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Die
Erfindung betrifft einen Schaltkreis mit einem Wandler zum Umwandeln
einer Wechselspannung in eine Gleichspannung, welcher Wandler eine Diodenhalbbrücke mit
zwei Dioden und einen ersten Mittelabgriff, eine Schalterhalbbrücke mit
zwei Schaltern und einen zweiten Mittelabgriff, eine Hochfrequenzdrossel
und zwei Anschlüsse
in Reihe zu der Hochfrequenzdrossel zum Anschließen an eine Netzspannungsquelle
zwischen den beiden Mittelabgriffen aufweist, wobei eine erste Gleichstromschiene mittels
einer ersten Diode in der Diodenhalbbrücke und einer elektrisch leitfähigen Verbindung
mit dem ersten Mittelabgriff und mittels eines ersten Schalters in
der Schalterhalbbrücke
und einer elektrisch leitfähigen
Verbindung mit dem zweiten Mittelabgriff verbunden ist und eine
zweite Gleichstromschiene mittels einer zweiten Diode in der Diodenhalbbrücke und einer
elektrisch leitfähigen
Verbindung mit dem ersten Mittelabgriff und mittels eines zweiten
Schalters in der Schalterhalbbrücke
und einer elektrisch leitfähigen
Verbindung mit dem zweiten Mittelabgriff verbunden ist.
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Aus
der
WO 01/33915 A1 ist
ein solcher Schaltkreis bekannt. Dieser Schaltkreis weist einen ersten
Wandler zum Wandeln einer Wechselspannung aus einer Netzspannungsquelle
in eine Gleichspannung auf. Ein zweiter Wandler wandelt die Gleichspannung
in eine Wechselspannung um, mit der eine Hochdruckgasentladungslampe
eines Datenprojektors versorgt wird. Ein Wandler zum Betrieb von
Steuergeräten
ist nicht vorgesehen.
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Der
Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, den Schaltkreis zu verbessern
und insbesondere einen Teilschaltkreis als Wandler zur Bereitstellung
einer Leistung in einem potenzialgetrennten Niederspannungsbereich
anzugeben.
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Diese
Aufgabe wird gemäß den Merkmalen von
Anspruch 1 gelöst.
Erfindungsgemäß weist
der Wandler einen Teilschaltkreis als zweiten Wandler zum Umwandeln
der Wechselspannung in eine zweite Gleichspannung auf. Der zweite
Wandler ist in dem ersten Wandler integriert, so dass Komponenten
zur Umwandlung von Spannungen eingespart sind.
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In
vorteilhafter Weise bilden die Netzspannungsquelle, ein Eingang
des Wandlers und die Hochfrequenzdrossel eine Reihenschaltung. Damit kann
der in der Hochfrequenzdrossel fließende Hochfrequenzstrom zur
Bereitstellung der weiteren potenzialgetrennten Spannungsversorgung
verwendet werden.
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In
vorteilhafter Weise ist die Energieübertragung in dem zweiten Wandler
frequenzabhängig. Durch
Veränderung
der Frequenz lässt
sich die Leistungsabgabe am Ausgang des zweiten Wandlers verstellen.
Auf diese Weise lässt
sich die Spannung am Ausgang des zweiten Konverters auf einen gewünschten
Wert einstellen.
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Der
zweite Wandler ist vorteilhafterweise zwischen der Hochfrequenzdrossel
und der Netzspannungsquelle angeordnet. Damit ist der Wandler weniger
störanfällig.
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In
einfacher Weise weist der Wandler einen Transformator auf. Der Transformator
hat Spulen, mit deren Hilfe sich in einfacher Weise eine gewünschte Spannung
potenzialfrei erzeugen lässt.
Ein Gleichrichter auf der Sekundärseite
des Transformators wandelt die zunächst vorliegende Wechselspannung in
eine Gleichspannung um, wie sie für den Betrieb von elektronischen
Signalschaltungen benötigt
wird.
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Der
Wandler kann in einfacher Weise einen Resonanzkondensator aufweisen.
Mittels des Resonanzkondensators und durch eine Annäherung der Schaltfrequenz
der Schalterhalbbrücke
an die Resonanzfrequenz lässt
sich die Energieübertragung über den
zweiten Wandler beeinflussen. In einer ersten Ausführungsform
ist der Resonanzkondensator parallel zur Eingangswicklung des Transformators
geschaltet. In einer zweiten Ausführungsform liegt der Resonanzkondensator
auf einer Verbindung zwischen einem Mittelpunkt zwischen der Hochfrequenzdrossel
und dem Transformator und einer der beiden Gleichstromschienen.
