DE60313045T2

DE60313045T2 - Vorrichtung und Verfahren zum erkennen einer Gruppe von empfangenen Zeichen

Info

Publication number: DE60313045T2
Application number: DE60313045T
Authority: DE
Inventors: Gunther Auer; Ronald Raulefs; Armin Dammann; Stefan Kaiser
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-03-10
Filing date: 2003-03-10
Publication date: 2007-12-13
Anticipated expiration: 2023-03-11
Also published as: DE60313045D1; EP1602192B1; JP2006514803A; EP1602192A1; WO2004082200A1; AU2003215647A1; JP4138753B2

Description

Die vorliegende Erfindung liegt auf dem Gebiet der Telekommunikation und insbesondere auf dem Gebiet von Codemultiplex-Techniken (CDMA-Techniken, CDMA = code division multiple access) in Verbindung mit Mehrkanal-Modulationstechniken.
In letzter Zeit erlangten Mehrfachzugriffssysteme, die auf Direktsequenz-CDMA beruhen, in Bezug auf Mobilfunkanwendungen große Bedeutung. Man hat festgestellt, dass die Kapazität von Direktsequenz-CDMA-Systemen bei Anwendungen einer hohen Datenrate jedoch sowohl durch eine Störung durch andere Benutzer als auch durch eine Intersymbolstörung (ISI – inter-symbol interference) eingeschränkt wird. Deshalb wurde vorgeschlagen, CDMA-Techniken mit Mehrkanal-Modulationstechniken zu kombinieren. Ein markanter Vertreter von Mehrkanal-Modulationstechniken ist die Orthogonalfrequenzmultiplex-Technik (OFDM-Technik, OFDM = orthogonal frequency division multiplex). Das Prinzip einer Mehrträger-Modulation besteht darin, einen seriellen Quellenstrom einer hohen Rate auf mehrere parallele Unterströme einer niedrigen Rate abzubilden und jeden Unterstrom auf einem anderen Träger zu modulieren. OFDM ist als wenig komplexe Technik bekannt, die mehrere Unterträger effizient moduliert, indem sie eine bestimmte Art von Digitalsignalverarbeitung verwendet, die später noch beschrieben wird.
Ein Kommunikationssystem, das eine Mehrträger-Modulation verwendet, sendet eine Sequenz, die aus N_c komplexwertigen Quellensymbolen S_n besteht, parallel auf den N_c Unterträgern. Der Mehrträger-Modulator bildet eine Sequenz von N_c seriellen Quellensymbolen einer Rate 1/T auf N_c parallele Unterströme ab. Die Symbolrate pro Unterstrom verringert sich dadurch auf 1/(N_cT). Die Unterträger weisen eine Beabstandung auf, die gleich der Inverse der Quellensymbolrate ist. Eine Orthogonalität zwischen den Signalen auf den N_c Unterträgern wird erreicht, wenn eine Rechteckpulsformung angenommen wird. Die N_c parallelen modulierten Quellensymbole werden als OFDM-Symbol einer bestimmten Dauer bezeichnet. In der diskreten Domäne wird die Mehrträger-Modulation dadurch implementiert, dass eine inverse diskrete Fourier-Transformation oder eine rechentechnisch effizientere inverse schnelle Fourier-Transformation verwendet wird. Ein Mehrträger-Sendesystem umfasst einen OFDM-Sender, auf den ein Digital/Analog-Wandler und optional eine hochfrequente Eingangsvorrichtung folgt. Das analoge Signal von dem Digital/Analog-Wandler in dem Basisband oder das Funkfrequenz-Ausgangssignal auf der Funkfrequenz-Eingangsvorrichtung wird über einen Sendekanal, der Mehrpfad-Ausbreitungscharakteristika aufweist, gesendet. Bei dem Empfänger wird ein von dem Mehrpfad-Ausbreitungssendekanal erhaltenes Signal durch die Empfänger-Eingangsvorrichtung verarbeitet und einem Analog/Digital-Wandler bereitgestellt. Das durch den Wandler ausgegebene digitale Signal wird in einen OFDM-Demodulator eingegeben und an einen Parallel-Seriell-Umsetzer ausgegeben, um eine Sequenz von empfangenen demodulierten Datensymbolen zu erhalten.
Auf der Senderseite kann ein Mapper bzw. Abbilder vorgesehen sein, der dahin gehend wirksam ist, Gruppen von Quellendatenbits auf diskrete Zustände in einem komplexen Konstellationsdiagramm abzubilden. Im Fall einer Binärphasenverschiebungs-Umtastung umfasst das Konstellationsdiagramm zwei Konstellationszustände, d. h. 0 Grad und 180 Grad. Bei der Quaternärphasenverschiebungs-Umtastung oder Quaternärquadraturamplitudenmodulation umfasst das Konstellationsdiagramm vier Konstellationspunkte, was bedeutet, dass zwei Bits verwendet werden, um einen zugeordneten Konstellationspunkt auszuwählen. Bei der Sechzehn-Quadratur-Amplitudenmodulation liegen in dem Konstellationsdiagramm sechzehn Zustände vor, was bedeutet, dass vier Quellendatenbits dazu verwendet werden, einen der sechzehn unterschiedlichen Zustände in dem Konstellationsdiagramm auszuwählen. Allgemein werden Konstellationsdiagramme als M-fache Konstellationsdiagramme bezeichnet, wobei die Zahl M die Kardinalität des Konstellationsdiagramms, d. h. die Anzahl von unterschiedlichen möglichen Zuständen in dem Konstellationsdiagramm, angibt.
Der Mapper gibt einen Strom von komplexen Zahlen aus. Jede komplexe Zahl definiert einen möglichen Zustand in dem Konstellationsdiagramm. Diese komplexen Zahlen werden von seriell zu parallel umgesetzt und in einen IDFT- oder IFFT-Block eingegeben, um die Mehrträger-Modulation durchzuführen. Die Ausgabe des IDFT- oder IFFT-Blocks wird parallel/seriell-umgesetzt. Danach wird ein Schutzintervall/zyklisches Präfix hinzugefügt, um das OFDM-Symbol, das, wie oben umrissen wurde, von digital zu analog gewandelt und über den Sendepfad gesendet wird, zu vervollständigen.
Auf der Empfängerseite wird das Schutzintervall nach der Analog/Digital-Umwandlung beseitigt. Der dann erhaltene Strom von digitalen Werten wird von seriell zu parallel umgesetzt und in einen DFT- oder FFT-Block eingegeben, um einen Strom von komplexen Zahlen zu erhalten, die die empfangene Version der komplexen Zahlen darstellen, die durch den Mapper auf der Senderseite ausgegeben werden. Nach einem entsprechenden Rück-Mappen werden empfangene Quellendatenbits erhalten.
Hier soll umrissen werden, dass die obige allgemeine Beschreibung von OFDM lediglich Veranschaulichungszwecken dient. Typische Sendesysteme, die auf OFDM beruhen, umfassen ferner einen Kanalcodierer auf der Senderseite, eine Verschachtelungseinrichtung auf der Senderseite, der vor den IDFT- oder IFFT-Block geschaltet ist, und eine entsprechende Entschachtelungseinrichtung auf der Empfängerseite, die vor den DFT- oder IFFT-Block geschaltet ist, usw.
Wie oben angegeben wurde, besteht wachsendes Interesse an einem Kombinieren von Mehrträger- oder, allgemein, Mehrkanal-Modulationstechniken mit der CDMA-Technik. Dies ist darauf zurückzuführen, dass MC/CDMA-Signale durch ihre vielfache Wiederholung jedes Datensymbols aufgrund der Multiplikation mit einem Hohe-Rate-Spreizcode im Frequenzbereich gekennzeichnet sind. Außerdem ist hier darauf hinzuweisen, dass ein MC-CDMA-Signal die datenmodulierten Chips eines Spreizcodes nicht unmittelbar auf benachbarten Unterträgern sendet. Dies kann anhand einer Art deterministischen Verteilung erzielt werden, so dass CDMA-erzeugte Symbole, die zu einer Benutzergruppe gehören, die unterschiedliche Spreizcodes aufweist, beliebigen Unterträgern zugewiesen werden können, die keine benachbarten oder frequenzbenachbarten Unterträger sein müssen. Eine andere Art und Weise, dieses Merkmal zu erhalten, ist die Verwendung einer Verschachtelungseinrichtung, die dahin gehend wirksam sein kann, eine Frequenzverschachtelung, d. h. eine Verwürfelung (scrambling) der Unterträgerabbildung in einem OFDM-Symbol zu liefern, um eine Frequenzdiversity zu erhalten. Alternativ dazu kann der Verwürfeler bzw. Scrambler dahin gehend implementiert sein, ein Verwürfeln auch zwischen nachfolgenden OFDM-Symbolen durchzuführen, so dass eine Zeitdiversity erhalten werden kann. Um ein System zu erzielen, das von einer Zeitdiversity und einer Frequenzdiversity profitiert, muss die Verschachtelungseinrichtung so aufgebaut sein, dass sie Trägeramplituden in Bezug auf Frequenz und Zeit verwürfelt.
Um eine Raumdiversity zu erhalten, wird der Effekt zweier physisch unterschiedlicher Sendepfade von einem Empfänger zu einem Sender für einen sich bewegenden Empfänger oder zu zwei verschiedenen Sendern für einen ortsfesten Empfänger vorteilhafterweise mit CDMA-Techniken kombiniert, die auch bestimmte Faltungscodes umfassen, die Coderaten von vorzugsweise unter 0,5 aufweisen.
Um ein Mehrträger-Spreizspektrumsignal zu erzeugen, wird ein zu spreizendes Symbol mit einem bestimmten Spreizvektor oder Spreizcode, der ausschließlich dem Benutzer zugewiesen ist, von dem das zu spreizende Symbol stammt, multipliziert. Durch Spreizen eines Symbols mit einer Spreizsequenz, die eine Zahl L von realen oder komplexen Spreizkoeffizienten aufweist, wird ein Symbol in eine Zahl L so genannter Chips umgewandelt. Die Chiprate ist gleich der Datenrate, multipliziert mit L, für einen Benutzer. Bei einem elementaren CDMA/OFDM-System wird die Sequenz von Chips von seriell zu parallel umgesetzt, und die Chips werden mehreren Unterträgern zugewiesen. Selbstverständlich besteht, der Zweck von CDMA darin, mehrere Benutzer auf mehreren Unterträgern zu ermöglichen. Zu diesem Zweck wird das Datensymbol jedes Benutzers, d. h. wird eine Gruppe von Datensymbolen, bei der jedes Datensymbol von einem anderen Benutzer stammen kann, durch eine Codematrix, die aus orthogonalen Codevektoren oder Spreizvektoren besteht, gespreizt. Wenn die Benutzer separat betrachtet werden, wird das Datenbit von jedem Benutzer durch seinen eigenen, eindeutig zugewiesenen Codevektor gespreizt, so dass für jeden Benutzer eine Sequenz von Chips erhalten wird. Wenn der Fall von acht Benutzern betrachtet wird und wenn die Spreizsequenz eine Länge von L = 8 aufweist, führt ein Spreizen eines Datensymbols von jedem Benutzer, d. h. von 8 Datensymbolen, zu 8 Chipsequenzen, die jeweils 8 Chips aufweisen. Diese Chipsequenzen werden dann chipweise hinzugefügt. Dies bedeutet, dass die ersten Chips von jeder Sequenz miteinander addiert werden, um einen ersten resultierenden Chip zu erhalten. Außerdem werden die zweiten Chips von jeder Chipsequenz miteinander addiert, um einen resultierenden zweiten Chip zu erhalten, usw. Am Ende des Additionsprozesses wird ein Satz von 8 resultierenden Chips erhalten. Dann werden diese 8 Chips 8 verschiedenen Unterträgern zugewiesen und anschließend Mehrträger-moduliert, wie oben angegeben wurde.
