DE60306513T2

DE60306513T2 - Antennenanordnung

Info

Publication number: DE60306513T2
Application number: DE60306513T
Authority: DE
Inventors: R. Kevin Redhill BOYLE
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: TDK Electronics AG
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2003-04-17
Publication date: 2007-06-21
Anticipated expiration: 2023-04-18
Also published as: WO2003094290A1; KR20040108759A; EP1502322A1; KR100993439B1; ATE332017T1; EP1502322B1; US7215283B2; DE60306513D1; US20060055606A1; CN1650469A; JP4191677B2; GB0209818D0; AU2003226592A1; JP2005524322A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Antennenanordnung mit einem im Wesentlichen flachen Oberflächenleiter und auf ein Funkkommunikationsgerät mit einer derartigen Anordnung.
Drahtlose Endgeräte, wie Handys, enthalten typischerweise entweder eine externe Antenne, wie eine Normalmodespirale oder eine Meanderantenne, oder eine innere Antenne, wie eine "Planar Inverted-F Antenna" (PIFA) oder eine ähnliche Antenne.
Derartige Antennen sind klein (gegenüber einer Wellenlänge) und deswegen durch die grundsätzlichen Grenzen kleiner Antennen, schmalbandig. Aber zellulare Funkkommunikationssysteme haben typischerweise eine minimale Bandbreite von 10% oder mehr. Um eine derartige Bandbreite von beispielsweise einem PIFA zu erzielen, ist ein beträchtliches Volumen erforderlich, wobei es zwischen der Bandbreite einer Flächenantenne und dem Volumen eine direkte Beziehung gibt, aber ein derartiges Volumen ist nicht leicht verfügbar bei den heutigen Trends in Richtung kleinen Handys. Weiterhin werden PIFAs reaktiv bei Resonanzen, wenn die Flächenhöhe gesteigert wird, was notwendig ist um die Bandbreite zu verbessern.
Ein weiteres Problem tritt auf, wenn eine Doppelbandantenne erforderlich ist. In dem Fall sind zwei Resonatoren in derselben Struktur erforderlich, was bedeutet, dass nur ein Teil des verfügbaren Antennengebietes effektiv bei jeder Frequenz benutzt wird. Da die Bandbreite einer Antenne mit der Größe zusammenhängt, ist noch mehr Volumen erforderlich um die Breitbandwirkung in zwei Bändern zu schaffen. Ein Beispiel einer derartigen Antenne ist in der Europäischen Patentanmeldung EP 0.997.974 beschrieben, wobei zwei PIFA Antennen von einer gemeinsamen Stelle aus gespeist werden und wobei sie sich einen gemeinsamen Kurzschlussstift teilen. Das NF-Element ist um das HF-Element geschlungen, was bedeutet, dass das HF-Element im Vergleich zu der gesamten Antennengröße klein sein muss (und deswegen schmalbandig).
Unsere ebenfalls eingereichte Internationale Patentanmeldung WO 02/60005 (nicht veröffentlicht an dem Prioritätsdatum der vorliegenden Erfindung) beschreibt eine Variation einer herkömmlichen PIFA, wobei in der PIFA zwischen dem Speisestift und dem Kurzschlussstift ein Schlitz vorgesehen ist. Eine derartige Anordnung lieferte eine Antenne mit wesentlich besseren Impedanzcharakteristiken, während ein kleineres Volumen als eine herkömmliche PIFA erforderlich war.
Unsere ebenfalls eingereichte Internationale Patentanmeldung WO 02/71535 (nicht veröffentlicht zu dem Prioritätsdatum der vorliegenden Erfindung) beschreibt eine Verbesserung der WO 02/60005, wodurch eine Doppel- und Mehrfachbandbenutzung ermöglicht wird. Durch Verbindung verschiedener Impedanzen mit dem Speisestift und dem Kurzschlussstift, werden verschiedene Stromstrecken durch die Antenne geschaffen, die sich je auf eine bestimmte Betriebsart beziehen. Die beschriebene Anordnung ermöglicht es, dass die ganze Antennenstruktur in allen Bändern verwendet werden kann, wobei ein kleineres Volumen erforderlich ist als bei herkömmlichen Mehrfachband PIFAs.
