauschtes Eingangssignal die COM-Position dazu neigt, von Symbol zu Symbol zu gehen. Dies gilt besonders dann, wenn sich das Schutzintervall in der Nähe des Anfangs der Datenarray befindet. Dies entsteht deshalb, weil Rauschen am Ende der Array ein großes Massemoment hat und das COM in 7 nach rechts zieht. Um dieses Problem zu reduzieren, kann das COM ein zweites Mal neu berechnet werden. Der erste Wert unter Verwendung der gesamten Array wird dann benutzt, um zu ermitteln, wo ein Fenster für die zweite Berechnung platziert werden soll. Die Gesamtbreite des Fensters ist das Schutzintervall plus ein geringer Betrag, der zur Berücksichtigung von Fehlern in der ursprünglichen Schätzung ausreicht. Durch diese Fenstermethode entfällt ein großer Teil des Rauschbeitrags zum COM und es wird eine bessere Schätzung erzielt.
Es wird nun der Nach-FFT-Zeitsynchronisator 30 beschrieben. Da das Signal nach dem Durchlaufen der FFT 18 weniger verrauscht ist, sollte ein Algorithmus, der diese Daten bearbeitet, sauberere Ergebnisse bringen.
Der Demodulator muss eine geschätzte Kanalfrequenzantwort (Kanalschätzung) berechnen, damit die Auswirkungen des Kanals auf die einzelnen Träger korrigiert werden können. Der Kanalschätzer verwendet die für diesen Zweck in das Signal gesetzten Pilotträger (zuweilen Verstärkungsreferenzen genannt). Die Kanalschätzung zeigt, welche Träger aufgrund der Auswirkungen des Kanals gedämpft oder verstärkt werden müssen.
Der Nach-FFT-Zeitsynchronisator verwendet den Ausgang dieses Kanalschätzers (72 in 2), der im Frequenzbereich ist. An diesen Daten wird eine FFT-Operation, oder um ganz genau zu sein, eine Invers-FFT-(IFFT)-Operation, vorgenommen, so dass sich eine geschätzte Kanalimpulsantwort im Zeitbereich ergibt. Die Größe des Ausgangs der IFFT wird dann quadriert (in der Schaltung 74), so dass sich eine Schätzung der Leistungskanal-Impulsantwort (PIR) ergibt. Dies ergibt eine nützliche Darstellung des Verhaltens des Kanals im Zeitbereich.
Dies kann auch benutzt werden, um zu berechnen, wo das Zeitfenster am besten platziert wird. Dies erfordert zusätzliches Verarbeitungsoverhead der FFT 74 und eventuell nötige weitere Verarbeitungsoperationen, aber die optimale Platzierung des Zeitfensters ist wichtig, um die beste Leistung vom Empfänger zu erhalten.
Es wird nun das in 2 illustrierte bevorzugte Nach-FFT-Zeitsynchronisatorsystem beschrieben. Als Hintergrund wird man verstehen, dass alle in das ein Schutzintervall breite Fenster fallenden Wege nur nützliche Leistung beitragen. Wir haben erkannt, dass aus dem ein Schutzintervall breiten Fenster herausfallende Wege sowohl nützliche als auch unerwünschte Leistung beitragen; diese Wege repräsentieren ISI. Das heißt, diese Wege leisten positive sowie destruktive Beiträge. Die Wege tragen eine im Wesentlichen lineare Abnahme der gewünschten Spannung bei, wenn sie sich aus dem Schutzintervall hinaus bewegen, wie im Diagramm von 8 zu sehen ist. Dies ergibt eine quadratische Verringerung der nützlichen Leistung wie in 9 gezeigt und ergibt eine quadratische Zunahme der unerwünschten Leistung. Wir haben erkannt, dass dies als eine Gewichtungsfunktion zusammen mit der PIR benutzt werden kann, um zu berechnen, welcher Schaden entsteht, wenn die PIR in jeder möglichen Position platziert wird. Dazu kommt, dass die aus dem Fenster hinaus fallenden Wege unter Anwendung einer solchen quadratischen Funktion optimal genutzt werden.