Mehr Hintergrundinformationen über dieses Thema finden sich in einer Arbeit von Stefan Kaiser mit dem Titel „Multi-Carrier DCMA Mobile Radio Systems --- Analysis and Optimization of Detection, Decoding, and Channel Estimation", Januar 1998, VDI Verlag Düsseldorf, Deutschland, ISBN 3-18-35310-0. In dieser Arbeit sind auch mehrere Modifikationen eines elementaren Mehrträger-CDMA-Senders für ein Abwärtsverbindungsszenario einschließlich einer M-Modifikation, einer Q-Modifikation und einer MQ-Modifikation beschrieben. Ein weiteres Szenario ist der Fall, bei dem verschiedene Symbole eines Benutzers CDMA-verarbeitet werden. Bei diesem Szenario ist jedem Symbol eine eindeutige Spreizsequenz zugeordnet.
Für eine Mehrträger-CDMA-Datenerfassung werden mehrere Datenerfassungstechniken vorgeschlagen, z. B. Einzelbenutzer-Erfassungstechniken und insbesondere Maximalverhältnis-Kombinieren (MRC – maximum ratio combining), Gleicher-Gewinn-Kombinieren (EGC – equal gain combining), Auf-Null-Zwingen-Ausgleich (ZF-Ausgleich, ZF = zero-forcing) oder Geringster-Quadratischer-Fehler-Ausgleich (MMSE-Ausgleich, MMSE = minimum mean square error), suboptimaler MMSE-Ausgleich oder gesteuerter Ausgleich. Außerdem werden Mehrbenutzer-Erfassungstechniken, die auf einem Maximale-Wahrscheinlichkeit-Kriterium beruhen, erläutert, und insbesondere eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenz-Schätzung (MLSE – maximum likelihood sequence estimation) und Maximale-Wahrscheinlichkeit-Symbol-Um-Symbol-Schätzung (MLSSE – maximum likelihood symbol-by-symbol estimation), die im Idealfall die gesendete Datensequenz oder das gesendete Datensymbol schätzen. In Bezug auf MLSE wird die Sequenzfehlerwahrscheinlichkeit minimiert, d. h. die Datensymbolvektorfehlerwahrscheinlichkeit, die äquivalent zu einem Maximieren einer zusätzlichen Wahrscheinlichkeit, dass eine bestimmte Gruppe von Symbolen gesendet wurde, wenn eine bestimmte Gruppe von empfangenen Symbolen vorliegt, ist. Bei MLSSE wird die Symbolfehlerwahrscheinlichkeit minimiert, was äquivalent dazu ist, eine bedingte Wahrschein lichkeit, dass ein bestimmtes Symbol gesendet wurde, wenn eine bestimmte Gruppe von Symbolen empfangen wurde, zu maximieren. MLSSE-Techniken erreichen im Vergleich zu MLSE normalerweise eine geringere Symbolfehlerrate.
Die Arbeit „Efficient Multi-Carrier Spread Spectrum Transmission based on Orthogonal Frequency Division Multiplexing", Fortschrittsberichte, Nr. 685, Herausgeber VDI, Düsseldorf, Deutschland, 2001, sowie Hiroyuki Atarashi, Noriyuki Maeda, Sadayuki Abeta und Mamoru Sawahashi: „Broadband packet wireless access based on vsf-ofcdm and mc/ds-cdma", in Proceedings IEEE Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC) 2002, Portugal, September 2002, S. 992–997, und Stefan Kaiser: „On the Performance of different detection techniques for ofdm-cdma in fading channels" in Proceedings IEEE Global Telecommunications Conference (GLOBECOM 1995), Singapur, Singapur, November 1995, S. 2.059–2.063).
offenbaren mehrere Gedanken bezüglich der Kombination von Mehrträger-Spreizspektrumtechniken und OFDM. Insbesondere gibt Bury an, dass die gemeinhin verwendete Hadamard-Transformierte (HT) zum Spreizen nicht optimal ist. Die Fälle, bei denen der Vektor von gesendeten Symbolen entweder lediglich aus Einsen oder lediglich aus Minus-Einsen besteht, werden in Betracht gezogen. Beide diese gesendeten Symbolvektoren fallen in die Richtung der ersten Reihe in einer Hadamard-Matrix, während sie zu allen verbleibenden Reihen orthogonal sind. Somit sind die Spreizvektoren nach dem Spreizen der gesendeten Vektoren für diese beiden Fälle lediglich bei dem ersten Element unterschiedlich, d. h, sie unterscheiden sich nur bezüglich einer einzigen Abmessung. Mit anderen Worten ist nach dem Spreizen die übertragene Energie eines dieser beiden Vektoren lediglich in einem einzelnen schwindenden Unterträger konzentriert. Wenn einer dieser beiden Vektoren gesendet wurde, erhöht ein tiefes Schwinden des Trägerkoeffizienten dieses einzelnen Unter trägers die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Erfassung dramatisch.
Bei einer Hadamard-Spreizmatrix der Größe L×R gibt es zwei solche Vektoren, die in die Richtung einer Reihe in der Spreizmatrix fallen. Dieser Effekt kann verringert werden, wenn die Blockgröße L erhöht wird, d. h. wenn die Länge eines Codevektors groß gemacht wird.
Um das Problem mit „schlechten" Symbolvektoren zu überwinden, wird die Verwendung einer gedrehten Transformierten vorgeschlagen, die von einer ursprünglichen Transformierten abgeleitet ist, indem Matrixspalten in der komplexen Ebene gedreht werden. Transformierte, die sich dafür eignen, gedreht zu werden, sind Hadamard- und diskrete Fourier-Transformierte. Die gedrehten Transformierten stellen sicher, dass jeder Punkt in einer mehrdimensionalen Signalkonstellation an allen Unterträgern Energie aufweist, wodurch ein Diversity-Gewinn von jedem Unterträger ermöglicht wird. Die Konzentration der Energie an einem Punkt in der mehrdimensionalen Signalkonstellation auf einen Unterträger wird somit vermieden. Dies ist darauf zurückzuführen, dass der euklidische Abstand zwischen einem beliebigen Paar von Konstellationspunkten bei einer optimalen gedrehten Transformierten gleichmäßig über alle Abmessungen verteilt ist.
Zur Erfassung wird angedeutet, dass eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Technik eine umfassende Suche des nächstgelegenen Punktes in einer Signalkonstellation beinhaltet, so dass diese Technik lediglich für vergleichsweise kleine Konstellationen durchgeführt werden kann. Deshalb werden für einen einfachen linearen Geringster-Quadratischer-Fehler-Ausgleicher bzw. -Equalizer (MMSE-Equalizer) oder einen höher entwickelten mehrstufigen Equalizer, der für alle Symbole eine weiche Rückkopplung mit individuellen weichen Werten verwendet, suboptimale Ausgleichsverfahren mit anschließenden Einzelsymbolerfassungen erörtert.
Für Einzelbenutzerdetektoren vom MMSE-Stil legen gedrehte Hadamar-Transformierte eine bessere Leistung an den Tag als gedrehte Fourier-Transformierte, während in Verbindung mit einer Maximale-Wahrscheinlichkeit-Erfassung die gedrehte Fourier-Transformierte die beste Leistung an den Tag legt. Um die Energieverteilung mittels gedrehter Transformierter weiter zu verbessern, wird eine Optimierung der Auswahl von Drehwinkeln vorgeschlagen. Jedoch sei angemerkt, dass für diese Verbesserung, die schließlich zu einer besseren Bitfehlerratenleistungsfähigkeit an dem Detektor führen kann, im Vergleich zu einfachen linearen Ausgleichstechniken höher entwickelte Ausgleichstechniken notwendig sind.
Die U.S.-Patentanmeldung Veröffentlichung 2002/0181562 A1, ein Familienangehöriger von EP 1244242 , offenbart ein Ausgleichsverfahren und eine Vorrichtung des GMMSE-Typs. Abtastwerte eines empfangenen Signals werden erhalten, indem bei einer Chipfrequenz abgetastet wird. Diese Abtastwerte werden in einen Seriell/Parallel-Umsetzer 510 eingegeben. Die parallel-umgesetzten Chipabtastwerte werden in einen FFT-Block 520 eingegeben, um einen Vektor von Amplitudenkomponenten unterschiedlicher Träger zu erhalten. Dieser Vektor wird in ein angepasstes Filtermodul eingegeben, das eine Multiplikation der FFT-Ausgabe mit einer Matrix durchführt, die der Multiplikation einer Kanalzustandsmatrix, einer Codematrix und eines Vektors von Sendeebenen entspricht. Die Ausgabe des angepassten Filters wird in ein Schätzmodul eingegeben, um ein lineares System von P Gleichungen mit P Unbekannten zu lösen, wobei die Unbekannten die geschätzten Symbole sind. Das Schätzmodul wird mit einer Matrix, die von dem Vektor von Sendeebenen abhängt, einer Hilfsmatrix und einer Varianz eines Rauschens in dem System versehen. Die Hilfsmatrix ist eine Multiplikation der Codematrix, des Quadrats der Kanalzustandsmatrix und der Codematrix. Die Ausgabe des Schätzmoduls 580 ist ein Vektor von geschätzten Symbolen.
Vektor von geschätzten Symbolen. Es wird ein MMSE-Kriterium angewendet, so dass der mittlere quadratische Fehler zwischen den geschätzten Symbolen und den gesendeten Symbolen minimiert wird. Aufgrund der Anwendung der Wiener-Hopf-Gleichung ist die Lösung des MMSE-Problems eine unkomplizierte Matrixberechnung. WH-Codes, gedrehte WH-Codes, Fourier-Codes oder gedrehte Fourier-Codes werden verwendet, da diese Codes eine einfach zu implementierende und effiziente Berechnung der durch den Matrixrechner berechneten Hilfsmatrix ermöglichen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Konzept zum Erfassen empfangener Symbole zu liefern, das ein besseres Signal/Rausch-Verhältnis bei einer bestimmten zulässigen Bitfehlerrate aufweist oder das eine bessere Bitfehlerrate bei einem bestimmten Signal/Rausch-Verhältnis aufweist.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Erfassen empfangener Symbole gemäß Anspruch 1 oder ein Verfahren zum Erfassen empfangener Symbole gemäß Anspruch 23 oder ein Computerprogramm gemäß Anspruch 24 gelöst.