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Der
Wandler weist vorteilhafterweise eine Steuerung auf, die die Frequenz,
mit der die Transistoren in der Schalterhalbbrücke abwechselnd ein- und ausgeschaltet
werden, in einem Bereich von 50 Hz bis 1000 kHz, vorteilhafterweise
in einem Bereich von 200 bis 800 kHz, insbesondere zwischen 300 und
580 kHz steuert. Die hohe Schaltfrequenz erlaubt es, die reaktiven
Komponenten des Wandlers besonders klein auszuführen. Wird der Stromverlauf durch
geeignete Wahl der Ein-/Ausschaltzeiten so gewählt, dass sich das Vorzeichen
des Stromes in der Hochfrequenzdrossel in jedem Hochfrequenzschaltzyklus
zweimal umkehrt, so lässt
sich ein besonders verlustarmer Betrieb der Schalterhalbbrücke bewirken.
Außerdem
lässt sich
durch Verändern
der Ein- und Ausschaltdauer der Schalter der Mittelwert des Wandlerstromes,
d.h. der Strom des Wandlers ohne die hochfrequenten Schwankungen,
in weiten Grenzen verändern.
Zweckmäßigerweise
werden die Ein- und Ausschaltzeiten so eingestellt, dass sich ein sinusähnlicher
Stromverlauf im Stromversorgungssystem ergibt. Die Steuerung verringert
die Differenz zwischen der Betriebsfrequenz und der Frequenz der maximalen
Energieübertragung,
wenn die Ausgangsspannung des zweiten Wandlers geringer als gewünscht ist,
und sie vergrößert die
Differenz zwischen der Betriebsfrequenz und der Frequenz der maximalen
Energieübertragung,
wenn die Ausgangsspannung des zweite Wandlers höher ist als gewünscht.
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Während der
positiven Netzhalbwelle:
- – wird ein Stromreferenzwert
gebildet, der einem Augenblickswert des Stromes in der Hochfrequenzdrossel
entspricht, der kleiner als null ist;
- – löst das Unterschreiten
des Referenzwertes ein Ausschalten des ersten Schalters und Einschalten
des zweiten Schalters aus;
- – wird
eine Frequenz gebildet, die umso höher ist, je höher die
Ausgangsspannung des Wandlers über
der gewünschten
Ausgangsspannung liegt;
- – bewirkt
das Auftreten eines Impulses der erwähnten Frequenz ein Ausschalten
des zweiten Schalters und ein Einschalten des ersten Schalters;
- – kann
die Einschaltzeit des ersten Schalters eine vorherbestimmte Mindestzeit
nicht unterschreiten.
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Und
während
der negativen Netzhalbwelle:
- – wird ein
Stromreferenzwert gebildet, der einem Augenblickswert des Stromes
in der Hochfrequenzdrossel entspricht, der größer als null ist;
- – löst das Überschreiten
des Referenzwertes ein Ausschalten des zweiten Schalters und Einschalten
des ersten Schalters aus;
- – wird
eine Frequenz gebildet, die umso höher ist, je höher die
Ausgangsspannung des Wandlers über
der gewünschten
Ausgangsspannung liegt;
- – bewirkt
das Auftreten eines Impulses der erwähnten Frequenz ein Ausschalten
des ersten Schalters und ein Einschalten des zweiten Schalters;
- – kann
die Einschaltzeit des zweiten Schalters eine vorherbestimmte Mindestzeit
nicht unterschreiten, wobei die Netzspannung positiv gezählt wird,
wenn das Potenzial des diodenbrückenseitigen
Netzanschlusses unter dem Potenzial des anderen Anschlusses liegt
und Ströme
in der Netzspannungsquelle, im Wandler und in der Hochfrequenzdrossel
positiv gezählt
werden, wenn sie in Richtung auf die Schalterhalbbrücke fließen.
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Der
Wandler weist vorteilhafterweise einen Eingangskondensator auf,
an dem während
des Nulldurchgangs des Netzes eine Eingangsspannung zur Verfügung gestellt
wird. Damit ist für
jede Halbwelle und insbesondere für den Nulldurchgang der Spannung
aus der Netzspannungsquelle ein Stromfluss und damit eine kontinuierliche
Leistungsabgabe für den
zweiten Wandler gewährleistet.
Gleichzeitig verringert er den Anteil der hochfrequenten Ströme, die vom
Wandler unerwünscht
in das Stromversorgungssystem gelangen.
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In
vorteilhafter Weise wird die Spannung am Eingangskondensator durch
die Steuerung so begrenzt, dass sie weder null wird, noch den Wert
der Wandlerausgangsspannung annimmt. Das lässt sich zum Beispiel dadurch
erreichen, dass das Tastverhältnis – im folgenden
auch Tastgrad genannt – der Schalter
der zweiten Halbbrücke
einen bestimmten Wertebereich, z.B. 5 % bis 95 %, nicht verlässt. Der Tastgrad
ist definiert, als das Verhältnis
der Einschaltdauer eines Schalters zur Gesamtdauer eines Schaltzyklus.
In vorteilhafter Weise wird die Begrenzung der Eingangskondensatorspannung
durch eine stromunabhängige
Tastgradbegrenzung für
die Schalter und der Schalterbrücke
erreicht. Die Steuerung stellt den mittleren Strom des Wandlers
so ein, dass weder die Spannung am Eingangskondensator noch die
Differenz zwischen der Spannung am Eingangskondensator und der Ausgangsspannung
des Wandlers einen Minimalwert unterschreitet.