Das US Patent 6.229.487 beschreibt eine PIFA, die durch ein nicht lineares leitendes Element gebildet wird. Das leitende Element umfasst ein erstes und ein zweites Segment unterschiedlicher Größe in einem aneinander grenzenden koplanaren Verhältnis. Ein U-förmiges zwischen liegendes Segment verbindet das erste und das zweite Segment miteinander. Eine Signalspeisung erstreckt sich von dem ersten Segment zu einer HF-Schaltung und eine geerdete Speisung erstreckt sich von dem ersten Segment grenzend an die Signalspeisung und ist nach Erde verbunden. Es können mehrere resonierende Frequenzbänder erhalten werden um einen Mehrfachbandbetrieb zu ermöglichen, und zwar durch Einstellung der Breite von und des Abstandes zwischen dem ersten und dem zweiten Segment und ggf. durch eine Änderung der Form, der Länge und der Konfiguration des ersten, zweiten und des zwischen liegenden Segmentes.
Das Japanische Patentdokument 2001274619 beschreibt eine PIFA mit einem im Wesentlichen rechteckigen flachen Leiter. Eine Ecke des flachen Leiters hat eine Erweiterung, die nach Erde verbunden ist. Ein im Wesentlichen L-förmiger Signalspeiseleiter ist mit einer angrenzenden Längsecke des flachen Leiters verbunden. Ein L-förmiger Schlitz ist zwischen dem Signalspeiseleiter und dem angrenzenden Rand des flachen Leiters gebildet. Der im Wesentlichen L-förmige Speiseleiter ermöglicht es, dass die Länge der Speisung geändert wird, wodurch ermöglicht wird, dass die PIFA miniaturisiert wird.
EP-A1-0 993 070 beschreibt eine umgekehrte-F Antenne mit einer geschalteten Impedanz. Das Konzept hinter der in dieser Patentanmeldung beschriebenen Erfindung ist, dass die Resonanzfrequenz diesen Antennentyps mit der zunehmenden Größe der Erdungsklemme zunimmt. Die beschriebene Antenne umfasst typischerweise einen recht eckigen flachen Leiter mit drei in einem Abstand voneinander liegenden Abgriffen an einem der schmalen Enden. Der erste der drei Abgriffe ist mit der HF-Schaltung verbunden und der zweite und dritte Abgriff ist durch betreffende Schaltvorrichtungen nach Erde gekoppelt. Die mit dem zweiten Abgriff verbundene Schaltvorrichtung ist ein Zwei-Stellungen Schalter. In der einen Stellung des Schalters ist der Abgriff unmittelbar mit Erde verbunden und in der anderen Stellung des Schalters ist eine induktive Impedanz in Reihe zwischen dem Abgriff und Erde verbunden. Im Betrieb kann die Antenne mit Hilfe der Schaltvorrichtungen auf drei aneinander grenzende Signalbänder abgestimmt werden. Für ein mittleres Band der drei Signalbänder ist der zweite Abgriff unmittelbar mit Erde verbunden und der dritte Abgriff ist offen. Für das niedrigste Signalband ist der zweite Abgriff mit Hilfe der induktiven Impedanz mit Erde verbunden und der dritte Abgriff ist offen. Zum Schluss verbindet für das höchste Signalband die induktive Impedanz den zweiten Abgriff mit Erde und der dritte Abgriff ist mit Erde verbunden. Der Wert der induktiven Impedanz kann zunehmend geändert werden, damit die Bandbreite eingestellt wird.
Das Japanische Patentdokument 10028013 beschreibt eine flache Antenne mit der üblichen Signalspeise- und Erdungsverbindungen. Eine dritte Verbindungsstelle ist schaltbar mit Erde verbunden, und zwar durch eine Kapazitätslast oder eine induktive Last. Die Resonanzwellenlänge wird durch den Impedanzwert des kapazitiven Impedanzelementes eingestellt.
Das Japanische Patentdokument 10224142 beschreibt eine durch die Resonanzfrequenz schaltbare umgekehrte F Antenne, die in einem Breitband verwendet werden kann, und zwar durch Umschaltung der Resonanzfrequenz unter Verwendung einer Antenne mit einem einzigen Speisestift und einer Anzahl schaltbarer Kurzschlussstifte. Jeder Kurzschlussstift umfasst eine Impedanzanpassungsschaltung. Ein Kurzschlussstift wird durch eine Steuerschaltung selektiert.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine bessere flache Antennenanordnung zu schaffen.
Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Antennenanordnung mit einem im Wesentlichen flachen Oberflächenleiter mit einem meanderförmigen Schlitz geschaffen, wobei eine geerdete Fläche sich in einem Abstand von und sich gleich erstreckend mit dem Oberflächenleiter erstreckt, mit einer ersten und einer zweiten Verbindungsstelle auf dem Oberflächenleiter, wobei die erste und die zweite Verbindungs stelle auf je einer Seite des Schlitzes vorgesehen sind, und einer Funkfrequenzschaltung, die mit der ersten Verbindungsstelle verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein variables Impedanzmittel vorgesehen ist, wobei das variable Impedanzmittel einen Bereich von Impedanzwerten zwischen Null und unendlicher Impedanz hat, dass die ersten Schaltmittel mit der zweiten Verbindungsstelle verbunden sind, dass eine dritte Verbindungsstelle auf dem benachbarten Oberflächenleiter vorgesehen ist, und zwar angrenzend an, aber in einem Abstand von der ersten Verbindungsstelle, und dass zweite Schaltmittel vorgesehen sind zum Koppeln der dritten Verbindungsstelle mit der geerdeten Fläche, wobei in einer ersten Arbeitsmode mit einer ersten Arbeitsfrequenz, das erste und das zweite Schaltmittel in einem ersten Arbeitszustand sind, wobei die zweite Verbindungsstelle mit der geerdeten Fläche gekoppelt ist und die dritte Verbindungsstelle gegenüber der geerdeten Fläche isoliert ist, wobei in einer zweiten Arbeitsmode mit einer zweiten variablen Arbeitsfrequenz, das erste und das zweite Schaltmittel in einem zweiten Betriebszustand sind, wobei die variablen Impedanzmittel zwischen der zweiten Verbindungsstelle und der geerdeten Fläche vorgesehen ist und wobei die dritte Verbindungsstelle (508) gegenüber der geerdeten Fläche isoliert ist und wobei durch Variation des Impedanzwertes der variablen Impedanzmittel zwischen Null und dem unendlichen Wert die Arbeitsfrequenz der Antennenanordnung variiert werden kann, und wobei in einer dritten Arbeitsmode mit einer dritten Arbeitsfrequenz das erste und das zweite Schaltmittel die zweite Verbindungsstelle gegenüber der geerdeten Fläche isolieren und die dritte Verbindungsstelle mit der geerdeten Fläche verbinden.
Durch Ermöglichung eines effizienten Betriebs der Antennenanordnung bei Frequenzen zwischen den bekannten Betriebsarten wird eine gedrängte Breitbandantenne geschaffen. Die Anordnung kann beispielsweise als eine "Differentially Slotted" PIFA in der ersten Betriebsart und als eine "Planar Inverted-L Antenna" (PILA) in der zweiten Betriebsart funktionieren. Die variable Impedanz kann eine Induktivität sein. Es können zusätzliche Verbindungsstellen vorgesehen sein, damit weitere Betriebsarten ermöglicht werden.
Nach einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Funkkommunikationsgerät geschaffen, das eine Antennenanordnung nach der vorliegenden Erfindung aufweist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 eine schaubildliche Darstellung einer PIFA in einem Handy,
2 eine schaubildliche Darstellung einer geschlitzten flachen Antenne in einem Handy,
3 eine Graphik eines simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 2, wobei der erste Stift gespeist wird und der zweite Stift geerdet ist,
4 eine Graphik eines simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 2, wobei der erste Stift gespeist wird und der zweite Stift offen ist,
5 eine Draufseicht einer Antennenanordnung, die über einen großen Frequenzbereich abstimmbar ist,
6 eine Graphik eines simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5, wobei der Wert der Induktivität, die den zweiten Stift belastet, von 0 bis 64nH variierte,
7 eine Graphik eines simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5, wobei eine zusätzliche Anpassung vorgesehen ist und wobei der Wert der Induktivität, die den zweiten Stift belastet, von 0 bis 64nH variierte,
8 ein Smith-Diagramm mit dem simulierten Rückkehrverlust S₁₁ für die Antenne nach 5 in der GSM Mode über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz,
9 eine Graphik mit der Effizienz E gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5 in der GSM Mode,
10 eine Graphik mit der Dämpfung A in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5 in der GSM Mode,
11 ein Smith-Diagramm des simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ für die Antenne nach 5 in der PCS Mode über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz,
12 eine Graphik der Effizienz E gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5 in der PCS Mode,
13 ein Smith-Diagramm des simulierten Rückkehrverlustes S₁₁ für die Antenne nach 5 in der DCS Mode über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz, und
14 eine Graphik der Effizienz E gegenüber der Frequenz f in MHz für die Antenne nach 5 in der DCS Mode.
In der Zeichnung sind entsprechende Elemente durch dieselben Bezugszeichen angegeben.
Eine schaubildliche Darstellung einer auf einem Handy angeordneten PIFA ist in 1 dargestellt. Die PIFA umfasst einen rechteckigen Flächenleiter 102, parallel zu einer flachen, einen Teil des Handys bildenden Erdungsplatte 104 unterstützt. Die Antenne wird über einen ersten (Speise)Stift 106 gespeist und ist mit Hilfe eines zweiten (Kurzschluss)Stiftes 108 mit der Erdungsplatte 104 verbunden.