Dies wird einfach dadurch erzielt, dass die Gewichtungsfunktion und die PIR an jeder möglichen Position miteinander multipliziert werden. Dies ergibt eine neue Wellenform, die den entstandenen Schaden anhand der Timing-Position zeigt. Das Minimum in dieser Wellenform wird dann gefunden und das Zeitfenster an diese Position gesetzt.
Es wird nun die in 9 illustrierte quadratische Funktion beschrieben. Wenn τ das Timing eines empfangenen Weges mit Bezug auf die Mitte des T_g-breiten Fensters bedeutet, innerhalb dessen ein perfekter Empfang erzielt wird, dann können die Anteile der Leistung dieses Weges, die einen nützlichen bzw. schädlichen Beitrag leisten, durch Anwenden der folgenden Leistungsgewichtungsfunktionen ermittelt werden. Die Erwünschte-Komponente-Leistungsgewichtungsfunktion W(τ) wird wie angegeben als:

ansonsten:
Die Unerwünschte-Komponente-(,Schaden')-Leistungsgewichtungsfunktion U(τ) wird angegeben als:
ansonsten:
Man wird sehen, dass die Seitenteile (der Breite T_u) der Gewichtungsfunktion somit von quadratischer Form sind, d. h. von τ² abhängig, und die Gewichtungsfunktionen sind komplementär, d. h. W(τ) + U(τ) = 1. Dies maximiert das Verhältnis der gesamten Gewünschtes-Signal-Komponenten zu den gesamten Unerwünschtes-Signal-Komponenten. Man kann zeigen, dass dies durch Minimieren der gesamten Unerwünschtes-Signal-Komponente erzielt wird, d. h. durch Minimieren des ,entstandenen Schadens'.
Eine gewisse Abweichung von der genauen Formel ist möglich, aber die verwendete Funktion sollte die allgemeine Form einer quadratischen Funktion beibehalten.
Die Art und Weise, in der dies in der bevorzugten Ausgestaltung implementiert wird, lautet wie folgt. Es erfolgt eine Kanalschätzung durch die Kanalschätzschaltung 72. Es erfolgt zunächst ein Umsampling um einen Faktor von zwei und die zeitinterpolierten Piloten werden in der Array nebeneinander gepackt. Für den DRM-Modus B ergibt dies einen Upsampling-Faktor von 1:4. Dann führt die IFFT-Schaltung 74 eine FFT an diesen Daten durch, so dass sich die geschätzte CIR ergibt, und das Quadrat der Größe wird für den Erhalt der PIR genommen. Dies wird dann mit der Gewichtungsfunktion (auf der Basis von 9) in der Gewichtungsfunktionsschaltung 76 an jeder möglichen Fensterposition multipliziert, um eine Array zu erhalten, die einen Wert enthält, der den ,entstandenen Schaden' in jeder Fensterposition anzeigt. Dies kann im Hinblick auf die Verarbeitungszeit als teuer angesehen werden, aber aufgrund der einfachen Form der Gewichtungsfunktion kann dies mit einfachen Integratoren erzielt werden. Der Ausgang wird auch durch die Gesamt-„Masse" der PIR normalisiert, so dass Werte zwischen null und eins erhalten werden.
Die Leistung von außerhalb des Schutzintervalls befindlichen Wegen wird unterschätzt, daher wird die PIR vorzugsweise zusätzlich korrigiert, um dies zu kompensieren. Dies kann durch Unterteilen der PIR mit der erwünschten Leistungskurve von 9 erzielt werden, aber vor der Verwendung der PIR zum Berechnen der Schadenswellenform.