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass die Erfassung einer Gruppe empfangener Symbole, die von einem CDMA-Mehrkanal-Modulationssender stammen, im Vergleich zu Einzelbenutzer-Erfassungstechniken bedeutend verbessert wird, wenn eine Mehrbenutzer-Erfassungstechnik zur Symbolerfassung verwendet wird, bei der eine Drehung, die an Codevektoren in einem Sender angelegt wird, berücksichtigt wird. Somit kann jede Erfassungstechnik, die beispielsweise einen quadrierten euklidischen Abstand verwendet, bei dem die Drehinformationen berücksichtigt werden, von dem besseren Signal/Rausch-Verhältnis für dieselbe Bitfehlerrate oder von der besseren Bitfehlerrate für dasselbe Signal/Rausch-Verhältnis profitieren. Beispiele derartiger Erfassungstechniken, die so genannte in Frage kommende Werte als Funktion der Drehinformationen nutzen, die euklidische Abstände sein können, sind MLSE mit einer harten Entscheidung, MLSE mit einer weichen Entscheidung, MLSSE mit einer harten Entscheidung, MLSSE mit einer weichen Entscheidung, maximale Vorab-Sequenzschätzung (MAPSE – Maximum A Priori Sequence Estimation) mit einer harten Entscheidung, MAP-Symbol-by-Symbol- (auch als BCJR-Algorithmus bekannt) und der Max-Log-MAP-Algorithmus.
Insbesondere hat man festgestellt, dass bei einem Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzungsalgorithmus (MLSE-Algorithmus), bei dem die Drehung von Codevektoren zum Bestimmen der euklidischen Abstände, aus denen ein minimaler Abstand durch eine abschließende Auswähleinrichtung ausgewählt wird, berücksichtigt wird, zu einer zuverlässigeren Erfassung führt. Wenn die resultierende Bitfehlerrate betrachtet wird, so hat man festgestellt, dass für eine zulässige Bitfehlerrate bei dem Empfänger von 10^–3 und für ein vollständig geladenes System eine Verbesserung um etwa 2 dB bezüglich des notwendigen Signal/Rausch-Verhältnisses erzielt wird. Dieser Wert ist mit einem Fall verknüpft, bei dem 8 Benutzer in einer Benutzergruppe vorliegen, d. h. bei dem die Länge einer Spreizsequenz gleich 8 ist.
Für geringere Blocklängen ist die Verbesserung durch ein Erfassen von Gruppen von empfangenen Datensymbolen, die auf einer Senderverarbeitung, die gedrehte Transformierte verwendet, beruhen, sogar noch höher. Simulationen haben gezeigt, dass eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses bei einer zulässigen Bitfehlerrate von 10^–3 für eine Spreizsequenz, die eine Blocklänge von 4 aufweist, und für ein vollständig geladenes System sogar 3 dB beträgt. Ein ähnlicher Effekt wird auch erhalten, wenn andere Erfassungstechniken wie z. B. MLSSE implementiert werden. Selbstverständlich kann die Erfassungstechnik auf einer harten oder einer weichen Entscheidung beruhen. Wenn eine harte Entscheidung getroffen wird, liefert der MLSE- oder der MLSSE-Algorithmus direkt die erfassten Symbole. Wenn eine weiche Entscheidung getroffen wird, gibt der MLSE- oder der MLSSE-Algorithmus eine Sequenz von weichen Informationen aus, die eine Wahrscheinlichkeit darstellen, dass Bits bestimmte Werte aufweisen. Jede weiche Information in der Sequenz von weichen Informationen gehört zu einem Bit, das dann durch einen weichen Eingangsdecodierer wie z. B. einen Kanaldecodierer entschieden wird. Ein markanter Kanalcodierer ist der hinreichend bekannte Viterbi-Decodierer.
Diese Verbesserung kann auf mehrere Arten und Weisen genutzt werden. Eine Art und Weise besteht darin, die einem Empfänger innewohnende zulässige Bitfehlerrate konstant zu halten. In diesem Fall kann das Signal/Rausch-Verhältnis an dem Empfänger um 2 bis 3 dB verringert werden, was unmittelbar zu einer 50%igen Leistungsverringerung des entsprechenden Senders führt. Wenn der entsprechende Sender ein mobiler Sender ist, kann die Batterielebensdauer desselben fast verdoppelt werden. Wenn ein Abwärtsverbindungsszenario betrachtet wird, d. h. wenn der Sender eine Basisstation ist und der Empfänger eine mobile Einheit ist, weist auch eine konstant gehaltene Basisstationssendeleistung mit der entsprechenden Verringerung der Bitfehlerrate an dem Empfänger zahlreiche Vorteile auf. Der wichtigste Vorteil besteht darin, dass die Basisstationszellengröße in einem drahtlosen zellulären System für dieselbe Basisstationssenderleistung konstant gehalten werden kann, so dass die zwischen einzelnen Zellen erfolgende Störung verringert werden kann, was dazu verwendet werden kann, die Datenkapazität des Systems zu erhöhen.
Alternativ kann die Zellgröße erhöht werden, um eine bessere Abdeckung zu erzielen.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, ein Mehrsenderszenario zu implementieren, bei dem ein Benutzer in einer Zelle empfangene Signale von benachbarten Zellen dazu verwendet, die Datenkapazität eines Funksystems zu verbessern. Dieses Konzept ist auch als MC-SS-MA-Technik (MS-SS- MA = Multi Carrier Spread Sprectrum Multiple Access, Mehrträger-Spreizspektrum-Vielfachzugriff) bekannt.
Ein Verbessern der Datenkapazität und somit der maximalen Anzahl von Benutzern, die gleichzeitig an einer Kommunikation teilnehmen können, ist angesichts der Tatsache, dass die Anzahl von Benutzern immer mehr zunimmt, so dass in dicht besiedelten Gebieten die Benutzernachfrage bereits die Kapazität bekannter zellulärer Systeme übersteigt, ein großer Vorteil. Für die Zukunft wird angenommen, dass sich diese schlechte Situation zumindest fortsetzt oder sich sogar noch verschlimmert.
All dies wird bei bereits keinerlei oder nur geringen Kosten bei dem Empfänger erzielt. Das Einzige, was zusätzlich zu dem normalen Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzalgorithmus in dem Empfänger implementiert werden muss, sind die Drehinformationen, so dass dieselben berücksichtigt werden, wenn die euklidischen Abstände für die endgültige Auswahl der wahrscheinlichsten gesendeten Sequenz bestimmt werden.
Die Einspeisung der Drehinformationen in den Detektor kann auf mehrere Weisen erzielt werden. Eine Art und Weise besteht darin, die Codematrix in einem Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzempfänger durch eine gedrehte Codematrix zu ersetzen, bei der jeder Codevektor um einen bestimmten Drehwinkel, der ausschließlich dieser Codematrix zugewiesen ist, phasenverschoben ist. Dann sind keine zusätzlichen Änderungen des inneren MLSE-Algorithmus notwendig. Wenn es dagegen nicht bevorzugt wird, die ungedrehte Codematrix durch eine gedrehte Codematrix zu ersetzen, so können die möglichen Gruppen gesendeter Symbole, die an der Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung beteiligt sind und die in einer Nachschlagtabelle an dem Empfänger gespeichert werden können, durch gedrehte Gruppen von Sendevektoren ersetzt werden. In diesem Fall sind ebenfalls keine Änderungen des inneren MLSE-Algorithmus notwendig.
Wenn es nicht wünschenswert ist, die Codematrix oder die möglichen gesendeten Symbolgruppen zu verändern, kann alternativ dazu der Einfluss der Drehung auf die Codevektoren berücksichtigt werden, indem die Codematrix oder die mögliche Gruppe von Symbolen während eines Berechnens der euklidischen Abstände während des Betriebs multipliziert werden. Da man es lediglich mit Phasenverschiebungen zu tun hat, kann eine derartige „Multiplikation" ohne weiteres anhand von Addier- und Verschiebeoperationen in einem fest verdrahteten anwendungsspezifischen Signalprozessor implementiert werden.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die M- oder Q- oder MQ-Modifikation des elementaren CDMA-Mehrträgersystems verwendet. Dies ist darauf zurückzuführen, dass es wünschenswert ist, eine große Anzahl von Unterträgern zu haben, jedoch Spreizvektoren einer geringen Länge zu haben. Der Rechenaufwand für eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung nimmt mit Codevektoren, die zunehmende Längen aufweisen, zu. Um die Anzahl von Unterträgern und die Länge eines Codevektors zu entkoppeln, wird die M-, die Q- oder die MQ-Modifikation des elementaren MC-CDMA-Sendesystems bevorzugt. Bei diesen Modifikationen ist ein Datensymbol nicht über alle Unterträger verteilt, sondern lediglich über eine bestimmte geringe Anzahl von Unterträgern, so dass die rechentechnische Komplexität des MLSE-Algorithmus in dem Detektor niedrig gehalten werden kann. Diese Technik wird vorteilhafterweise mit einer Verschachtelungseinrichtung kombiniert, so dass der Einfluss von tiefgehenden Schwindevorgängen verringert wird, obwohl eine Anzahl von Unterträgern, die dieselben Informationen tragen, lediglich im Bereich von 4 bis 16 liegt.
Hier ist zu beachten, dass die obigen Vorteile auf dem stark umkämpften Markt von Mobilsystemen und insbesondere mobilen Empfängern wie z. B. in der Hand zu haltenden Zellulartelefonen, die den erfindungsgemäßen Detektor umfassen können, sogar noch wertvoller sind. Es ist anzumerken, dass scheinbar „geringe" Preisverringerungen, die anhand der erfindungsgemäßen Verbesserungen bezüglich der Bitfehlerrate oder des Signal/Rausch-Verhältnisses erreichbar sind, dafür verantwortlich sein können, dass ein Unternehmen seine Marktposition stärkt, während die scheinbar geringen Unterschiede dafür verantwortlich sein können, dass ein anderes Unternehmen seine Marktposition verliert. Somit ist das erfindungsgemäße Erfassungskonzept besonders wertvoll, wenn es bei in der Hand zu haltenden mobilen Sende-/Empfangsvorrichtungen implementiert wird, die in großen Mengen hergestellt und vertrieben werden.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die folgenden Figuren ausführlich beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Erfassen einer Gruppe empfangener Symbole;
2 den Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzalgorithmus, in dem die Drehinformationen verwendet werden;
3 eine bevorzugte Auswahl von Drehwinkeln für gesonderte Spreizvektoren;
4a eine Codematrix vor einer Drehung;
4b eine Codematrix nach einer Drehung;
5 den Vektor möglicher gesendeter Symbole nach einer Drehung;
6 ein konzeptionelles Blockdiagramm eines Anwendens der Drehinformationen auf die Codematrix an dem Detektor;
7 ein konzeptionelles Blockdiagramm eines Anwendens der Drehung auf eine Gruppe gesendeter Symbole;
8 einen Sendekanal und einen Empfänger, bei dem der erfindungsgemäße Detektor auf vorteilhafte Weise verwendet werden kann;
9 ein Blockdiagramm eines elementaren CDMA-Senders;
10 ein Blockdiagramm einer M-Modifikation des elementaren Aufbaus in 9;
11 eine Q-Modifikation des elementaren CDMA-Systems in 9;
12 eine MQ-Modifikation des elementaren CDMA-Systems der 9;
13 einen Vergleich eines Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzungsdetektors ohne Drehinformationen und mit Drehinformationen für eine Gruppe von 8 Benutzern;
14 einen Vergleich eines Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzungsdetektors mit und ohne Drehinformationen für eine Gruppe von 4 Benutzern;
15 einen Erfassungsalgorithmus, der auf MLSE und harter Entscheidung beruht;
16 einen Erfassungsalgorithmus, der auf MLSE und weicher Entscheidung beruht;
17 einen Erfassungsalgorithmus, der auf MLSSE und harter Entscheidung beruht; und
18 einen Erfassungsalgorithmus, der auf MLSSE und weicher Entscheidung beruht.