In einer typischen Ausführungsform einer PIFA hat der Flächenleiter 102 Abmessungen 20 × 10 mm und liegt 8 mm über der Erdungsfläche 104, die eine Größe hat von 40 × 100 × 1 mm. Der Speisestift 106 befindet sich an einer Ecke des Flächenleiters 102 und der Erdungsfläche 104 und der Kurzschlussstift 108 liegt in einem Abstand von 3 mm von dem Speisestift 106.
Es ist durchaus bekannt, dass die Impedanz einer PIFA induktiv ist. Eine Erläuterung davon wird durch die Erwägung gegeben, dass die Ströme an dem Speisestift und dem Kurzschlussstift 106 bzw. 108 als die Summe des symmetrischen Modestromes (gleich und entgegengesetzt gerichtet, nicht strahlend) und des Strahlungsmodestromes (gleich gerichtet) betrachtet wird. Für die symmetrischen Modeströme bilden der Speise- und der Kurzschlussstift 106, 108 eine Kurzschlussübertragungsleitung, die eine induktive Reaktanz hat, und zwar wegen der sehr geringen Länge gegenüber einer Wellenlänge (8 mm, oder 0,05λ bei 2 GHz in der in 1 dargestellten Ausführungsform).
2 ist eine schaubildliche Darstellung einer Variation der Standard PIFA, beschrieben in unserer ebenfalls eingereichten Patentanmeldung WO 02/60005, worin ein Schlitz 202 in dem Flächenleiter 102 zwischen dem Speisestift 106 und dem Kurzschlussstift 108 vorgesehen ist. Das Vorhandensein des Schlitzes beeinträchtigt die symmetrische Modeimpedanz der Antennenanordnung durch Steigerung der Länge der Kurzschlussübertragungsleitung, die durch den Speisestift 106 und den Kurzschlussstift 108 gebildet wird, wodurch es ermöglicht wird, dass der induktive Anteil der Impedanz der Antenne wesent lich reduziert wird. Dies ist, weil der Schlitz 202 die Länge der Kurzschlussübertragungsleitung, die durch den Speisestift und den Kurzschlussstift 106 bzw. 108 gebildet wird, sehr steigert, wodurch es ermöglicht wird, dass die Impedanz der Übertragungsleitung weniger induktiv gemacht werden kann. Diese Anordnung ist deswegen als eine differenziell geschlitzte PIFA (DS-PIFA) bekannt.
In WO 02/60005 wurde ebenfalls dargelegt, dass das Vorhandensein des Schlitzes eine Impedanzumwandlung herbeiführt. Dies ist weil die DS-PIFA derart betrachtet werden kann, dass diese einem sehr kurzen, stark oben belasteten gefalteten Monopol ähnlich ist. Die Impedanzumwandlung ist etwa um einen Faktor vier, wenn der Schlitz 202 zentral in dem Flächenleiter 102 liegt. Eine asymmetrische Anordnung des Schlitzes 202 auf dem Flächenleiter 102 kann benutzt werden um diese Impedanzumwandlung zu regeln, wodurch es ermöglicht wird, dass die widerstandsfähige Impedanz der Antenne derart eingestellt wird, dass sie besser zu einer erforderlichen Schaltungsimpedanz passt, beispielsweise 50 Ohm.
Unsere ebenfalls eingereichte internationale Patentanmeldung WO 02/71535 beschreibt, wie ein zweiten Betriebsband für die in 2 dargestellte Antenne vorgesehen werden kann, wobei der Kurzschlussstift 108 als offener Stromkreis gelassen wird. In dieser Betriebsart funktioniert die Antenne als eine geschlängelte flache umgekehrte-L Antenne ("Planar Inverted-L Antenna") (PILA), wie in unserer ebenfalls eingereichten internationalen Patentanmeldung WO 02/71541 beschrieben (zum Prioritätsdatum der vorliegenden Erfindung noch nicht veröffentlicht). Die Wirkungsweise einer PILA kann am besten dadurch verstanden werden, dass erkannt wird, dass der Kurzschlussstift in einer herkömmlichen PIFA eine Anpassungsfunktion erfüllt, aber die Anpassung ist nur bei einer einzigen Frequenz effektiv und geht auf Kosten der Anpassung bei anderen Frequenzen. Folglich wird in einem PILA auf den Kurzschlussstift verzichtet oder die Schaltungsanordnung wird offen gelassen.