Wenn es im Übertragungskanal einen einzigen Weg gäbe, dann würde eine Wellenform erhalten, die wie die unerwünschte Leistungskurve von 9 aussieht. Es gibt ein Fenster mit einer Breite, die gleich der des Schutzintervalls ist, wo die Funktion null ist und wie erwartet kein Schaden entsteht. Der beste Ort, um das Zeitfenster zu platzieren, ist ein halbes Schutzintervall davor und ein halbes Schutzintervall dahinter, um das Erscheinen späterer oder früherer Wege zu berücksichtigen. Daher muss der Mittelpunkt der Minimalregion dieser Funktion gefunden werden. Die gesamte Minimalregion sollte im Prinzip genau gleich null sein, aber aufgrund von Rauschen und Rundungsfehlern in der Berechnung wird dies nicht der Fall sein. So sollte ein Schwellenwert gewählt werden, der auf dem Minimalwert der Array basiert. Dies wird mit der ,nach Minimalschaden suchen'-Schaltung 78 in 2 erzielt und ist in 10 illustriert.
Wie in 10 zu sehen ist, ist der Anfangspunkt für die Minimalregion das erste Abtastsignal, das unter dem Schwellenwert liegt, und der Endpunkt ist das letzte Abtastsignal in der Array unterhalb des Schwellenwertes. Diese Werte werden dann gemittelt, so dass der Mittelpunkt der Minimalregion erhalten wird.
Aufgrund des Upsampling-Faktors und der Mittelung der Anfangs- und Endpunkte hat die mit diesem Algorithmus erhaltene Position eine Auflösung von 1/8 Abtastsignal.
Zusammenfassend, es ist Ziel des Nach-FFT-Synchronisators, die beste Fensterposition anhand der folgenden Schritte zu ermitteln:

1. Eine FFT an den empfangenen Pilotträgern im DRM-Signal ausführen, die als Verstärkungsreferenzen dienen, um eine geschätzte Kanalimpulsantwort (CIR) zu erhalten.
2. Die Größe der CIR nehmen und quadrieren, um eine geschätzte Leistungs-CIR (PIR) zu erhalten.
3. Die quadratische Gewichtungsfunktion und die PIR zum Erzeugen einer Wellenform benutzen, die den entstandenen Schaden in Abhängigkeit von der Fensterposition zeigt.
4. Das Minimum in dieser Wellenform suchen und diese Position als Eingang zum Schleifenfilter benutzen.

Die Bandbreite des DRM-Signals (gewöhnlich 10 kHz) ist viel geringer als die für DVB-T (8 MHz), was bedeutet, dass die benötigten Verarbeitungs- und Speicheranforderungen insgesamt weitaus geringer sind. Dies bedeutet, dass die Ausführung von zusätzlicher Verarbeitung an den Daten zum Verbessern von Zeit- und Frequenzsynchronisation nach dem Ausführen der FFT eine praktische Möglichkeit für DRM ist.
Es werden nun einige einfache Beispiele betrachtet. Zunächst wird für ein 0 dB-Echo von weniger als der Verzögerung eines Schutzintervalls die Breite der Mindestregion reduziert. Wenn die Verzögerung nun um genau ein Schutzintervall verlängert wird, dann erreicht die Wellenform jetzt an nur einem Punkt null. Dies ist in 11 dargestellt. Wenn die Verzögerung dann weiter verlängert wird, so dass sie etwas größer ist als ein Schutzintervall, dann sieht die Schadenswellenform jetzt wie in 12 gezeigt aus, wo es zwei Minima gibt und die Wellenform null nicht mehr erreicht. Es ist weiterhin möglich, eine Minimumsuche durchzuführen und die Breite zu finden, die jetzt für einen gut gewählten Schwellenwert gering ist. In dieser Situation setzt der Algorithmus einen Weg unmittelbar innerhalb des Schutzintervalls und den anderen gerade außerhalb des Schutzintervalls, was genau das gewünschte Verhalten ist, das den minimalen Schaden verursacht. Für zwei gleiche Wege ist es egal, welcher in das Schutzintervall gesetzt wird. Für zwei ungleiche Wege setzt der Algorithmus den größeren Weg in das Schutzintervall.