1 zeigt ein konzeptionelles Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Erfassen einer Gruppe empfangener Symbole an einem Eingang 10. Die Gruppe empfangener Symbole wird in eine Einrichtung 12 zum Ableiten von in Frage kommenden Werten eingegeben, die bei 14 an eine Einrichtung 16 zum Bestimmen der empfangenen Symbole ausgegeben werden. Die Einrichtung 16 ist dahin gehend wirksam, die in Frage kommenden Werte (die von den Drehinformationen abhängen) auf eine beliebige sinnvolle Weise zu verwenden, um schließlich erfasste Symbole zu erhalten. Zum Ableiten von in Frage kommenden Werten ist die Einrichtung 12 mit einer Einrichtung zum Liefern von Sendekanalinformationen 18, einer Einrichtung zum Liefern möglicher Gruppen von gesendeten Symbolen 20, einer Einrichtung zum Liefern von Codevektoren 22 und einer Einrichtung zum Liefern von Drehinformationen 24 verbunden.
Im Fall von MLSE mit einer harten Entscheidung ist die Einrichtung 16 eine minimale oder maximale Auswähleinrichtung 160 (15), die dahin gehend wirksam ist, unter den in Frage kommenden Werten 14 den extremen in Frage kommenden Wert herauszufinden und die mögliche Gruppe gesendeter Symbole, die zu dem extremen Wert unter den in Frage kommenden Werten 14 geführt hat, auszugeben. Diese ausgewählte Gruppe gesendeter Symbole wird an einem Ausgang 26 als erfasste Gruppe von Symbolen durch die Minimal-Auswahleinrichtung 16 angegeben oder ausgegeben.
Hier soll angemerkt werden, dass die Auswahleinrichtung 160 aus 15 im Folgenden als Minimal-Auswahleinrichtung bezeichnet wird, da sie nach demjenigen in Frage kommenden Wert sucht, der den minimalen Wert aufweist. Wenn der MLSE-Algorithmus so umgeschrieben wird, dass die wahrscheinlichsten gesendeten Symbolgruppen zu einem maximalen Wert führen, sucht die Auswahleinrichtung nach dem maximalen in Frage kommenden Wert.
Insbesondere ist die Einrichtung 12 zum Ableiten dahin gehend wirksam, in Frage kommende Werte auf der Basis der Differenz zwischen der Gruppe empfangener Symbole und einem Wert abzuleiten, der von einer Gruppe gesendeter Symbole, den in einem Sender angewendeten Codevektoren, Informationen über die in dem Sender angewendete Phasendrehung und den Informationen über den Sendekanal abhängig ist. Insbesondere ist die Einrichtung 12 zum Ableiten dahin gehend wirksam, einen in Frage kommenden Wert für eine Mehrzahl einer möglichen Gruppe gesendeter Symbole abzuleiten. Bei einer unkomplizierten Implementierung ist die Einrichtung 12 zum Ableiten dahin gehend wirksam, einen in Frage kommenden Wert für jede mögliche Gruppe gesendeter Symbole abzuleiten. In dem Fall, dass das CDMA-System eine variable Last, d. h. eine variable Anzahl von Benutzern zu bestimmten Zeiten, aufweist, kann die Anzahl möglicher Gruppen gesendeter Symbole, die durch die Einrichtung 12 verarbeitet werden müssen, auf der Basis der Kenntnis aktiver Benutzer verringert werden. Alle derartigen Maßnahmen zum Verringern der Rechenkomplexität der Einrichtung 12 zum Ableiten von in Frage kommenden Werten sind von besonderer Bedeutung, da die Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung ein bestimmtes Maß an Rechenkomplexität beinhaltet, das somit besonders für kostengünstige Anwendungen reduziert werden muss.
Die Minimal-Auswahleinrichtung 16 ist dahin gehend wirksam, die mögliche Gruppen gesendeter Symbole, die den kleinsten in Frage kommenden Wert aufweist, als die erfasste Gruppe empfangener Symbole für MLSE mit einer harten Entscheidung auszuwählen. Andere bevorzugte Verwendungen der drehungsab hängigen in Frage kommenden Werte werden nachstehend unter Bezugnahme auf 16, 17 und 18 erläutert.
2 zeigt den Algorithmus, der durch die Einrichtung 12 zum Ableiten der in Frage kommenden Werte durchzuführen ist. Insbesondere muss die Gleichung oben in der 2 für jede mögliche Gruppen gesendeter Datensymbole d_μ berechnet werden. Wie in 2 zu erkennen ist, wird die durch eine Phasenverschiebungsmatrix D(τ) bezeichnete Drehinformation bei der Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung berücksichtigt. Insbesondere ist die Phasenverschiebungsmatrix ein Term in einer Multiplikation, so dass sie zusammen mit dem Vektor d oder der Matrix C_org, die die Codematrix ist, die aus den Spreizvektoren für eine „CDMA-Gruppe" besteht, verarbeitet werden kann.
Hier ist zu beachten, dass die vorliegende Erfindung nicht auf Walsh-Hadamard-Matrizes beschränkt ist. Stattdessen kann die vorliegende Erfindung auch in Verbindung mit anderen, im Wesentlichen orthogonalen Codevektoren wie z. B. beliebigen hinreichend bekannten Pseudorauschsequenzen verwendet werden. Sogar nicht optimal orthogonale Codevektoren können in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden, sobald der Grad der Orthogonalität ausreichend ist, um eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung gemäß der Definition durch die 2 durchzuführen, die zu einer Bitfehlerrate führt, die nicht oberhalb einer zulässigen Bitfehlerrate an dem Empfänger liegt.
Normalerweise ist bevorzugt, eine diagonale Matrix H als Kanalzustandsmatrix zu verwenden. Ein Element bei der Kanalzustandsmatrix ist ein komplexer Wert, der einen Betrag und eine Phase aufweist, wobei der Betrag und die Phase den Einfluss des Kanals auf den Unterträger, dem der jeweilige Koeffizient in der Kanalzustandsmatrix H zugewiesen ist, darstellt.
3 zeigt eine bevorzugte Verteilung von Phaseninformationen auf unterschiedliche Codevektoren, die bei dem Sender sowie bei dem Empfänger anzuwenden ist. Aus der Definition von τ_i geht klar hervor, dass, wenn das System L = K_q = K_max Benutzer aufweist, die mögliche Phasenverschiebung von 2π/B unter den Codevektoren gleichmäßig verteilt ist. Jedoch ist darauf hinzuweisen, dass es andere Drehverteilungen geben kann, die für bestimmte Anwendungen von besonderer Bedeutung sein könnten. Allgemein ist der erfindungsgemäße Detektor jedoch einem normalen MLSE-Detektor überlegen, wenn eine Phasendifferenz vorliegt, die einen bestimmten Wert zwischen zumindest zwei Codevektoren in der Codematrix aufweist, solange diese Phasendifferenz bei dem erfindungsgemäßen Detektor berücksichtigt wird.
Wie in 3 dargelegt ist, gibt der Parameter B die Modulationskardinalität des bei einem Mapper an dem Sender verwendeten Konstellationsdiagramms an. Für eine BPSK-Abbildung gilt: B = 2. Für eine QPSK-Modulation gilt: B = 4. Für eine 16-QAM-Abbildung gilt: B = 16. Aus der Gleichung in 3 geht klar hervor, dass Phasenverschiebungen auf verschiedene Codevektoren angewendet werden, die zwischen null und einem maximalen Phasenverschiebungswert liegen, der geringer ist als die Phasenverschiebung, um die zwei Punkte in dem Konstellationsdiagramm voneinander beabstandet sind.
4a gibt die Codematrix an, die K_q Spalten aufweist. Jede Spalte der Codematrix C_org umfasst eine Anzahl von L Komponenten, wobei die Komponenten in einer Spalte zusammen einen Codevektor bilden, wie er beispielsweise durch Codevektorerzeugungseinrichtungen wie z. B. eine Walsh-Hadamard-Funktionserzeugungseinrichtung erzeugt wird. Wie in 4a gezeigt ist, ist die erste Spalte der Codevektor für den Benutzer 1, während die letzte Spalte der Codevektor für den Benutzer Kq ist. Falls das System unter Volllastbedingungen arbeitet, gilt Kq = L, so dass die Codematrix C_org eine quadratische Matrix ist. Falls das System jedoch unter einer Nicht-Volllast-Bedingung arbeitet, ist die Matrix C_org eine rechteckige Matrix, die L Zeilen und Kq Spalten aufweist, wobei Kq kleiner ist als L, d. h. die maximale Anzahl von Benutzern.
4b zeigt eine gedrehte Codematrix, die bei der Einrichtung 12 zum Ableiten gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet werden soll. Da die Drehmatrix D(τ) eine diagonale Matrix ist, führt die Multiplikation von C_org und D zu einer Matrix, die dieselbe Abmessung aufweist wie C_org. Außerdem geht aus 4b hervor, dass jeder Komponente in einem Codevektor, d. h. in einer Spalte der Matrix, die in 4b gezeigt ist, dieselbe Phasendrehung zugewiesen ist.
Wenn die Codematrix alternativ dazu nicht durch die Phasendrehwinkel gedreht wird, falls gewünscht wird, dieselbe Codematrix zu verwenden wie für MLSE-Detektoren des Stands der Technik, können die Drehinformationen auch. dadurch berücksichtigt werden, dass die Drehinformationen auf die Gruppe möglicher Sendesymbole, die durch den Vektor d_μ angegeben ist, „aufgeprägt" werden. Da die Matrix D(τ) eine diagonale Matrix ist, geht aus 5 hervor, dass dem möglichen gesendeten Symbol d_k, d. h. dem Symbol d, das um einen bestimmten Codevektor in dem Sender gespreizt wurde, eine bestimmte Phasendrehung τ_K zugewiesen ist.