Folglich wird eine Doppelbetriebsart dadurch ermöglicht, dass der zweite Stift 108 über einen Schalter nach Erde verbunden wird. Wenn der Schalter geschlossen wird, funktioniert die Antenne als eine DS-PIFA, und wenn der Schalter offen ist, funktioniert die Antenne als eine geschlängelte PILA. Es wurden Simulationen durchgeführt um die Leistung einer Antenne mit den typischen oben detailliert beschriebenen PIFA Abmessungen zu ermitteln. Der Schlitz 202 ist 1 mm breit, startet zentral zwischen den zwei Stif ten 106, 108, läuft dann parallel zu dem Rand des Flächenleiters 102 und in einem Abstand von 0,5 mm von dem Rand. Die 3 und 4 zeigen simulierte Ergebnisse für den Rückkehrverlust S₁₁ in der DS-PIFA- bzw. in der PILA-Mode. Alternative Betriebsarten werden dadurch geschaffen, dass die Rollen des ersten und des zweiten Stiftes 106; 108 umgekehrt werden; in der DS-PIFA Mode ist der Frequenzgang derselbe aber die Antennenimpedanz ist wesentlich höher; in der PILA Mode wird die Resonanzfrequenz auf etwa 1150 MHz reduziert, weil die volle Länge des Abschnitts des Flächenleiters 102 über und auf der rechten Seite des Schlitzes 202 im Betrieb ist.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Anforderung für Antennen, die über einen großen Bandbereich arbeiten können, statt in einer begrenzten Anzahl diskreter Bänder. Eine Draufsicht einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 5 dargestellt. Der Flächenleiter 102 hat eine Größe von 23 × 11 mm und liegt 8 mm über der Erdungsfläche 104. Der Schlitz 202 hat eine Breite von 1 mm, erstreckt sich parallel zu und in einem Abstand von 1 mm von dem oberen, dem rechten und dem unteren Rand des Flächenleiters 102 und endet 4,5 mm von dem linken Rand des Flächenleiters. Ein HF-Signal von der Quelle 502 wird dem Flächenleiter 102 über den ersten Stift 106 zugeführt. Der zweite Stift 108 ist mit dem ersten und dem zweiten Schalter 504, 506 verbunden und es ist ein dritter Stift vorgesehen, der mit einem dritten Schalter 510 verbunden ist. Der Basisbetrieb der Antenne umfasst drei Moden, für den Betrieb in GSM ("Global System for Mobile Communications"), DCS und PCS ("Personal Communication Services") Frequenzbänder. Eine vierte Mode zum Bedecken von UMTS ("Universal Mobile Telecommunication System") könnte auf einfache Weise hinzugefügt werden.
In einer ersten NF-Mode (GSM) um 900 MHz herum, ist der erste Schalter 504 offen, der dritte Schalter 510 ist geschlossen, wodurch der dritte Stift 508 mit der Erdungsfläche 104 verbunden wird, und die Antenne funktioniert als geschlängelte PIFA. Ein Kondensator 512, der zwischen dem ersten und dem dritten Stift 106, 508 vorgesehen ist, schaltet die symmetrische Modeinduktivität der schlängelnden PIFA aus und schafft einen Grad von Breitbandigkeit.
In einer zweiten HF-Moder (PCS), um 1900 MHz herum, ist der dritte Schalter 510 offen, während der erste und der zweite Schalter 504, 506 geschlossen sind, wodurch der zweite Stift 108 mit der Erdungsfläche 104 verbunden wird, und die Antenne funktionier als eine DS-PIFA. In einer dritten (DCS) Mode, um 1800 MHz herum, ist der zweite Schalter offen, wodurch der zweite Stift 108 mit einer Induktivität 514 belastet wird, was den Effekt der Verringerung der Resonanzfrequenz hat. Es ist eine Parallelinduktivität 516 vorgesehen um die kapazitive Impedanz der Antenne in der DCS- und PCS-Mode auszugleichen, verursacht durch die Länge des Schlitzes 202. In der GSM Mode wird dieser Effekt durch den Parallelkondensator 512 ausgeglichen, der in der DCS und in der PCS mode nicht im Betrieb ist.
Durch Variation des Wertes der Induktivität 514 kann die Antenne über einen großen Frequenzbereich abgestimmt werden. Wenn die Induktivität 514 einen geringen Wert hat, ist der zweite Stift nahe dran, geerdet zu werden und die Antenne funktioniert als eine DS-PIFA. Wenn die Induktivität 514 einen hohen Wert hat, ist der zweite Stift 108 nahe an einem offenen Stromkreis und die Antenne funktioniert als eine schlängelnde PI-LA. 6 ist eine Graphik eines simulierten Rückkehrverlustes S₁₁, wobei der zweite und der dritte Schalter 506, 510 offen sind und der Wert der Induktivität 514 von 0 bis 64 nH variierte. In dieser Figur entspricht der Frequenzgang mit der höchsten Frequenzresonanz einem Induktivitätswert von 0 nH, der Frequenzgang mit der zweithöchsten Frequenzresonanz einem Induktivitätswert von 1 nH, wobei nachfolgenden Kurven mit aufeinander folgenden Verdopplung des Induktivitätswertes bis zu einem Maximum von 64 nH übereinstimmen. Die Frequenzgänge sind in einem 200 Ohm System simuliert (wobei die hohe Strahlungsmodeimpedanzumwandlung reflektiert wird, und zwar wegen der Schlitzlage, notwendig für eine effektive Schlängelung in der GSM Mode).