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Zum
besseren Verständnis
der Erfindung wird nachstehend ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung
näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1 einen
Schaltkreis mit einer Entladungslampe,
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2 einen
Logikschaltkreis mit Verknüpfungsgliedern,
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3 ein
Zeitdiagramm mit einem Stromverlauf in der Hochfrequenzdrossel während der
positiven Halbwelle,
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4 ein
zweites Zeitdiagramm mit einem zweiten Stromverlauf in der Hochfrequenzdrossel während der
negativen Halbwelle,
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5 einen
Signalverlauf am Ausgang einer Erkennungsschaltung für die Polarität der Netzspannung,
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6 ein
Schaltsignal und
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7 einen
Stromverlauf des Netzstromes, eingebettet in Hüllkurven.
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1 zeigt
einen Schaltkreis 1 mit Wandlern 2, 3,
und 4, einer Steuerung 5 und einer Hochdruckgasentladungslampe 6.
Der Wandler 2 wird von einer Netzspannungsquelle 7 gespeist
und wandelt deren Wechselspannung in eine Gleichspannung um. Der Wandler 2 weist
eine passive Diodenhalbbrücke 8,
im folgenden auch Diodenbrücke
genannt, mit einem Mittelabgriff 9 und einen Feldeffekttransistor-Halbbrückenzweig 10,
im folgenden auch FET-Brücke, Transistor-
oder Schalterbrücke
genannt, mit einem Mittelabgriff 11 auf. Die Netzspannungsquelle 7 weist zwei
Anschlüsse 12 und 13 auf.
Der Anschluss 12 ist auf dem Mittelabgriff 9 der
Diodenbrücke 8 gelegt. Der
Anschluss 13 ist mit einem Eingangskondensator 14 und über eine
Reihenschaltung aus einem Strommessteil 15, einer Transformatorspule 16 eines Transformators 17 und
einer Hochfrequenzdrossel 18 mit dem Mittelabgriff 11 der
Schalterbrücke 10 verbunden.
Ein Resonanzkondensator 19 liegt parallel zur Transformatorspule 16.
Der Anschluss 13 wird auch als Eingang des Wandlers 2 bezeichnet.
Die Spulen 16 und 18 bilden eine Spulenkombination 16, 18.
Der Mittelabgriff 11 wird auch als rechte Seite der Spulenkombination 16, 18 bezeichnet.
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Eine
erste Gleichstromschiene 20 ist mittels einer ersten Diode 21 der
Diodenbrücke 8 mit
dem Mittelabgriff 9 und damit mit der Netzspannungsquelle 7 über elektrisch
leitfähige
Verbindungen 22 und 23 verbunden. Die erste Gleichstromschiene 20 ist des
weiteren mittels eines Halbleiter-Leistungsschalters 24,
im folgenden auch Schalter oder Transistor genannt, mit dem Mittelabgriff 11 des
Transistorzweiges 10 verbunden.
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Eine
zweite Gleichstromschiene 25 ist mittels einer zweiten
Diode 26 der Diodenbrücke 8 mit dem
Mittelabgriff 9 und damit mit der Netzspannungsquelle 7 über die
elektrisch leitfähige
Verbindung 23 und eine weitere elektrisch leitfähige Verbindung 28 verbunden.
Die zweite Gleichstromschiene 25 ist des weiteren mittels
eines Halbleiter-Leistungsschalters 29,
im folgenden auch Schalter oder Transistor genannt, mit dem Mittelabgriff 11 des
Transistorzweiges 10 verbunden. Der Mittelabgriff 11 ist
mittels einer elektrisch leitfähigen
Verbindung 27 mit den Leistungsschaltern 24 und 29 verbunden.
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Die
Transistoren 24 und 29 werden über Treiber 30 und 31 von
der Steuerung 5 angesteuert. Ein Kommutierungskondensator 32 zur
Begrenzung der Spannungsänderungsgeschwindigkeit
beim Umschalten des Stromes von dem Schalter 24 auf den Schalter 29 oder
umgekehrt, auch dV/dt-Kondensator genannt, verringert vorteilhafterweise
die Verluste beim Umschalten des Stromes der Hochfrequenzdrossel
von einem zum anderen der Schalter 24 und 29.
Außerdem
werden dadurch von der Schaltung ausgehende hochfrequente Störungen verringert. Ein
Ausgangskondensator 35 ist zwischen den beiden Gleich stromschienen 20 und 25 angeordnet
und glättet
eine Ausgangsspannung des Wandlers 2. Die Spannung an diesem
Kondensator entspricht einem ersten Ausgang des Wandlers. Außerdem dient
er als Energiereserve für
die Zeiträume,
in denen die Netzspannung nahezu null ist. An den Schienen 20 und 25 liegt
gewöhnlich
eine Spannung von 400 Volt an, die für den dritten Wandler 4 bereitgestellt
ist. Der Wandler 2 ist also ein Hochsetzsteller, der eine
Energie aus der Netzspannungsquelle mit niedriger Spannung in eine
Last mit höherer
Spannung transportiert. Der dritte Wandler 4 wandelt die
Gleichspannung von 400 Volt in einen geregelten Wechselstrom um
und versorgt damit die Entladungslampe 6.