6 zeigt eine bevorzugte Sequenz von Schritten, um den in 4b gezeigten Fall zu implementieren, wobei die Drehinformationen auf die Codematrix „aufgeprägt" werden, um eine gedrehte Codematrix zu erhalten. Zu diesem Zweck werden die Drehinformationen in einem Schritt 60 geliefert. In einem Schritt 61 werden Codevektoren geliefert. In einem Schritt 62 wird die in 4b angegebene Multiplikation durchgeführt, um eine gedrehte Codematrix zu erhalten. Um die in 2 gezeigte Gleichung zu implementieren, wird dann die gedrehte Codematrix mit einer möglichen Gruppe d gesendeter Symbole multipliziert, wie im Schritt 63 in 6 angegeben ist. Schließlich wird das durch Schritt 63 erhaltene Ergebnis mit der Kanalmatrix H multipliziert, so dass der Wert, d. h. der Vektor, der von der Gruppe empfangener Datensymbole zu subtrahieren ist und mit r angegeben ist, erhalten wird (Schritt 64). Auf der Basis dieses Vektors und eines Vektors r, der die Gruppe empfangener Datensymbole umfasst, kann eine Bestimmung eines in Frage kommenden Werts z. B. auf der Basis von euklidischen Abständen durchgeführt werden. Hier ist anzumerken, dass jedoch andere Maßnahmen, die sich von dem euklidischen Abstand unterscheiden, zur Bestimmung eines in Frage kommenden Werts verwendet werden können, z. B. eine höhere Potenz der Differenz.
Alternativ dazu, wie unter Bezugnahme auf 5 dargelegt wurde, können die auf Codevektoren an dem Sender angewendeten Drehinformationen auch dadurch berücksichtigt werden, dass die Drehmatrix D und der Vektor d für eine Bestimmung von in Frage kommenden Werten multipliziert werden. Zu diesem Zweck wird auf 7 Bezug genommen. Wiederum müssen die Drehinformationen im Schritt 60 bereitgestellt werden. In einem Schritt 71 wird eine mögliche Gruppe d geliefert. Dann wird im Schritt 72 eine gedrehte mögliche Gruppe berechnet. Dann wird die nicht-gedrehte Codematrix mit der in den Schritten 73 erhaltenen gedrehten möglichen Gruppe multipliziert und bei Schritt 73 in 7 angegeben. Das Ergebnis aus der Multiplikation im Schritt 73 wird anschließend mit der Kanalmatrix multipliziert, wie im Schritt 74 der 7 angegeben ist. Wiederum wird der Vektor für eine Bestimmung von in Frage kommenden Werten, wie er in der Gleichung der 2 definiert ist, erhalten, so dass ein in Frage kommender Wert für die im Schritt 71 bereitgestellte mögliche Gruppe berechnet werden kann.
Bezüglich der Alternative in 6 ist hier anzumerken, dass diese Alternative besonders für eine Detektorimplementierung geeignet ist, die einen Speicher aufweist, in dem statt der nicht-gedrehten Codematrix für den MLSE-Detektor des Standes der Technik die gedrehte Codematrix gespeichert werden kann. Ein Ersetzen der nicht-gedrehten Codematrix durch die gedrehte Codematrix ist das Einzige, was zu tun ist, um den Vorteil des um bis zu 3 dB verringerten Signal/Rausch-Verhältnisses an dem Empfänger für eine bestimmte Bitfehlerrate zu erhalten. Es müssen keine Modifikationen beispielsweise des inneren Kerns eines vorhandenen Digitalsignalprozessors durchgeführt werden. Deshalb können bereits vorhandene Signalprozessoren insofern ohne weiteres an das erfindungsgemäße Konzept angepasst werden, als lediglich der Speicherinhalt des Speichers, der die Codematrix aufweist, aktualisiert wird.
Alternativ dazu, wenn es nicht möglich ist, einen Codematrixspeicher zu aktualisieren, oder wenn die Codevektoren anhand bestimmter Codevektorerzeugungseinrichtungen im Betrieb erzeugt werden, kann der erfindungsgemäße Detektor ohne weiteres erhalten werden, indem der Speicher, in dem die möglichen Gruppen gesendeter Symbole gespeichert sind, aktualisiert wird. Zu diesem Zweck muss lediglich der Speicher für die möglichen Gruppen aktualisiert werden, und es sind keine weiteren Änderungen des Digitalsignalprozessors notwendig.
Falls der Digitalsignalprozessor nicht ermöglicht, gedrehte Codevektoren oder gedrehte mögliche Gruppen zu speichern, beispielsweise wenn beide mittels einer bestimmten Funktionserzeugungseinrichtung im Betrieb erzeugt werden, können die Drehinformationen auch während einer Berechnung der in Frage kommenden Werte berücksichtigt werden, indem sie mit den möglichen Gruppen oder den Codevektoren multipliziert werden. Da die Drehinformationen lediglich Phaseninformationen sind, können effiziente, fest verdrahtete Phasenschieber verwendet werden.
Hier ist anzumerken, dass es effiziente Möglichkeiten gibt, nicht-gedrehte Codevektoren im Betrieb zu erzeugen, beispielsweise anhand der Walsh-Hadamard-Transformierten.
Somit ist es bevorzugt, die Drehinformationen auf die Gruppe möglicher Symbole oder auf die Kanalinformationen „aufzuprägen" oder alle Multiplikationsterme ohne Drehung zu verwenden und die Drehung während einer Berechnung der in Frage kommenden Werte für verschiedene Gruppen möglicher Symbole zu berücksichtigen.
Bevor 8, die eine bevorzugte Empfängereinstellung zeigt, bei der der erfindungsgemäße Detektor verwendet werden kann, ausführlich erläutert wird, werden im Folgenden unter Bezugnahme auf 9 bis 12 mehrere mögliche Senderkonfigurationen erörtert, bei denen eine gedrehte Transformierte angewendet werden kann.
9 zeigt einen so genannten elementaren MC-CDMA-Sender beispielsweise für eine Abwärtsverbindung eines zellulären Funksystems. K_max ist gleich L, und lediglich N_c = L Unterträger sind möglich. Insbesondere zeigt 9 einen OFDM-Modulator 90, der mit einem Seriell/Parallel-Umsetzer 91 verbunden ist. Der Seriell/Parallel-Umsetzer wird durch die Ausgabe eines Summierers 92 gespeist, der die Ausgaben mehrerer Spreizeinrichtungen 93a, 93b chipweise summiert. Hier muss angemerkt werden, dass lediglich zwei Spreizeinrichtungen gezeigt sind, die zwei verschiedene Codevektoren c⁽¹⁾ und c^(Kmax) aufweisen. Jede Spreizeinrichtung 93a, 93b wird durch eine Dreheinrichtung gespeist, die vor die Spreizeinrichtung platziert wird, um ein durch einen Mapper 95a oder 95b ausgegebenes Symbol zu drehen. Hier ist anzumerken, dass die Drehung auch dadurch implementiert werden kann, dass der Spreizvektor c gedreht wird, bevor der Spreizvektor auf ein durch einen Mapper ausgegebenes Symbol angewendet wird. In diesem Fall können die Blöcke 94a und 94b weggelassen werden, und die Spreizeinrichtungsblöcke 93a, 93b müssen gedrehte Codevektoren anwenden.
Bei dem System in 9 wird die Anzahl von Unterträgern N_c nach oben hin durch K_max begrenzt. Um große Anzahlen von Benutzern zu unterstützen und dabei eine geringe Empfänger komplexität aufzuweisen und überdies MC-CDMA-Systeme mit einer ausreichend großen Anzahl von Unterträgern zu verwenden, um ein gleichmäßiges Fading pro Unterkanal zu garantieren, sind Modifikationen des elementaren MC-CDMA-Systems bevorzugt. Im Folgenden werden geeignete Modifikationen des elementaren MC-CDMA-Systems für eine Abwärtsverbindung eines Mobilfunksystems erörtert. Die Abwärtsverbindung wird gewählt, da das Szenario bessere Veranschaulichungen der Modifikationen ermöglicht als die Aufwärtsverbindung. Jedoch muss erwähnt werden, dass diese Modifikationen bei einer Aufwärtsverbindung eines MC-CDMA-Mobilfunksystems geeignet sind. Die drei MC-CDMA-Systemmodifikationen, die unter Bezugnahme auf 10, 11 und 12 erörtert werden, werden als M-Modifikation, Q-Modifikation und MQ-Modifikation bezeichnet. Die M-Modifikation und die Q-Modifikation werden beschrieben, damit man erkennen kann, dass sie elementare Komponenten der MQ-Modifikation sind. Da die M-Modifikation und die Q-Modifikation voneinander unabhängig sind, können sie auch individuell angewendet werden.
10 zeigt die M-Modifikation des elementaren MC-CDMA-Systems der 9. Eine Frequenzverschachtelungseinrichtung 100 ist vor den OFDM-Block 90 geschaltet. Außerdem enthält 10 mehrere elementare CDMA-Systeme aus der 9, wobei ein CDMA-System der 9 dahin gehend zugewiesen ist, das erste Datensymbol des ersten Benutzers, das erste Datensymbol des zweiten Benutzers, das erste Datensymbol des dritten Benutzers usw. zu senden. Wie in 10 durch 102 angegeben ist, wird das andere elementare CDMA-System der 9 dazu verwendet, beispielsweise das zweite Datensymbol des ersten Benutzers, das zweite Datensymbol für den zweiten Benutzer usw. zu senden. In 10 ist das elementare CDMA-System 104 zum Senden des M-ten Datensymbols des ersten Benutzers, des M-ten Datensymbols des zweiten Benutzers, des M-ten Datensymbols des dritten Benutzers usw. gezeigt.
Die Absicht der M-Modifikation besteht darin, die Anzahl von Unterträgern zu erhöhen und dabei die Spreizcodelänge und die maximale Anzahl von aktiven Benutzern konstant zu halten. Folglich erhöht sich die OFDM-Symbol-Dauer, und der relative Effizienzverlust aufgrund des Schutzintervalls nimmt ab. Überdies ermöglicht die engere Unterträger-Beabstandung, in Ausbreitungsszenarios mit einer verringerten Kohärenz ein gleichmäßiges Fading pro Unterkanal zu garantieren.
Bei der M-Modifikation sendet jeder Benutzer gleichzeitig M > 1 Datensymbole pro OFDM-Symbol. Die Gesamtanzahl an Unterträgern des modifizierten MC-CDMA-Systems ist gleich dem Produkt des Parameters M und des Parameters L. Jedoch nutzt jeder Benutzer die gesamten N_c Unterträger zur Datenübertragung aufgrund der in 10 gezeigten Frequenzverschachtelungseinrichtung 100 aus. Wie oben angemerkt wurde, wird der Datensymbolindex m dazu verwendet, M gleichzeitig gesendete Datensymbole des k-ten Benutzers zu unterscheiden. Die Anzahl M wird durch die Kohärenzzeit des Kanals nach oben hin begrenzt, da die Symboldauer, die mit zunehmendem M zunimmt, geringer sein muss als die Kohärenzzeit des Kanals, um zu garantieren, dass der Kanal während einer OFDM-Symbol-Dauer zeitlich invariant ist.