Eine variable Induktivität 514 kann verschiedenartig implementiert werden. Eine Art und Weise ist, dass ein Bereich von Induktivitäten geschaffen wird, die einzeln und in Kombination geschaltet werden können, um einen Bereich von Werten zu schaffen. Eine andere Art und Weise ist, dass ein regelbarer Kondensator geschaffen wird, parallel zu der Induktivität, unter der Voraussetzung, dass die Frequenz unterhalb der Antiresonanzfrequenz der parallelen Kombination aus Kondensator und Induktivität liegt (wobei die Antiresonanzfrequenz durch den Kondensator abgestimmt wird). Ein derartiger Kondensator könnte beispielsweise eine Kapazitätsdiode sein (bei niedrigen Leistungspegeln) oder eine MEMS-Anordnung ("Micro ElectroMagnetic Systems"). Zum Einschalten der variablen Induktivität sowie des ersten, zweiten und dritten Schalters 504, 506, 510 sind MEMS Schalter besonders geeignet, und zwar wegen des niedrigen EIN-Widerstandes und des hohen AUS-Widerstandes.
Es ist deutlich, dass die Antenne über eine Bandbreite von etwa einer Oktave abgestimmt werden kann. Aber der Widerstand bei Resonanz der geschlängelten PILA Mode ist viel niedriger als der Widerstand der DS-PIFA Mode, weil die Lage des Schlitzes 202 keine Impedanzumwandlung in der geschlängelten PILA Mode schafft. Folglich verschlechtert sich die Übereinstimmung wenn die Resonanzfrequenz reduziert wird. Trotzdem ist Abstimmung über einen Bereich von etwa 200-300 MHz möglich ohne wesentliche Verschlechterung der Übereinstimmung. Dies reicht um die UMTS-, PCS- und DCS-Frequenzbänder zu bedecken.
Die Übereinstimmung kann wesentlich verbessert werden, und zwar durch Verwendung einer Anpassungsschaltung, die eine größere Aufwärtsimpedanzumwandlung bei niedrigen Frequenzen als bei hohen Frequenzen schafft. Ein einfaches Beispiel davon ist ein mit der Antenne verbundener Reihenkondensator, dem eine Parallelinduktivität folgt. Durch Verwendung einer Kapazität von 2 pF und einer Induktivität von 25 nH werden die simulierten Ergebnisse zu denen aus 7 modifiziert. In diesem Fall ist die Übereinstimmung über den ganzen abstimmbaren Frequenzbereich viel besser eingehalten. Eine höhere Impedanz könnte auch dadurch erreicht werden, dass der dritte Schalter 510 geschlossen wird; dies wird nur einen geringen Effekt auf die Frequenzgänge haben, aber die Antenne wird dann für hohe Werte der Induktivität 514 als eine geschlängelte PIFA funktionieren statt als eine geschlängelte PILA.
Zurückkehrend zu der Basisantenne nach 5 in der GSM Mode zeigt 8 ein Smith-Diagramm mit dem simulierten Rückkehrverlust. Die Markierung s1 entspricht einer Frequenz von 880 MHz und die Markierung s2 entspricht einer Frequenz von 960 MHz. Die Schalter werden als MEMS Schalter simuliert mit einem Reihenwiderstand von 0,5 Ohm in dem Stand EIN und einem Reihenwiderstand von 0,02 pF in dem Stand AUS. Obschon der Rückkehrverlust S₁₁ nicht besonders gut ist, bei etwa –5 dB im Band, reicht er um ohne wesentlichen Verlust durch die Schalter hindurch zu gehen, wenn die Sende- und Empfangsbänder einzeln an einen akzeptierbaren Pegel angepasst werden können.