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Der
Wandler 3 weist den Transformator 17 mit der Spule 16,
den Resonanzkondensator 19, einen Gleichrichter 36 mit
zwei Dioden 37 und 38 und einen Glättungskondensator 39 auf.
Der Transformator 17 weist des weiteren eine zweite potenzialgetrennte
Spule 40 auf, an deren Enden jeweils eine der Dioden 37 und 38 angeschlossen
ist. Ein Mittelabgriff 41 der Spule 40 bildet
ein Massepotenzial 42 aus. Die Dioden 37 und 38 sind
an Enden der potenzialgetrennten Spule 40 angeschlossen
und so geschaltet, dass sie eine in der potenzialgetrennten Spule 40 induzierte
Wechselspannung gleichrichten. Zwischen einem Ausgang 43 des
Gleichrichters 36 und dem Massepotenzial 42 liegt
der Glättungskondensator 39 und
eine Spannung von 5 Volt an. Die gezeigte Schaltung mit der sogenannten
Zweiwegleichrichtung eignet sich besonders für kleine Ausgangsspannungen.
Darüber
hinaus sind auch andere Konfigurationen der Transformatorausgangsseite
möglich,
insbesondere Vollweggleichrichtung oder Schaltungen mit weiteren
Abgriffen oder zusätzlichen
ausgangsseitigen Wicklungen zur Bereitstellung mehrerer verschiedener
Ausgangsspannungen, die zueinander in einem festen Verhältnis stehen.
Der Ausgang 43 eignet sich besonders dazu, die verschiedenen
Signalkomponenten eines Projektors, z.B. Mikroprozessoren, mit Strom
zu versorgen, da der Signalteil typischerweise mit frei zugänglichen
Anschlussbuchsen galvanisch verbunden ist und daher eine Potenzialtrennung
zum Wechselstromnetz erforderlich ist. Es ist außerdem vorteilhaft, den Transformator
nicht am Mittelabgriff der Schalterbrücke einzufügen, sondern an der Seite des
Netzanschlusses. Da hier nur geringe Wechselspannungsamplituden
mit sinusähnlicher Form
auftreten, ist mit erheblich weniger Hochfrequenzstörungen zu
rechnen als in dem anderen Fall. Aus dem gleichen Grund erfolgt
auch die Messung des Wandlereingangsstromes an der Verbindung des Transformators
mit dem Eingangskondensator.
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Die
Steuerung 5 weist einen Mikrocomputer 44 mit einem
Prozessor und einer Speicherperipherie, eine Erkennungsschaltung 45,
einen Komparator 46, einen span nungsgesteuerten Oszillator 47 und einen
Logikschaltkreis 48 auf. Elektrisch leitfähige Signalleitungen 49, 50 und 51 führen von
dem spannungsgesteuerten Oszillator 47 zum Logikschaltkreis 48,
von der Erkennungsschaltung 45 zum Logikschaltkreis 48 und
von dem Komparator 46 zum Logikschaltkreis 48.
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Anschlüsse 52 und 53 bilden
einen Eingang 52, 53 des Wandlers aus.
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2 zeigt
den Logikschaltkreis 48 mit drei Exklusiv-Oder-Gliedern 58, 59 und 60,
einem UND-Glied 61, einem D-Flipflop 62 und drei
Verzögerungsgliedern 63, 64 und 65,
die nachfolgend auch als Verknüpfungsglieder 58, 59, 60, 61, 62, 63, 64 und 65 bezeichnet
werden. Das D-Flipflop 62 weist einen Eingang 66 auf
(D-Eingang), der immer auf logisch „1" gesetzt ist, im folgenden auch als
logisch „High" bezeichnet. Des
weiteren weist das D-Flipflop 62 einen Ausgang 67 und
einen negierten Ausgang 68 auf. Die Exklusiv-Oder-Glieder 58, 59 und 60 werden
nachfolgend auch als EXOR-Glieder bezeichnet.
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3 zeigt
ein Zeitdiagramm 70 für
eine Netzspannung größer null,
bei dem ein Ausschnitt des Stromverlaufs 71 in der Hochfrequenzdrossel über die
Zeit aufgetragen ist. Der Stromverlauf ist zickzackförmig und
schaltet mit einer Frequenz zwischen 310 kHz und 550 kHz. Ein Referenzwert 72 markiert
eine untere Grenze des Stromes, im folgenden auch Schwelle genannt.