Für die Zwecke der Frequenzdiversity wird die Frequenzverschachtelungseinrichtung 1 00 verwendet. Zum Senden verwendete Unterträger sollten eine Beabstandung aufweisen, die größer ist als die Kohärenzzeit des Kanals. Somit werden die Komponenten einer Sequenz unabhängig voneinander beeinflusst, wodurch die Wahrscheinlichkeit, dass die durch einen Summierer 92 ausgegebene Sequenz vollständig in einem tiefen Fading angeordnet ist, verringert wird. Das Verschachteln wird vor dem OFDM durchgeführt. Die Frequenzverschachtelungseinrichtung kann eine Block-Verschachtelungseinrichtung sein, die die maximale Frequenztrennung zwischen den Komponenten gewährleistet. Aufgrund einer möglichen Periodizität des Fadingprozesses bezüglich der Frequenz kann die Block-Verschachtelungseinrichtung jedoch fehlschlagen, falls die Periodizität ähnlich der Frequenztrennung zwischen benachbarten Komponenten ist. Somit wird eine Pseudozufallsfrequenz-Verschachtelungseinrichtung oder -Verwürfelungseinrichtung bevorzugt.
Wie in 10, 11 und 12 angegeben ist, sind die Drehblöcke 94a, 94b und die Abbildungsblöcke 95a und 95b aus 9 weggelassen. Deshalb beginnen die 10, 11 und 12 bei einer Situation, in der die abgebildeten Symbole bereits gedreht wurden, indem statt der Codematrix selbst die Gruppe gesendeter Symbole gedreht wird.
Der Zweck der in 11 gezeigten Q-Modifikation besteht darin, die Empfängerkomplexität zu verringern, indem die Spreizcodelänge pro Benutzer verringert wird, während gleichzeitig die maximale Anzahl aktiver Benutzer und die Anzahl von Unterträgern konstant gehalten wird. Die Komplexität eines MC-CDMA-Empfängers mit einer Einzelbenutzer-Erfassung nimmt mit zunehmender Spreizcodelänge zu. Im Fall einer Mehrbenutzer-Erfassung nimmt die Komplexität eines MC-CDMA-Empfängers sowohl mit zunehmender Spreizcodelänge L als auch mit einer zunehmenden Anzahl aktiver Benutzer K zu.
Um eine gemeinsame Erfassung mit einer Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung durchzuführen, ist bevorzugt, dass die Anzahl von gleichzeitig aktiven Benutzern aus Gründen der Rechenkomplexität bei einem Wert von K liegt, der geringer ist als 20. Vorzugsweise sollte die Anzahl von gleichzeitig aktiven Benutzern sogar weniger als 10 betragen. Um die Komplexität des Empfängers auf einem akzeptablen Niveau zu halten, indem trotzdem eine große Anzahl aktiver Benutzer ermöglicht wird, wird vorzugsweise die Q-Modifikation der 11 verwendet. Die Benutzer werden in Q unabhängige Benutzergruppen unterteilt, wobei jede Benutzergruppe ihre eigenen L Unterträger in ihrem Untersystem nutzt. Die Q-Modifikation führt eine zusätzliche Frequenzmultiplexerkomponente auf einer Unterträger-Ebene in das Übertragungsschema ein, was zu einem hybriden MC-CDMA-Mobilfunksystem führt. Ein einzelnes Untersystem ist mit dem in 9 gezeigten elementaren MC-CDMA-Sender vergleichbar. Die Anzahl von aktiven Benutzern beträgt bei einem Untersystem Kq, und die maximale Anzahl von aktiven Benutzern ist gleich L. Die Gesamtanzahl von gleichzeitig aktiven Benutzern bei dem in 11 gezeigten MC-CDMA-System ist gleich dem Produkt von Q und L. Während die maximale Anzahl von belieferten Benutzern konstant gehalten wird, nimmt die erforderliche Spreizcodelänge proportional zu Q ab. Dies ermöglicht eine bedeutende Verringerung der Empfängerkomplexität, da in dem Empfänger lediglich die Datensymbole des zugewiesenen Untersystems erfasst werden müssen.
12 zeigt die MQ-Modifikation, die eine Kombination aus 10 und 11 ist. Somit zeigt 12 ein MC-CDMA-System mit einer anpassbaren Anzahl von Unterträgern und einer anpassbaren Empfängerkomplexität, wobei die maximale Anzahl von aktiven Benutzern konstant gehalten wird. Das Senden von M Datensymbolen pro Benutzer und zusätzlich das Aufteilen der Benutzer in Q unabhängige Benutzergruppen führt zu einer Gesamtanzahl von durch das System in 12 benutzten Unterträgern, die gleich dem Produkt von Q, M und L ist. Aufgrund der durch die Q-Modifikation eingeführten FDMA-Komponente nutzt jeder Benutzer lediglich eine Teilmenge von ML Unterträgern zur Datenübertragung. Außerdem muss das Doppelfrequenzverschachtelungseinrichtungsschema beachtet werden. Dies bedeutet, dass eine Benutzergruppe-Verschachtelungseinrichtung 120 zum Verschachteln der Trägeramplituden für jede Benutzergruppe vorliegt. Dann erhält die Frequenzverschachtelungseinrichtung 100 ein Verschachteln der Unterträger unter den mehreren Benutzergruppen, um einen optimalen Schutz vor einem tiefen Faden zu erhalten.
Im Folgenden wird auf 8 Bezug genommen, um eine Empfängereinstellung anzugeben, bei der die erfindungsgemäße Vorrichtung 80 verwendet werden kann. Zu allererst ist ein Mehrpfadkanal 81 gezeigt, an dessen Ausgang ein empfangenes Signal erhalten werden kann. Dieses empfangene Signal wird durch einen Block 81 zum Durchführen einer Schutzintervalltrennung und einer OFDM-Verarbeitung verarbeitet. Die Ausgabe des Blocks 82 wird in eine Entschachtelungseinrichtung 83 eingegeben, die jegliche Verschachtelung, die auf der Senderseite durchgeführt wird, umkehrt. An dem Ausgang der Entschachtelungseinrichtung 83 liegt eine Gruppe von empfangenen Symbolen vor. Hier ist anzumerken, dass das durch den Sendekanal 81 ausgegebene empfangene Signal auf einem gesendeten Signal beruht. Das gesendete Signal wird durch eine Mehrkanal-Modulation einer Gruppe von Unterkanalwerten erzeugt, wobei die Gruppe von Unterkanalwerten mittels einer Codemultiplex-Operation an einer Gruppe von gesendeten Symbolen erzeugt wird. Wie oben dargelegt wurde, umfasst die Codemultiplex-Operation ein Gewichten der Codesequenz anhand eines Sendesymbols, wobei die Codesequenz oder das gesendete Symbol unterschiedliche Phasendrehungen für unterschiedliche CDMA-Kanäle umfasst.
Im Folgenden wird eine bevorzugte Implementierung der Einrichtung 16 zum Bestimmen in 1 beschrieben. Wie in 15 gezeigt ist, ist die Einrichtung 16 aus 1 als MLSE-Detektor mit einer harten Entscheidung (160) implementiert, wobei die harte Entscheidung durch eine Auswahleinrichtung zum Auswählen der möglichen Sequenz, die den minimalen in Frage kommenden Wert aufweist, oder, wenn die in Frage kommenden Werte entsprechend definiert sind, der möglichen Sequenz, die den maximalen in Frage kommenden Wert aufweist, durchgeführt wird. Die optimale Erfassungstechnik nutzt das Maximale-A-Posteriori-(MAP-)Kriterium bzw. das Maximale-Wahrscheinlichkeit-Kriterium (ML-Kriterium) und beruht auf einer gemeinsamen Erfassung. Die erfindungsgemäße Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung (MLSE) schätzt die gesendete Datensequenz oder eine Gruppe von gesendeten Symbolen d auf optimale Weise. Die möglichen gesendeten Datensymbolvektoren sind d_μ μ = 1, ...,
, wobei M_d ^Kq die Anzahl möglicher gesendeter Datensymbolvektoren ist. Die MLSE minimiert die Sequenzfehlerwahrscheinlichkeit, d. h. die Datensymbolvektorfehlerwahrscheinlichkeit, was äquivalent zu einem Maximieren der bedingten Wahrscheinlichkeit P{d _μ|r}, dass d_μ gesendet wurde, wenn ein empfangenes Signal r empfangen wurde, ist. Die Schätzung für d, das mit dem MAP-Kriterium der Sequenzerfassung erhalten wird, wird wie folgt berechnet:
wobei arg das Argument der Funktion bezeichnet. Durch Verwendung der Bayesschen Regel kann die bedingte Wahrscheinlichkeit P{d _μ|r} wie folgt geschrieben werden:
Wenn angenommen wird, dass alle Vektoren d_μ gleichermaßen wahrscheinlich sind, und indem beachtet wird, dass der Nenner in der obigen Gleichung unabhängig von dem gesendeten Datensymbolvektor ist, beruhen alle Entscheidungen darauf, die Sequenz zu finden, die P{d _μ|r} maximiert. Dies ist äquivalent dazu, die Sequenz zu finden, die P(r|d _μ) maximiert. Diese Funktion wird als Wahrscheinlichkeitsfunktion bezeichnet. Ein Maximieren dieser Funktion führt zu dem Maximale-Wahrscheinlichkeit-Kriterium.
Die Bedingte-Wahrscheinlichkeit-Dichtefunktion P(r|d _μ) des empfangenen Vektors r, wenn d_μ gegeben ist, wird als Wahrscheinlichkeitsfunktion bezeichnet. Bei einem unabhängigen komplexwertigen weißen Gaußschen Rauschen auf den Unterträgern sind die Elemente des empfangenen Vektors r statis tisch unabhängig, und P(r|d _μ) kann wie unten dargelegt ausgedrückt werden.
Da die reziproke exponentielle Funktion eine monoton abnehmende Funktion ist, ist das Maximum von P(r|d _μ) über d _μ äquivalent dazu, den Datensymbolvektor d_μ zu finden, der den folgenden quadrierten euklidischen Abstand
zwischen den empfangenen und allen möglichen gesendeten Sequenzen minimiert.
Der am wahrscheinlichsten gesendete Datenvektor kann wie folgt ausgedrückt werden:
Somit gibt die obige Gleichung die Funktionalität der Auswahleinrichtung 160 in 15 an und bildet das Harte-Entscheidung-Kriterium zum Erhalten einer Sequenz oder Gruppe erfasster Symbole.
Im Folgenden wird auf 16 und 18 Bezug genommen, die bevorzugte Implementierungen der Einrichtung 16 zum Bestimmen als Vorrichtungen (161, 163) zum Berechnen von Wahrscheinlichkeitsinformationen von weichen Informationen und Durchführen einer weichen Entscheidung zeigen. Diese weiche Entscheidung kann durch jeglichen Kanaldecodierer wie z. B. den hinreichend bekannten Viterbi-Decodierer dazu verwendet werden, schließlich die erfassten Symbole auf der Basis der weichen Informationen zu bestimmen. Somit ist die Einrichtung (161, 163) zum Bestimmen dahin gehend wirksam, eine Gruppe von Wahrscheinlichkeitsinformationen für die Gruppe von gesendeten Symbolen auf der Basis der in Frage kommenden Werte für die verschiedenen möglichen Gruppen gesendeter Symbole zu berechnen, und wobei die Einrichtung (161, 163) zum Bestimmen ferner dahin gehend wirksam ist, auf der Basis der Gruppe von Wahrscheinlichkeitsinformationen eine Kanaldecodierung durchzuführen, um die empfangenen Symbole zu erhalten.