Die Effizienz E der Antenne in der GSM Mode ist in 9 dargestellt, wobei der Fehlanpassungsverlust als eine gestrichelte, der Schaltungsverlust als Kettenstrichlinie und der kombinierte Verlust als eine gezogene Linie dargestellt ist. Dieser Ergebnisse basieren auf einem Kondensator 512 mit einem Q von 200, was hoch ist, aber möglich. Es ist ein Kondensator guter Qualität notwendig, weil dieser eine parallele Resonanzschaltung gegenüber der Induktivität der Antenne bildet. Es dürfte einleuchten, dass die Gesamteffizienz durch den Rückkehrverlust gesteuert wird, während Schaltungsverluste kleiner sind als 25%.
Die induktive Art der Antenne, kombiniert mit der kapazitiven Abstimmung aus dem Kondensator 512 führt dazu, dass die Antenne als ein gutes Filter funktioniert. 10 zeigt die Dämpfung A (in dB) der Antenne, was zeigt, dass sie mehr als 30 dB Unterdrückung der zweiten Harmonischen schafft und etwa 20 dB Unterdrückung der dritten Harmonischen. Diese Dämpfung könnte noch weiter verbessert werden durch Hinzufügung eines Leiters, der den ersten Stift 106 mit dem zweiten Stift 508 koppelt, wie in unserer ebenfalls eingereichten nicht veröffentlichten internationalen Patentanmeldung IB 02/02575 (Aktenzeichen der Anmelderin PHGB 010120) beschrieben.
Nachstehend wird nun die Antenne nach 5 in der PCS Mode näher betrachtet, wobei 11 ein Smith-Diagramm ist, das den simulierten Rückkehrverlust zeigt. Die Markierung s1 entspricht einer Frequenz von 1850 MHz und die Markierung s2 entspricht einer Frequenz von 1990 MHz. Hier ist die Übereinstimmung sehr gut, obschon bei einer hohen Impedanz von 200 Ohm. Dies ist wegen der großen Strahlungsmodeimpedanzumwandlung, verursacht durch die Lage des Schlitzes 202, was für eine effektive Schlängelung in der GSM Mode erforderlich ist. Aber eine hohe Impedanz kann zum Schalten vorteilhaft sein, und diese kann reduziert werden, wenn die Höhe der Antenne reduziert wird. Die Effizienz E der Antenne in der PCS Mode ist in 12 dargestellt, wobei der Fehlanpassungsverlust als eine gestichelte Linie dargestellt ist, und der kombinierte Verlust als eine gezogene Linie dargestellt ist. Die Schaltungsverluste sind etwa 10%.
Nachstehend wird die Antenne aus 5 in der DCS Mode betrachtet, wobei 13 ein Smith-Diagramm ist, das den simulierten Rückkehrverlust darstellt. Die Markierung s1 entspricht einer Frequenz von 1710 MHz und die Markierung s2 entspricht einer Frequenz von 1880 MHz. In dieser Mode wird eine induktive Belastung des zweiten Stiftes 108 durch die Induktivität 514 verwendet. Die Übereinstimmung und Bandbreite entsprechen denen für die PCS Mode. Die Effizienz E aus 14 (mit derselben Bedeutung für die Linien wie oben), entspricht auch der in der PCS Mode, trotz der induktiven Belastung in dem Kurzschlussstift.
Es dürfte einleuchten, dass die Anordnung des dritten Stiftes 508 und der assoziierten Mode, wenn der dritte Schalter geschlossen ist, nicht ein wesentliches Element der vorliegende Erfindung ist, was bloß eine erste Verbindung mit dem Flächenleiter 102 für Signale erfordert und dass eine zweite Verbindung zwischen dem Flächenleiter 102 und der Erdungsfläche 104 eine variable Impedanz hat, die einen Beriech von Werten zwischen einer offenen Schaltung und einem Kurzschluss bestreichen kann. Eine Vielzahl alternativer Ausführungsformen mit zusätzlichen Verbindungsstellen und/oder zusätzlichen Schlitzen ist möglich. Auf gleiche Weise kann die vorliegende Erfindung ohne Notwendigkeit von Schaltern implementiert werden.
Bei einer weiteren Abwandlung der oben beschriebenen Ausführungsformen kann der dritte Stift 508 auch induktiv belastet werden, wodurch eine Bedeckung zellularer Übertragungen um die 824 bis 894 MHz ermöglicht wird. Die Anordnung eines weiteres Schalters und einer mit dem dritten Stift 508 verbundenen Induktivität in einer ähnlichen Anordnung wie der erste Schalter 504 und der assoziierten Induktivität 514, verbunden mit dem zweiten Stift 108 würde eine Bedeckung dieses Bandes und des GSM Bandes ermöglichen.
Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung dürften dem Fachmann andere Abwandlungen einfallen. Solche Abwandlungen können andere Merkmale betreffen, die in dem Entwurf, in der Herstellung und in der Verwendung von Antennenanordnungen und zusammensetzenden Teilen davon bereits bekannt sind und statt der oder zusätzlich zu den hier bereits beschriebenen Merkmalen verwendbar sind.