Wenn der Strom unter diese Grenze absinkt, wird die Schalterhalbbrücke 10 umgeschaltet,
so dass der Schalter 24 ausgeschaltet und der Schalter 29 eingeschaltet
wird, woraufhin der Strom wieder ansteigt. Zu einem anderen Zeitpunkt 73 wird
die Schalterhalbbrücke 10 wiederum
umgeschaltet, so dass der Schalter 29 ausgeschaltet und der
Schalter 24 eingeschaltet wird, woraufhin der Strom wieder
absinkt.
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4 zeigt
ein Zeitdiagramm 80 für
eine Netzspannung kleiner null, bei dem ein Ausschnitt des Stromverlaufs 81 in
der Hochfrequenzdrossel 18 über die Zeit aufgetragen ist.
Der Stromverlauf ist zickzackförmig,
wobei ein Referenzwert 82 eine obere Grenze des Stromes
markiert. Wenn der Strom über
diese Grenze ansteigt, wird die Schalterhalbbrücke 10 umgeschaltet,
so dass der Schalter 29 ausgeschaltet und der Schalter 24 eingeschaltet
wird, woraufhin der Strom wieder absinkt. Zu den Zeitpunkten 83 und 84 wird
die Schalterhalbbrücke 10 wiederum umgeschaltet,
so dass der Schalter 24 ausgeschaltet und der Schalter 29 eingeschaltet
wird, woraufhin der Strom wieder ansteigt.
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5 zeigt
ein Zeitdiagramm 90 mit einem Spannungssignal 91,
das auf der Leitung 50 anliegt. Das Signal 91 ist
dann auf logisch „1" gesetzt, wenn die
Netzspannung größer null
ist und wird von der Erkennungsschaltung 45 erzeugt.
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6 zeigt
ein Schaltsignal 100 des spannungsgesteuerten Oszillators 47,
das auf der Leitung 49 anliegt und das das D-Flipflop 62 an
dessen Takteingang schaltet.
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7 zeigt
einen zickzackförmigen
Stromverlauf 110 in der Spannungsquelle 7. Der
Stromverlauf ist von Hüllkurven 111 und 112 begrenzt,
wobei die Hüllkurven
einen sinusähnlichen
Verlauf aufweisen. Die Frequenz der beiden Hüllkurven liegt bei 50 Hz bis
60 Hz und entspricht der Frequenz der Netzspannung. Im Nulldurchgang
der Netzspannung liegt ein Zeitbereich 113, bei dem der
Stromverlauf um den Nullpunkt schwingt, so dass der mittlere Netzstrom
hier verschwindet.
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Die
Funktionsweise des Schaltkreises 1 lässt sich wie folgt beschreiben:
Eine Netzfrequenz der Netzspannungsquelle liegt zwischen 50 und
60 Hz. Eine Betriebsfrequenz des Wandlers 2 liegt zwischen 310
und 550 kHz und wird von einem Schaltzyklus der Transistoren 24 und 29 bestimmt.
Eine Resonanzfrequenz eines Schwingkreises aus der Spulenkombination 16, 18 und
dem Resonanzkondensator 19 liegt bei 310 KHz.
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Die
Steuerung 5 steuert die Betriebsfrequenz und den Tastgrad
des Wandlers 2. Wird die Betriebsfrequenz auf bis zu 550
kHz angehoben, so entfernt sich die Betriebsfrequenz von der Resonanzfrequenz
mit der Folge, dass der Strom am Ausgang des Wandlers 3 sinkt.
Wird die Betriebsfrequenz auf bis zu 310 KHz abgesenkt, so nähert sich
die Betriebsfrequenz der Resonanzfrequenz mit der Folge, dass der
Strom am Ausgang des Wandlers 3 steigt. Es ist zweckmäßig, den
Betriebsfrequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators 47,
englisch auch als „voltage
controlled oscillator" oder
kurz als VCO bezeichnet, auf Frequenzen oberhalb der Resonanz zu
begrenzen, da unterhalb die Energieübertragung auf die Sekundärseite des
Transformators wieder abfällt.
Dies entspräche
einer Vorzeichenumkehr des Regelsinnes, die leicht zu Instabilitäten und
Schwingungen führen
kann.
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Die
Steuerung 5 steuert die Frequenz also in einem Frequenzbereich
so, dass sich eine ausreichende Energieversorgung für den Signalteil
eines Gerätes
der Büro-
und Unterhaltungselektronik einstellt. Insbesondere wird die Frequenz
so eingestellt, dass die Ausgangsspannung des Wandlers 3 konstant
ist. Solche Geräte
sind Daten- und Videoprojektoren, Fernsehanlagen oder Computer mit
Monitoren. Die Monitore sind als Flachbildschirme mit einer Flüssigkeitskristallanzeige,
englisch auch als „liquid crystal
display" oder kurz
als LCD bezeichnet, ausgeführt
oder mit Kathodenstrahlröhren
ausgerüstet. Z.B.
könnte
In einem LCD-Monitor an die Stelle der Hochdruckgasentladungslampe
die Hinter grundbeleuchtung treten, während der Signalteil mit dem
eines Projektors vergleichbar wäre.