Es wird nun eine Verbesserung am Nach-FFT-System beschrieben. Dies beinhaltet das Verfolgen der Historie der Kanalimpulsantwort. In einer Situation, in der sich die Kanalbedingungen ändern, kann die Zeitsteuerung weiter verfeinert werden. Man betrachte beispielsweise den Fall eines 0 dB-Echos, das sich ein Schutzintervall weit vom Hauptweg entfernt befindet, und die Zeitsteuerung wird die beiden Wege auf jede Flanke des Zeitfensters setzen. Wenn das Echo jetzt verklingt, dann beginnt die Steuerung mit dem Bewegen des ersten Wegs in Richtung auf die Mitte des Fensters. Wenn der zweite Weg jetzt erneut erscheint, dann befindet er sich außerhalb des Zeitfensters und verursacht ISI. Die Größe des verursachten Schadens hängt davon ab, wie schnell der Weg neu erscheint. Wenn er langsam genug neu erscheint (d. h. langsamer als die Bandbreite der Steuerschleife), dann ist die verursachte ISI evtl. nicht zu groß. Daher würde ein verbesserter Algorithmus Wege verfolgen, wie sie kommen und gehen, und Entscheidungen darüber fällen, ob das Zeitfenster auf der Basis der Historie der Pfade bewegt werden soll oder nicht. So würde der Algorithmus in dem oben gezeigten einfachen Beispiel, wenn der zweite Weg verschwindet und regelmäßig neu erscheint, das Fenster nicht bewegen.
Eventuell vorhandene Frequenzfehler im Signal durch die FFT 18 sollten vorzugsweise korrigiert werden, so dass der imaginäre Teil des Signals, der dem Ort des Schutzintervalls entspricht, null ist. Trotz der die Schaltungen 22 und 16 in 1 umfassenden AFC-Schleife kann es immer noch einen Frequenzrestfehler geben. So ist weitere Verarbeitung wünschenswert, um die Größe der geglätteten Wellenform zu nehmen, bevor nach dem Peak gesucht wird.
Wie soeben bemerkt, sollte, da es einen Frequenzfehler geben kann, streng genommen die Größe des Ausgangs vom Glätter 44 genommen werden, bevor der Peak gefunden wird. Es kann eine vereinfachte Version hiervon angewendet werden, in der die Peak-Suche in der Schaltung 46 sowohl auf die realen als auch die imaginären Teile des Signals wirkt. Der Peak-Wert vom Glätter ist proportional zur Breite des Schutzintervalls. Der Wert vom Peak-Detektor sollte daher vorzugsweise um die Breite des Schutzintervalls normalisiert werden, bevor die Peak-Werte verglichen werden.
Es wurde gefunden, dass die mit Bezug auf 2 und die anderen Figuren beschriebene bevorzugte Ausgestaltung effektiv funktioniert, da das Zeitfenster in eine Position gesetzt wurde, wo ISI nicht ausreichte, um Fehler im Audiostrom zu verursachen. Die Energie des Weges unmittelbar außerhalb des Schutzintervallfensters war gering genug gegenüber der Gesamtenergie in dem Fenster, um jegliche ISI mit dem Multilevel-DRM-Decoder zu korrigieren. Es ist unwahrscheinlich, dass dies mit Vor-FFT-Zeitsynchronisationstechnik allein so gut möglich wäre.
Das beschriebene System vermeidet die Notwendigkeit zum Einstellen von Schwellenwerten in den Algorithmen und wendet einen deterministischeren Ansatz an.
Die beschriebenen Techniken treffen nicht nur auf DRM zu. Die Vor-FFT-Synchronisationstechnik ist auf jedes OFDM-System anwendbar, das ein Schutzintervall verwendet, und die Nach-FFT-Synchronisationstechnik ist auf jedes OFDM-System anwendbar, mit dem eine Kanalimpulsantwort erhalten werden kann.
Es können zahlreiche Modifikationen an dem oben beispielhaft beschriebenen System im Rahmen der beiliegenden Ansprüche vorgenommen werden. Insbesondere können die als diskrete Komponenten gezeigten verschiedenen Schaltungselemente kombiniert und ganz oder teilweise in Software implementiert werden. In diesem Fall sind die Systemblockdiagramme als Fließschemata anzusehen.