Unter Bezugnahme auf 16 ist eine MLSE-Vorrichtung zum Erzeugen von weichen Informationen statt eines Durchführens einer harten Entscheidung veranschaulicht. Ein bevorzugtes Format für diese weichen Informationen ist das Protokoll-Wahrscheinlichkeit-Verhältnis LLR (log likelihood ratio), das anhand der in Block 161 gezeigten Gleichung berechnet wird. Diese Gleichung stellt eine Annäherung für das LLR bei MLSE dar, da MLSE von alleine keine Zuverlässigkeitsinformationen über die erfassten Codebits liefert. Insbesondere werden ein erster kleinster in Frage kommender Wert für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das einem zu bestimmenden Symbol entspricht, eine erste Verwirklichung aufweist, und ein kleinster zweiter in Frage kommender Wert für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das dem zu bestimmenden Symbol entspricht, eine zweite Verwirklichung aufweist, ausgewählt. Dann wird eine Differenz zwischen dem ersten in Frage kommenden Wert und dem zweiten in Frage kommenden Wert gebildet, um Wahrscheinlichkeitsinformationen für das zu erfassende Symbol zu erhalten. Bei der Gleichung im Block 161 markieren die Indizes μ_- und μ₊ die kleinsten quadrierten euklidischen Abstände Δ²(d _μ–,r) und Δ²(d _μ+,r), wobei das zu erfassende Bit +1 bzw. –1 ist.
Wenn beispielsweise das zweite Bit in einer Gruppe empfangener Symbole bestimmt werden soll, werden die in Frage kommenden Werte für alle möglichen Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das zweite Bit plus eins ist, berechnet, um dann den ersten kleinsten in Frage kommenden Wert aus den erhaltenen in Frage kommenden Werten auszuwählen. Dasselbe erfolgt für alle möglichen Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das zweite Bit minus eins ist, um dann den zweiten kleinsten in Frage kommenden Wert aus den erhaltenen in Frage kommenden Werten auszuwählen. Die Differenz wird dann als Wahrscheinlichkeitsinformationen für das zweite Bit verwendet. Diese Vorgehensweise wird fortgesetzt, bis für alle Bits in der Gruppe empfangener Symbole Wahrscheinlichkeitsinformationen vorliegen.
18 zeigt einen MLSSE-Detektor mit einer weichen Entscheidung. Diese Vorrichtung stützt sich auf die Protokoll-Wahrscheinlichkeit-Verhältnisse für die zu erfassenden Bits, die durch die Gleichung im Block 163 definiert sind. Insbesondere ist die Einrichtung (163) zum Bestimmen dahin gehend wirksam, Wahrscheinlichkeitsinformationen (LLR) für ein zu erfassendes Symbol unter Verwendung der folgenden bevorzugten Schrittfolge zu berechnen.
Zu allererst werden die in Frage kommenden Werte Δ² für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das einem zu bestimmenden Symbol entspricht, eine erste Verwirklichung (D₊) aufweist, um –1/σ² gewichtet und werden summiert, um einen ersten summierten Wert zu erhalten, der der Zähler der Gleichung ist.
Dann werden die in Frage kommenden Werte Δ² für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das einem zu bestimmenden Symbol entspricht, eine zweite Verwirklichung (D_–) aufweist, um –1/σ² gewichtet und werden summiert, um einen zweiten summierten Wert zu erhalten, der der Nenner der Gleichung ist.
Um das LLR zu erhalten, wird der natürliche Logarithmus dieses Quotienten berechnet und dient als Wahrscheinlichkeitsinformationen des zu erfassenden Bits. Es ist zu beachten, dass, wie oben angegeben wurde, die Reihenfolge des zu erfassenden Bits in einer Sequenz die Reihenfolge des Bits in einer möglichen Sequenz, in der dieses Bit die erste oder die zweite Verwirklichung aufweist, bestimmt.
17 zeigt MLSSE mit einer harten Entscheidung. Hier werden der erste summierte Wert, wie er in Verbindung mit 18 beschrieben wird, und der zweite summierte Wert verglichen. Je nachdem, ob der erste oder der zweite summierte Wert größer ist, weist das zu erfassende Bit laut einer „harten" Entscheidung denselben Wert auf wie die Verwirklichung, für die ein höherer summierter Wert erhalten wurde.
Wie in 8 angegeben ist, werden die erfassten Datensymbole anschließend parallel/seriell-umgesetzt, in einem Rück-Mapper 86 rück-gemappt und einer Datensenke 87 bereitgestellt. Wie in 8 gezeigt ist, kann der Rück-Mapper 86 auch mit Kanalzustandsinformationen versehen werden, um ein so genanntes weiches Rück-Mappen durchzuführen.
Im Folgenden wird auf 13 und 14 Bezug genommen, um einen Vergleich der Korrelation zwischen Bitfehlerrate und Signal/Rausch-Verhältnis für mehrere Detektorkonzepte zu zeigen. Anhand von Kreisen ist der nicht-gedrehte Fall für einen MLSE-Detektor mit einer Anzahl L von acht Benutzern angegeben. Der entsprechende gedrehte Fall wird durch nach oben gerichtete Dreiecke angegeben, während die nicht-gedrehter-Einzelbenutzer-Grenze für L = 8 Benutzer anhand von nach unten gerichteten Dreiecken gezeigt ist. Als Referenzkurve wird die Einzelbenutzer-Grenze verwendet, die für gedrehte und nicht-gedrehte Transformierte gleich ist. Für ein voll belastetes System zeigt der Gewinn eine beträchtliche Verbesserung um etwa 2 dB bei einer Bitfehlerrate von 10^–3 für den erfindungsgemäßen Detektor.
In 14 ist dieselbe Situation gezeigt, d. h. dieselben drei Systeme für eine vier betragende Länge L der Spreizco des und eine vier betragende maximale Anzahl von Benutzern K_q. Die Verbesserung gegenüber dem nicht-gedrehten Schema in 14 beträgt etwa 3 dB bei einer Bitfehlerrate von 2·10^–3. Der Verlust gegenüber der Einzelbenutzer-Grenze beträgt lediglich etwa 2 dB und erhöht sich nicht nennenswert.
Das erfindungsgemäße Erfassungskonzept verwendet Spreizsequenzen wie z. B. Walsh-Hadamard-Sequenzen, um Signalteile verschiedener Benutzer zu überlagern, um den Diversity-Effekt, denselben Signalteil jedes Benutzers zu einer unterschiedlichen Zeit, Frequenz oder Raumdimension zu haben, zu nutzen. Der Mehrbenutzer-Detektor profitiert besonders von den Phasendrehungen, die angelegt werden, wenn die Symbole gesendet werden. Deshalb wird ein Durchführen einer gedrehten Transformierten für eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzung und insbesondere zum Herausfinden des Minimums verwendet.
Da die Drehinformationen zu der Gleichung in 2 beitragen, wird klar, dass die Drehinformationen die euklidischen Abstände für eine Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzeinrichtung so beeinflussen, dass die Abstände für die unterschiedlichen Sequenzen größere Differenzen aufweisen. Somit wird das Minimum, das durch die Auswahleinrichtung gefunden werden soll, markanter, so dass eine zuverlässigere Sequenzbestimmung erhalten wird. Die erfindungsgemäße Verwendung der Maximale-Wahrscheinlichkeit-Sequenzschätzeinrichtung in Verbindung mit einer gedrehten Transformierten ermöglicht es dem Sender, die günstigere Verteilung der euklidischen Abstände der überlagerten Sequenzen zu nutzen. Ein Einzelbenutzer-Detektor ist nicht in der Lage, diese günstigeren verteilten euklidischen Abstände auszunutzen. Jedoch nutzt der erfindungsgemäße Multibenutzer-Detektor dieses Merkmal und erfasst somit die Symbole zuverlässiger als ein System, ohne eine Drehtransformierte zu haben oder ohne die Drehtransformierte an dem Empfänger, z. B. einem Einzelbenutzer-Detektor, zu verwenden.
Zusätzlich zu den oben dargelegten Merkmalen kann ein Kanalcodierer auch vor den Mapper platziert werden, um den günstigeren euklidischen Abstand auszunutzen, indem Weiche-Entscheidung-Ausgaben in einem Mehrbenutzer-Detektor verwendet werden. Die erfindungsgemäße Erfassungstechnik ist für jedes System anwendbar, das Codemultiplex im Zeit-, Frequenz- oder Raumbereich anwendet. Somit sind alle Arten von Mehrkanal-Modulationen ungeachtet der Tatsache verwendbar, dass der Kanal ein Zeitschlitz, ein Träger oder ein durch Raum definierter Kanal ist.
In Abhängigkeit von bestimmten Implementierungserfordernissen kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Erfassen einer Gruppe empfangener Symbole in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums durchgeführt werden, insbesondere einer Diskette oder einer CD, die elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, so dass das erfindungsgemäße Verfahren ausgeführt wird. Allgemein ist die vorliegende Erfindung somit ein Computerprogrammprodukt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode, wobei der Programmcode zum Durchführen des erfindungsgemäßen Verfahrens dient, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer läuft. Mit anderen Worten ist das erfindungsgemäße Verfahren somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen des erfindungsgemäßen Verfahrens aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer läuft.