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Im
Normalbetrieb beträgt
die Ausgangsspannung des Wandlers 2 400 Volt. Die größte im Netz vorkommende
Spannung beträgt
ungefähr
360 Volt.
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Eine
positive Halbwelle der Netzspannungsquelle bedeutet, dass der Ausgang 13 mit
einem Pluszeichen und der Ausgang 12 mit einem Minuszeichen
versehen werden kann. Die Diode 21 sperrt und die Diode 26 ist
durchgeschaltet. Da die Netzfrequenz im Vergleich zur Betriebsfrequenz
nahezu null ist, kann der Augenblickswert der Netzspannung für einige
Schaltzyklen des Wandlers als konstant angesehen werden. Die Funktionsweise
des Wandlers 2 in Abhängigkeit
von der Steuerung 5 für
eine Schaltperiode der beiden Transistoren 24 und 29 lässt sich dann
wie folgt beschreiben:
Wenn der Transistor 24 eingeschaltet
wird, liegt am Eingang 13 des Wandlers 2 der Augenblickswert
der Netzspannung und an der rechten Seite der Spulenkombination 16, 18 die
Ausgangsspannung des Wandlers 2, die immer größer als
die größte vorkommende
Netzspannung ist. Damit ist die Spannung über der Spulenkombination 16, 18 der
positiven Stromrichtung entgegengesetzt und der Strom wird in Richtung
auf die Spannungsquelle 7 getrieben. Der Strom wird kleiner
beziehungsweise negativer. Der Strom wird kleiner als die Schwelle 72,
die vom Mikrocomputer 44 eingestellt ist, und der Komparator 46 schaltet.
Der Logikschaltkreis 48 schaltet den Transistor 24 aus
und nach einer Totzeit den Transistor 29 ein.
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Nach
dem Schalten der Transistoren 24 und 29 beträgt die Spannung
am Mittelabgriff 11, also an der rechten Seite der Spulenkombination 16, 18 null Volt.
Vorausgesetzt wird nunmehr, dass sich die Netzspannungsquelle außerhalb
des Nulldurchgangs befindet. Dann ist die Spannung am Eingang 13 des
Wandlers 2 größer als
am Mittelabgriff 11 der Transistoren 24 und 29 und
der Strom steigt an. Die Phase des Stromanstiegs wird vom VCO 47 begrenzt.
Nach einer definierten Zeitdauer erzeugt der VCO 47 einen
Impuls zu einem Zeitpunkt 73. Die Transistoren 24 und 29 werden über den
Logikschaltkreis 48 wieder zurückgeschaltet, dass heißt, dass der
Transistor 29 ausgeschaltet und der Transistor 24 nach
einer Totzeit wieder eingeschaltet wird.
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Bei
einer negativen Halbwelle der Netzspannungsquelle ist die Diode 21 durchgeschaltet
und die Diode 26 sperrt. Die Steuerungsfunktionen der Steuerung 5 sind
nunmehr vertauscht, insbesondere sind die Funktionen des VCO 47 und
des Komparators 46 vertauscht.
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Bei
einer Schaltperiode der Transistoren 24 und 29 schaltet
der VCO 47 zu Zeitpunkten 83 und 84 den
Transistor 29 ein und den Transistor 24 aus. Der Komparator 46 schaltet
bei Erreichen der Schwelle 82 den Transistor 29 aus
und den Transistor 24 ein.
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Durch
das Umschalten der Transistoren 24 und 29 wird
also bewirkt, dass immer eine hochfrequente Wechselspannung an der
Spulenkombination 16-18 vorhanden ist. Dieses
Prinzip wird auch dann aufrechterhalten, wenn sich die Spannung
der Spannungsquelle 7 im Nulldurchgang befindet. Die Spannungsdifferenz
wird dann mittels des Kondensators 14 aufrechterhalten.
Wenn in der Nähe
des Nulldurchganges der mittlere Eingangsstrom des Wandlers auf
null eingestellt wird, sperren die Dioden 21 und 26 und
trennen damit die Netzspannungsquelle 7 von dem Wandler 2 ab.
Es ist allerdings sehr schwierig, mit Hilfe einer Stromregelung
den Strom exakt auf null einzustellen. Einfacher ist es, dies mit Hilfe
einer Begrenzung des Tastgrades der Schalter 24 und 29 zu
erreichen. Der Tastgrad ist definiert als ein Verhältnis der
jeweiligen Einschaltdauer zu der Gesamtdauer eines Schaltzyklus.
An einer Spulenkombination muss über
einen längeren
Zeitraum hinweg die mittlere Spannung null sein, wenn der Strom begrenzt
sein, insbesondere auch im Mittel konstant sein soll. Wenn der Tastgrad
des Schalters 24 nun 10 % und demzufolge der Tastgrad des
Schalters 29 90 % ist, bedeutet dies, dass die mittlere
Spannung am Mittelabgriff 11 der Schalterbrücke 10 10
% der Ausgangsspannung des Wandlers 2 beträgt. Der
Eingangsstrom verändert
sich nun solange, bis auch die Eingangsspannung den gleichen Mittelwert
erreicht hat. Wenn die Netzeingangsspannung während der positiven Netzhalbwelle
unter diesen Wert fällt,
würde der
Wandlereingangsstrom negativ. Dies lässt die Diode 26 aber
nicht zu. Daher stellt sich der Netzstrom und damit der mittlere
Wandlereingangsstrom in diesem Moment auf null ein und die Spannung
am Eingangskondensator 14 bleibt konstant.