QUELLENANGABEN IN DER BESCHREIBUNG
Die von der Anmelderin angeführten Quellen werden lediglich zur Information gegeben. Sie stellen keinen Bestandteil des europäischen Patentdokuments dar. Obschon größte Sorgfalt bei der Zusammenstellung der Quellenangaben angewendet wurde, können Fehler oder Auslassungen nicht ausgeschlossen werden. Das EPA übernimmt diesbezüglich keine Haftung.
In der Beschreibung werden die folgenden Patentdokumente genannt:

• EP 02250062 A [0002]
• EP 1221793 A [0002]
• EP 300744 A [0002]
• US 20020065047 A [0011]
• EP 89457 A [0002]

In der Beschreibung werden die folgenden Nicht-Patentdokumente genannt:

• JONATHAN STOTT, DRM-Key Technical Features, Technical Review, März 2001 [0002]

Claims

Verfahren zum Empfangen eines Mehrträgersignals, wobei das empfangene Mehrträgersignal von einem Typ ist, der eine Folge von Symbolperioden umfasst, während der jeweils ein oder mehrere Bits auf jedem aus mehreren Trägern übertragen wird, wobei jede Gesamtsymbolperiode eine aktive Symbolperiode und ein Schutzintervall aufweist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte beinhaltet: Empfangen eines Mehrträgersignals des genannten Typs; Unterziehen des empfangenen Signals einer Zeitbereich-in-Frequenzbereich-Transformation; Anwenden von Zeitsynchronisationserfassung auf das empfangene Signal vor der Transformation; und Steuern des Timing der zu transformierenden Signale in Abhängigkeit von der Zeitsynchronisationserfassung; wobei die Zeitsynchronisationserfassung das Verzögern des Signals um die Dauer der aktiven Symbolperiode und das Korrelieren der verzögerten und unverzögerten Signale beinhaltet, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, das das Ergebnis der Korrelation repräsentiert; dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitsynchronisationserfassung ferner das Erfassen des Massezentrums der Impulse im Korrelationssignal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Korrelationsschritt eine komplexe Multiplikation unter Einbeziehung der konjugiert komplexen Zahl von einem der Eingänge in die Multiplikation beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Erfassungsschritt einen Filterschritt zum Filtern der Resultanten der Korrelation beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem die Filterung das Filtern mit einem Filter mit einer Infinite-Impulsantwort umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem der Erfassungsschritt das Glätten des gefilterten Signals beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Glättungsschritt das Glätten mit einem Fenster beinhaltet, dessen Länge im Wesentlichen gleich der Dauer des Schutzintervalls des empfangenen Signals ist.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, bei dem der Glättungsschritt einen Ausgang mit einer im Wesentlichen dreieckigen Spitze entsprechend der Dauer des Schutzintervalls erzeugt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Schritt des Erfassens des Massezentrums die Ausführung einer ersten Erfassung des Massezentrums gefolgt von einer zweiten Erfassung des Massezentrums beinhaltet, wobei der Anfangspunkt für die zweite Erfassung des Massezentrums von der Resultanten der ersten Erfassung des Massezentrums abhängig ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Zeitsynchronisationserfassung eine Phasenerfassung beinhaltet und das Timing der transformierten Signale von der Phasenerfassung abhängig ist, um Phasenfehler zu reduzieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem das empfangene Signal ein OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem das empfangene Signal ein DRM-(Digital Radio Mondiale)-Signal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, das ferner Folgendes beinhaltet: Anwenden einer zweiten Zeitsynchronisationserfassung auf das empfangene Signal nach der Transformation; und Steuern des Timing der zu transformierenden Signale in Abhängigkeit von der zweiten Zeitsynchronisationserfassung; wobei die Zeitsynchronisationserfassung das Erzeugen einer geschätzten Kanalimpulsantwort und ferner das Kombinieren der geschätzten Kanalimpulsantwort oder eines davon abgeleiteten Signals mit einer Gewichtungsfunktion, um ein Signal zu erzeugen, das ein Maß für den Schaden an der Signalantwort in Abhängigkeit von der Fensterposition ist, wobei Seitenteile der Gewichtungsposition eine quadratische Form haben, und das Orten eines Minimums der resultierenden Wellenform beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die geschätzte Kanalimpulsantwort von Pilotträgern in dem empfangenen Signal abgeleitet wird.
Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, bei dem die Zeitsynchronisationserfassung ferner den Schritt des Quadrierens der geschätzten Kanalimpulsantwort beinhaltet, um eine geschätzte Leistungskanalimpulsantwort zu erzeugen, und bei dem die geschätzte Leistungskanalimpulsantwort mit der Gewichtungsfunktion kombiniert wird.
Verfahren nach Anspruch 14, das ferner den Schritt des Dividierens der geschätzten Leistungskanalimpulsantwort durch eine Funktion beinhaltet, die die unerwünschte Leistung in dem Signal repräsentiert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem der Ortungsschritt das Erfassen beinhaltet, wann das Signal unter einem vorbestimmten Schwellenwert ist.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Ortungsschritt ferner das Erfassen des ersten und des letzten Punktes, an dem das Signal unter dem Schwellenwert ist, und das Ermitteln der genannten ersten und letzten Punkte als die Mitte einer Fensterposition beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem der Ortungsschritt die Berücksichtigung der Historie des Ergebnisses der vorherigen Ortungsschritte beinhaltet.
Vorrichtung zum Empfangen eines Mehrträgersignals, wobei das empfangene Mehrträgersignal von einem Typ ist, der eine Folge von Symbolperioden umfasst, während der jeweils ein oder mehrere Bits auf jedem aus der Mehrzahl von Trägern übertragen wird/werden, wobei jede Gesamtsymbolperiode eine aktive Symbolperiode und ein Schutzintervall umfasst, wobei die Vorrichtung Folgendes umfasst: einen Eingang (12) zum Empfangen eines Mehrträgersignals des genannten Typs; ein Transformationsmittel (18), um das empfangene Signal einer Zeitbereich-in-Frequenzbereich-Transformation zu unterziehen; einen Detektor (28) zur Zeitsynchronisationserfassung, die vor der Transformation auf das empfangene Signal angewandt wird; und eine Steuerung (32) zum Steuern des Timing der zu transformierenden Signale in Abhängigkeit von der Zeitsynchronisationserfassung; wobei der Zeitsynchronisationsdetektor (28) ein Verzögerungsglied (50) zum Verzögern des Signals um die Dauer der geeigneten aktiven Symbolperiode und einen Korrelator (52) zum Korrelieren der verzögerten und der unverzögerten Signale umfasst, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, das das Ergebnis der Korrelation repräsentiert; dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitsynchronisationsdetektor ferner einen Detektor (46) zum Erfassen des Massezentrums der Impulse im Korrelationssignal umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 19, bei der der Detektor (46) Mittel umfasst, um eine erste Erfassung des Massezentrums gefolgt von einer zweiten Erfassung des Massezentrums durchzuführen, wobei der Anfangspunkt für die zweite Erfassung des Massezentrums von der Resultanten der ersten Erfassung des Massezentrums abhängig ist.
Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, die ferner Folgendes umfasst: einen zweiten Detektor (30) zur Zeitsynchronisationserfassung, die auf das empfangene Signal nach der Transformation angewendet wird; und eine Steuerung (32) zum Steuern des Timing der zu transformierenden Signale in Abhängigkeit von der zweiten Zeitsynchronisationserfassung; wobei die Zeitsynchronisationserfassung einen Generator (72, 74) zum Erzeugen einer geschätzten Kanalimpulsantwort, einen Combiner (76) zum Kombinieren der geschätzten Kanalimpulsantwort mit einer Gewichtungsfunktion zum Erzeugen eines Signals, das ein Mal für den Schaden an der Signalantwort in Abhängigkeit von der Fensterposition ist, wobei Seitenteile der Gewichtungsfunktion eine quadratische Form aufweisen, und ein Ortungsmittel (78) zum Orten eines Minimums in der resultierenden Wellenform umfasst.