In der vorliegenden Beschreibung und in den beiliegenden Patentansprüchen schließt das Wort "ein" vor einem Element das Vorhandensein mehrerer derartiger Elemente nicht aus. Weiterhin schließt das Wort "umfasst" das Vorhandensein anderer Elemente oder Verfahrensschritte als die genannten nicht aus.

Claims

Antennenanordnung mit einem im Wesentlichen flachen Oberflächenleiter (102) mit einem meanderförmigen Schlitz (202), wobei eine geerdete Fläche (104) sich in einem Abstand von und sich gleich erstreckend mit dem Oberflächenleiter erstreckt, mit einer ersten und einer zweiten Verbindungsstelle (106, 108) auf dem Oberflächenleiter, wobei die erste und die zweite Verbindungsstelle auf je einer Seite des Schlitzes (202) vorgesehen sind, und einer Funkfrequenzschaltung (502), die mit der ersten Verbindungsstelle (106) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein variables Impedanzmittel (514) vorgesehen ist, wobei das variable Impedanzmittel (514) einen Bereich von Impedanzwerten zwischen Null und unendlicher Impedanz hat, dass die ersten Schaltmittel (504, 506) mit der zweiten Verbindungsstelle (108) verbunden sind, dass eine dritte Verbindungsstelle (508) auf dem benachbarten Oberflächenleiter vorgesehen ist, und zwar angrenzend an, aber in einem Abstand von der ersten Verbindungsstelle (106), und dass zweite Schaltmittel (510) vorgesehen sind zum Koppeln der dritten Verbindungsstelle (508) mit der geerdeten Fläche, wobei in einer ersten Arbeitsmode mit einer ersten Arbeitsfrequenz, das erste und das zweite Schaltmittel in einem ersten Arbeitszustand sind, wobei die zweite Verbindungsstelle (108) mit der geerdeten Fläche gekoppelt ist und die dritte Verbindungsstelle (508) gegenüber der geerdeten Fläche isoliert ist, wobei in einer zweiten Arbeitsmode mit einer zweiten variablen Arbeitsfrequenz, das erste und das zweite Schaltmittel in einem zweiten Betriebszustand sind, wobei die variablen Impedanzmittel (514) zwischen der zweiten Verbindungsstelle (108) und der geerdeten Fläche vorgesehen ist und wobei die dritte Verbindungsstelle (508) gegenüber der geerdeten Fläche isoliert ist und wobei durch Variation des Impedanzwertes der variablen Impedanzmittel (514) zwischen Null und dem unendlichen Wert die Arbeitsfrequenz der Antennenanordnung variiert werden kann, und wobei in einer dritten Arbeitsmode mit einer dritten Arbeitsfrequenz das erste und das zweite Schaltmittel die zweite Verbindungsstelle (108) gegenüber der geerdeten Fläche isolieren und die dritte Verbindungsstelle (508) mit der geerdeten Fläche verbinden.
Antennenanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltmittel eine erste und eine zweite Schaltanordnung (504, 506) umfasst, die zwischen der zweiten Verbindungsstelle (108) und der geerdeten Fläche (104) vorgesehen ist, dass das variable Impedanzmittel (514) parallel zu der zweiten Schaltanordnung (506) verbunden ist, und dass das zweite Schaltmittel eine dritte Schaltanordnung aufweist, die zwischen der dritten Verbindungsstelle (508) und der geerdeten Fläche vorgesehen ist.
Antennenanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schlitz (202) asymmetrisch in dem Oberflächenleiter (102) liegt, wodurch eine Impedanztransformation geschaffen wird.
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass in der zweiten Arbeitsmode, wenn die variable Impedanz einen Wert Null oder einen niedrigen Wert hat, arbeitet die Anordnung als eine differenziell geschlitzte PI-FA, und wenn die variable Impedanz einen unendlichen Impedanzwert hat, oder einen Wert nahe bei dem unendlichen Impedanzwert, arbeitet die Anordnung als eine flache umgekehrte L-Antenne.
Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das variable Impedanzmittel (514) eine variable Induktivität hat.
Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die variable Induktivität (514) als eine Anzahl verschiedener Induktivitäten, die über einzelne Schaltmittel verbunden sind, implementiert ist.
Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Schaltmittel MEMS-Schalter enthalten.
Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die variable Induktivität (514) als ein variabler Kondensator parallel zu einer Induktivität implementiert ist.
Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der variable Kondensator MEMS-Anordnungen enthält.
Funkkommunikationsgerät mit einer Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9.