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Mit
Hilfe des Verzögerungsgliedes 63 wird erreicht,
dass der Tastgrad des Transistors 29 während der positiven Netzhalbwelle
nicht über
90 % steigen und während
der negativen Netzhalbwelle nicht unter 10 % sinken kann. Dadurch
wird erreicht, dass während
der positiven Netzhalbwelle die Spannung am Kondensator 14 nicht
unter 10 % der Ausgangsspannung des Wandlers 2 sinken und
während der
negativen Netzhalbwelle nicht über
90 % der Ausgangsspannung steigen kann. Die wirksame Spannung am
Resonanzteil der Schaltung ist dadurch immer höher als 40 V. Der Tastgrad
und die Begrenzung des Tastgrades lassen sich mittels der Verknüpfungsglieder 58, 59, 60, 61, 62, 63, 64 und 65 realisieren.
Insbesondere die Verzögerungszeit
des Verzögerungsgliedes 63 in
Verbindung mit der VCO-Frequenz ist maßgeblich für die Tastgradbegrenzung.
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Die
Verzögerungsglieder 64 und 65 verzögern jeweils
die ansteigende Flanke eines Eingangssignals, nicht jedoch seine
abfallende Flanke. Die Verzögerungsglieder 64 und 65 können mit
Hilfe von Zählern
oder von astabilen Kippschaltungen, im folgenden auch als retriggerbare
monostabile Multivibratoren bezeichnet, realisiert werden.
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Die
Funktionsweise des Logikschaltkreises 48 unter besonderer
Berücksichtigung
der Tastgradeinstellung lässt
sich dann wie folgt beschreiben:
Sind Netzspannung und Netzstrom
positiv, ist das Signal 91 auf logisch „High" gesetzt und die Diode 26 leitet.
Die positive Flanke des VCO 47 setzt nun das D-Flipflop 62,
dessen Ausgang 67 den Zustand logisch „1" annimmt, während der negierte Ausgang 68 logisch „0" wird. Da das Signal
auf der Signalleitung 50, das an einem zweiten Eingang
des Exklusiv-Oder-Gliedes 59 anliegt, auf logisch „High" gesetzt ist, entsteht
an einem Ausgang des Exklusiv-Oder-Gliedes 59 logisch „0". Dieser Zustand
wird vom Verzögerungsglied 64 sofort
zu dem Leistungstransistor 29 geleitet. Am Ausgang des
EXOR-Gliedes 60 entsteht
logisch "1", dieses Signal wird
vom Verzögerungsglied 65 zeitverzögert zu
dem Transistor 24 geleitet. Durch die Verzögerung des
Signals wird erreicht, dass die beiden Transistoren 24 und 29 niemals
gleichzeitig leitend sein können.
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Der
beschriebene Moment entspricht dem Zeitpunkt 73 im Zeitverlauf 70.
Da die Ausgangsspannung am Ausgang 11 des Wandlers 2 über den eingeschalteten
Transistor 24 der Netzspannung und dem Netzstrom entgegenwirkt,
beginnt der Strom in der Spule 18, wie in dem Stromverlauf 71 dargestellt, abzusinken.