Claims

Vorrichtung zum Erfassen empfangener Symbole in einem Empfänger unter Verwendung einer Gruppe empfangener Werte, wobei die empfangenen Werte unter Verwendung einer Mehrkanal-Demodulation (82) von einem empfangenen Signal abgeleitet werden, wobei das empfangene Signal auf einem von einem Sender stammendem gesendeten Signal beruht, wobei das gesendete Signal durch eine Mehrkanal-Modulation (90) einer Gruppe von Unterkanalwerten erzeugt wird, wobei die Gruppe von Unterkanalwerten mittels einer Codemultiplex-Operation (92, 93a, 93b) erzeugt wird, die an einer Gruppe von gesendeten Symbolen durchgeführt wird, wobei die Codemultiplex-Operation eine Verwendung von im Wesentlichen orthogonalen Codesequenzen (c⁽¹⁾) umfasst, wobei die Codesequenzen oder die gesendeten Symbole unterschiedliche Phasendrehungen für unterschiedliche Codemultiplexkanäle umfassen, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung (18) zum Bereitstellen von Kanalzustandsinformationen auf einem Sendekanal, der sich zwischen dem Sender und dem Empfänger erstreckt; gekennzeichnet durch eine Einrichtung (12) zum Ableiten einer Mehrzahl von in Frage kommenden Werten (Δ²), wobei ein in Frage kommender Wert auf einer Differenz zwischen der Gruppe von empfangenen Werten (r) und einem Vektor beruht, der von einer bestimmten möglichen Gruppe von gesendeten Symbolen (d_μ, 20), den Codesequenzen (C_org, 22), Informationen (D(τ)) über die Phasendrehungen (24) und den Kanalzustandsinformationen (H) über den Sendekanal abhängig ist, und wobei die Einrichtung zum Ableiten dahin gehend wirksam ist, je den in Frage kommenden Wert der Mehrzahl von in Frage kommenden Werten unter Verwendung einer anderen Gruppe einer Mehrzahl möglicher Gruppen von gesendeten Symbolen (d_μ) abzuleiten; und eine Einrichtung (16, 160, 161, 162, 163) zum Bestimmen der empfangenen Symbole, die einer wahrscheinlichsten Gruppe gesendeter Symbole auf der Basis der in Frage kommenden Werte für die Mehrzahl möglicher Gruppen von gesendeten Symbolen entsprechen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Kanalzustandsinformationen eine Kanalzustandsmatrix umfassen, die als diagonale Elemente komplexe Werte aufweist, die einen Einfluss des Sendekanals auf Unterkanäle, denen die diagonalen Elemente in der Kanalzustandsmatrix zugewiesen sind, darstellen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2 ist dahin gehend angepasst, das empfangene Signal zu verwenden, bei der die Anzahl empfangener Symbole in der Gruppe von empfangenen Werten geringer ist als eine Gesamtanzahl von Unterkanälen, die bei der Mehrkanal-Modulation verwendet werden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der die Gesamtanzahl von Unterkanälen über 200 liegt und die Anzahl von empfangenen Symbolen in der Gruppe empfangener Werte weniger als oder gleich 32 beträgt.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Anzahl empfangener Datensymbole in der Gruppe empfangener Werte gleich einer Anzahl von Benutzern in einer Benutzergruppe ist, wobei die Anzahl von Benutzern variabel ist, wobei die Vorrichtung ferner eine Einrichtung zum Einholen von Informationen über eine tatsächliche Anzahl von Benutzern und zum Auswählen der möglichen Gruppen von gesendeten Symbo len gemäß der tatsächlichen Anzahl von Benutzern, so dass lediglich mögliche Gruppen von gesendeten Symbolen durch die Einrichtung (12) zum Ableiten verarbeitet werden, die sich auf eine Anzahl von Benutzern, die durch die tatsächliche Anzahl von Benutzern angegeben ist, rückbeziehen, umfasst.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung zum Ableiten dahin gehend wirksam ist, den Vektor durch Multiplizieren einer Matrix, die die Kanalzustandsinformationen umfasst, mit einem Ergebnisvektor zu bestimmen, wobei der Ergebnisvektor eine Multiplikation einer Codematrix, die die Codesequenzen aufweist, einer Matrix, die die Phasendrehungen aufweist, und einer möglichen Gruppe gesendeter Symbole darstellt.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung zum Ableiten dahin gehend wirksam ist, einen euklidischen Abstand für die Differenz zu bestimmen.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Mehrkanal-Modulation eine OFDM-Modulation ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Codesequenzen Walsh-Vektoren sind, wobei die Codesequenzen für die verschiedenen Codemultiplexkanäle eine Walsh-Hadamard-Matrix bilden, und bei der sich die an jeden Walsh-Vektor angelegte Phasendrehung von einer an einen anderen Walsh-Vektor angelegten Phasendrehung unterscheidet, wobei die Vorrichtung eine Einrichtung zum Bestimmen der Differenz der verschiedenen Phasendrehungen anhand einer Drehwinkel-Schrittgröße oder eines Vielfachen derselben umfasst.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die gesendeten Symbole eine Abbildung von gesendeten Quellenbits auf Zustände in einem M-Konstellationsdiagramm darstellen, wobei die Anzahl M größer ist als 2, wobei die Vorrichtung ferner einen Rück-Mapper zum Rück-Mappen der ermittelten empfangenen Symbole unter Verwendung des M-Konstellationsdiagramms, um empfangene Quellenbits zu erhalten, umfasst.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der Mengen der Phasendrehungen von der Anzahl M abhängen.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Mehrkanal-Modulation eine OFDM-Modulation ist, die eine Anzahl von N_c Unterkanälen aufweist, wobei die N_c Unterkanäle in M·Q Gruppen gruppiert sind, wobei M gleich einer Anzahl von Datensymbolen ist, die jeder Benutzer in einem OFDM-Symbol sendet, wobei Q einer Anzahl von Benutzergruppen gleicht, wobei M größer als oder gleich 0 ist, wobei Q größer als oder gleich 0 ist, wobei das Produkt von M und Q nicht gleich 0 ist, und wobei die Anzahl N_c von Unterkanälen gleich dem Produkt von M, Q und einer Anzahl L von Unterkanälen ist, so dass ein Datensymbol der M Datensymbole lediglich über die Anzahl L von Unterkanälen verteilt wird, wobei die Anzahl L gleich der Länge einer Codesequenz ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der jede Codesequenz eine Länge aufweist, die geringer als oder gleich 32 ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Mehrkanal-Modulation eine Mehrträger-Modulation ist, die Unterträger aufweist, und die Unterkanalwerte Amplituden der Unterträger sind.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung (12) zum Ableiten einen Speicher zum Speichern einer Gedrehter-Code-Matrix umfasst, wobei die Gedrehter-Code-Matrix Codesequenzen aufweist, wobei jede Codesequenz um eine unterschiedliche Phasendrehung gedreht wird.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der die Einrichtung (12) zum Ableiten einen Speicher zum Speichern gedrehter möglicher Gruppen gesendeter Symbole umfasst, wobei zwei Symbole in einer gedrehten möglichen Gruppe von gesendeten Symbolen um unterschiedliche Phasendrehungen gedreht werden.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der die Einrichtung zum Ableiten eine funktionstüchtige Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen von Codesequenzen, eine funktionstüchtige Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen möglicher Gruppen gesendeter Signale sowie eine Phasendreheinrichtung zum Phasendrehen einer Codesequenz oder eines gesendeten Symbols in einer möglichen Gruppe gesendeter Symbole um eine Phasendrehung, die durch die Informationen über die Phasendrehungen bestimmt wird, umfasst.
Vorrichtung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung (160) zum Bestimmen dahin gehend wirksam ist, die mögliche Gruppe gesendeter Symbole, die einen extremen in Frage kommenden Wert aufweisen, als die empfangenen Symbole auszuwählen.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, bei der die Einrichtung (161, 163) zum Bestimmen dahin gehend wirksam ist, eine Gruppe von Wahrscheinlichkeitsinformationen für die empfangenen Symbole auf der Basis der in Frage kommenden Werte für die verschiede nen möglichen Gruppen gesendeter Symbole zu berechnen, und bei der die Einrichtung (161, 163) zum Bestimmen ferner dahin gehend wirksam ist, auf der Basis der Gruppe von Wahrscheinlichkeitsinformationen eine Kanaldecodierung durchzuführen, um die empfangenen Symbole zu erhalten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 19, bei der die Einrichtung (161) zum Bestimmen dahin gehend wirksam ist, Wahrscheinlichkeitsinformationen für ein empfangenes Symbol zu berechnen, indem sie einen ersten kleinsten in Frage kommenden Wert unter in Frage kommenden Werten für mögliche Gruppen gesendeter Symbole auswählt, bei dem das dem empfangenen Symbol entsprechende Symbol eine erste Verwirklichung aufweist, und einen zweiten kleinsten in Frage kommenden Wert unter in Frage kommenden Werten für mögliche Gruppen gesendeter Symbole auswählt, bei dem das dem empfangenen Symbol entsprechende Symbol eine zweite Verwirklichung aufweist, und indem sie eine Differenz zwischen dem ersten kleinsten in Frage kommenden Wert und dem zweiten kleinsten in Frage kommenden Wert bildet, um Wahrscheinlichkeitsinformationen für das empfangene Symbol zu erhalten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 19, bei der die Einrichtung (163) zum Bestimmen dahin gehend wirksam ist, Wahrscheinlichkeitsinformationen für ein empfangenes Symbol zu berechnen, indem sie potenzierte in Frage kommende Werte für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das dem empfangenen Symbol entspricht, eine erste Verwirklichung aufweist, summiert, um einen ersten summierten Wert zu erhalten, indem sie potenzierte in Frage kommende Werte für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei denen das Symbol, das dem empfangenen Symbol entspricht, eine zweite Verwirklichung aufweist, summiert, um einen zweiten summierten Wert zu erhalten, indem sie einen Quotienten zwischen dem ersten summierten Wert und dem zweiten summierten Wert bildet, und indem sie einen Logarithmus des Quotienten bildet, um die Wahrscheinlichkeitsinformationen für das empfangene Symbol zu erhalten.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, bei der die Einrichtung (162) zum Bestimmen dahin gehend wirksam ist, Folgendes zu berechnen: einen ersten summierten Wert durch Summieren der in Frage kommenden Werte für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei dem das einem empfangenen Symbol entsprechende Symbol eine erste Verwirklichung aufweist, einen zweiten summierten Wert durch Summieren der in Frage kommenden Werte für mögliche Gruppen gesendeter Symbole, bei dem das einem empfangenen Symbol entsprechende Symbol eine zweite Verwirklichung aufweist, und bei der die Einrichtung (162) zum Bestimmen ferner dahin gehend wirksam ist, die Verwirklichung für das empfangene Symbol, das den höchsten summierten Wert ergibt, auszuwählen.
Verfahren zum Erfassen empfangener Symbole in einem Empfänger unter Verwendung einer Gruppe empfangener Werte, wobei die empfangenen Werte unter Verwendung einer Mehrkanal-Demodulation (82) von einem empfangenen Signal abgeleitet werden, wobei das empfangene Signal auf einem von einem Sender stammendem gesendeten Signal beruht, wobei das gesendete Signal durch eine Mehrkanal-Modulation (90) einer Gruppe von Unterkanalwerten erzeugt wird, wobei die Gruppe von Unterkanalwerten mittels einer Codemultiplex-Operation (92, 93a, 93b) erzeugt wird, die an einer Gruppe von gesendeten Symbolen durchgeführt wird, wobei die Codemultiplex-Operation eine Verwendung von im Wesentlichen orthogonalen Codesequenzen (c⁽¹⁾) umfasst, wobei die Codesequenzen oder die gesendeten Symbole unterschiedliche Phasendrehungen für unterschiedliche Codemultiplexkanäle umfassen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Bereitstellen (18) von Kanalzustandsinformationen auf einem Sendekanal, der sich zwischen dem Sender und dem Empfänger erstreckt; gekennzeichnet durch ein Ableiten (12) einer Mehrzahl von in Frage kommenden Werten (Δ²), wobei ein in Frage kommender Wert auf einer Differenz zwischen der Gruppe von empfangenen Werten (r) und einem Vektor beruht, der von einer bestimmten möglichen Gruppe von gesendeten Symbolen (d_μ, 20), den Codesequenzen (C_org, 22), Informationen (D(τ)) über die Phasendrehungen (24) und den Kanalzustandsinformationen (H) über den Sendekanal abhängig ist, und wobei jeder in Frage kommende Wert der Mehrzahl von in Frage kommenden Werten unter Verwendung einer anderen Gruppe einer Mehrzahl möglicher Gruppen von gesendeten Symbolen (d_μ) abgeleitet wird; und Bestimmen (16, 160, 161, 162, 163) empfangener Symbole, die einer wahrscheinlichsten Gruppe gesendeter Symbole auf der Basis der in Frage kommenden Werte für die Mehrzahl möglicher Gruppen von gesendeten Symbolen entsprechen.
Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen des Verfahrens zum Erfassen einer Gruppe empfangener Symbole gemäß Anspruch 23 aufweist, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.