Wenn der Stromwert den in dem Mikrocomputer 44 eingestellten
Referenzwert 72 unterschreitet, entsteht am Ausgang des
Komparators 46 das Signal logisch „0". Dieses Signal wird dem EXOR-Glied 58 zugeführt. Da
an dessen zweiten Eingang auf der Signalleitung 50 logisch „1" anliegt, entsteht
in diesem Moment an dessen Ausgang ein Signal logisch „1". Das Signal logisch „1" wird über das UND-Glied 61 dem
Rücksetzeingang
des D-Flipflops 62 zugeführt, das daraufhin zurückgesetzt
wird. Das UND-Glied 61 bewirkt in Verbindung mit dem Verzögerungsglied 63,
dass unabhängig
vom Zustand des Komparators 46 eine Mindestzeitdauer ΔT1 eingehalten
wird, bevor das D-Flipflop 62 zurückgesetzt wird. Dies hat zur
Folge, dass für
den Transistor 24 ein minimaler Tastgrad nicht unterschritten
wird. Der Tastgrad errechnet sich aus dem Produkt der Mindestzeitdauer ΔT1 und der
Frequenz des VCO 47, also aus ΔT1·FVCO. Die Mindestzeitdauer ΔT1 wird so
gewählt,
dass auch während
des Null durchganges eine Restspannung am Kondensator 14 aufrechterhalten
wird, die den Betrieb des Wandlers 3 sicher stellt. Wird
am Ausgang 67 logisch „0" erzeugt, so wird der Ausgang des EXOR-Gliedes 59 auf
logisch „1" gesetzt. Dieses
Signal wird zeitverzögert dem
Leistungstransistor 29 zugeführt. Gleichzeitig wird der
negierte Ausgang 68 zu logisch "1",
was am Ausgang des EXOR-Gliedes 60 zu logisch „0" wird. Dieses Signal
wird dem Leistungstransistor 24 unverzögert zugeführt. Dadurch liegt am Verbindungspunkt 11 der
beiden Leistungstransistoren 24 und 29 das Massepotenzial
an, wodurch der Strom in der Spule 18 bei positiver Netzspannung
wieder zu steigen beginnt. Dieser Zustand wird bis zum nächsten Schaltsignal
des VCO 47 beibehalten. Der mittlere Strom und damit auch
der mittlere Netzeingangsstrom, der während eines Schaltzyklus in
den Wandler fließt,
ist näherungsweise
der Mittelwert aus negativem und positivem Stromspitzenwert. Der
negative Spitzenwert hängt
dabei nur von der gewählten Schaltschwelle
ab. Die Differenz wischen dem positiven Spitzenwert und der Schaltschwelle
ist in vielfältiger
Weise vom Betriebszustand des Wandlers abhängig, z.B. von der VCO-Frequenz
und den Spannungen, aber nicht von der eingestellten Schaltschwelle
selbst. Dadurch lässt
sich durch Verändern der
Schaltschwelle der mittlere Strom in gleichem Maße mit verändern, so dass der mittlere
Wandlerstrom allein über
die eingestellte Schaltschwelle gesteuert werden kann. Bei negativer
Netzspannung hat das Signal 91 den Wert logisch „0" und die Eingangssignale
an den EXOR-Gliedern 59 und 60 gelangen unverändert durch
die EXOR-Glieder 59 und 60 hindurch, das bedeutet,
dass die Exclusiv-Oder-Glieder 59 und 60 praktisch
unwirksam geworden sind. Das Schaltsignal 100 bewirkt ein
Setzen des D-Flipflops 62, aber anders als bei positiver Netzspannung
wird nun dadurch der Leistungstransistor 29 eingeschaltet.
Bei negativem Netzstrom ist im Übrigen
die Netzdiode 21 leitend. Dadurch liegt am Eingangskondensator 14 die
Differenz aus invertierter Netzspannung und der Ausgangsspannung des
Wandlers 2 an und der Strom in der Spule 18 beginnt
anzusteigen, wie im Zeitverlauf der 4 zu Zeitpunkten 83 und 84 dargestellt.
Der Mikrocomputer 44 stellt einen anderen, mehr positiven
Referenzwert 82 ein. Wenn der Wert 82 überschritten
wird, ergibt sich am Komparatorausgang ein Wert logisch „1", der unverändert über das
EXOR-Glied 58 und das UND-Glied 61 dem Rücksetzeingang
des D-Flipflops 62 zugeführt wird. Dadurch wird das
D-Flipflop 62 zurückgesetzt,
der Transistor 29 ausgeschaltet und der Transistor 24 eingeschaltet.
Danach liegt der Verbindungspunkt 11 der beiden Transistoren 24 und 29 auf
dem Potenzial der Ausgangsspannung des Wandlers 2. Bei
negativer Netzspannung und leitender Diode 21 beginnt der
Strom in der Spule 18 wieder abzusinken. Dieser Zustand wird
solange beibehalten, bis der VCO 47 einen neuen Schaltimpuls 100 liefert.
Auch hierbei dient das UND-Glied 61 in Verbindung mit dem
Verzögerungsglied 63 dazu,
eine Mindestzeit ΔT1
bis zum Rücksetzen
des D-Flipflops 62 einzuhalten, wobei dies aber dem Tastgrad
des Transistors 29 entspricht. Die Wirkung ist dadurch
die gleiche wie während
der positiven Halbwelle. In gleicher Weise wie bei der positiven
Halbwelle, jedoch mit umgekehrten Vorzeichen, lässt sich nun auch der negative
Netzstrom mit Hilfe der eingestellten Schaltschwelle steuern, so
dass ein vorteilhafter Netzstromverlauf erreicht werden kann.
-
Der
zeitliche Verlauf der Referenzwerte 72 und 82 wird
vom Mikroprozessor so eingestellt, dass sich einerseits ein sinusähnlicher
Verlauf des Netzstromes wie in 7 gezeigt
ergibt, andererseits die Ausgangsspannung am Wandler 2 im
Mittel die gewünschte
Ausgangsspannung von 400 V erreicht. Dazu wird über eine nicht gezeigte Verbindung
dem Mikroprozessor eine Messung der Ausgangsspannung des Wandlers 2 zugeführt. Die
Synchronisation mit der Netzfrequenz erfolgt mit Hilfe des Signals
der Erkennungsschaltung 45.