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BEREICH DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Erfassung und Verfolgung von
pseudozufälligen
Rundfunkcodes, insbesondere Codes, die als Teil eines GPS-Signals
gesendet werden.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Das
globale Positionierungssystem (GPS) ist ein wohl bekanntes System,
das pseudozufällige
Rundfunkcodes benutzt, um es Empfängern zu ermöglichen,
Zeitdifferenzen und somit relative Positionen zwischen einem Sender
und einem Empfänger
zu ermitteln. Die Sender sind Satelliten, die die Erde in bekannten
Bahnen umkreisen, deren Position zu jedem gegebenen Zeitpunkt genau
bekannt ist. Mittels empfangener Signale von vier solchen Satelliten
kann ein Empfänger
seine Position eindeutig mittels Trigonometrie mit einer Genauigkeit
bestimmen, die von der Wiederholrate des Codes, der Genauigkeit
von Komponenten und anderen Faktoren wie z.B. der Atmosphäre und Mehrwegreflexionen
abhängig
ist.
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Um
die Genauigkeit zu erhöhen,
werden gewöhnlich
mehr als das Minimum von vier Referenzsendern verfolgt. Es gibt
etwa 24 Satelliten, die für
die Verfolgung im GPS-System zur Verfügung stehen, von denen 8 von
einem Empfänger
zu jedem gegebenen Zeitpunkt als „sichtbar" angegeben werden. In der Tat haben GPS-Empfänger typischerweise
12 Kanäle,
so dass bis zu 12 Satelliten auf einmal verfolgt werden können.
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GPS-Satelliten
senden zwei L-Band-Signale, die für Positionierungszwecke verwendet
werden können.
Die Begründung
dafür,
warum mit zwei unterschiedlichen Frequenzen gesendet wird, ist,
dass durch ionosphärische
Brechung erzeugte Fehler eliminiert werden können.
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Die
Signale, die von einer Standardfrequenz von 10,23 MHz erzeugt werden
können,
sind L1 bei 1575,42 MHz und L2 bei 1227,60 MHz, und sie werden häufig die
Träger
genannt.
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Die
Frequenzen werden von der Fundamental-Satellitentaktfrequenz von f
o = 10,23 MHz erzeugt.
| Signal | Frequenz
(MHz) | Wellenlänge (cm) |
| L1 | 154f0 = 1575,42 | – 19 |
| L2 | 120fo = 1227,60 | – 24 |
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Da
die Träger
reine Sinuswellen sind, können
sie nicht ohne weiteres für
momentane Positionierungszwecke verwendet werden, daher werden ihnen
zwei Binärcodes
aufmoduliert: der C/A-(Coarse Acquisition)-Code und der P-(Precise)-Code.
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Es
müssen
auch die Koordinaten der Satelliten bekannt sein und diese Information
wird im Rahmen der Rundfunkdatenmeldung gesendet, die ebenfalls
auf die Träger
aufmoduliert wird.
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Der
CA-(Coarse/Acquisition)-Code wurde deshalb so genannt, weil er ursprünglich als
grobes Positionsmesssignal für
sich allein oder als Erfassungscode ausgelegt war, um bei der Suche
der Phase des genauen Codes zu assistieren. Der CA-Code wird jedoch
heute im Allgemeinen sowohl zur Erfassung als auch zur Positionsverfolgung
benutzt und wird daher hierin einfach CA-Code genannt.
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Der
C/A-Code ist ein pseudozufälliger
(PN) Binärcode
(Zustände
von 0 und 1), der aus 1023 Elementen oder Chips besteht, die sich
jede Millisekunde wiederholen. Der Begriff pseudozufällig wird
deshalb verwendet, weil der Code anscheinend zufällig ist, obwohl er mit einem
bekannten Verfahren erzeugt wurde, daher die Wiederholbarkeit.
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Aufgrund
der Chipping-Rate (die Rate, mit der jeder Chip auf den Träger aufmoduliert
wird) von 1023 Mbps entspricht die Chiplänge etwa 300 m, und aufgrund
der Code-Länge beträgt die Ambiguität etwa 300
km – d.h.
das gesamte C/A-Code-Muster wiederholt sich alle 300 km zwischen
dem Empfänger
und dem Satelliten.
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Der
Code wird mit einem linearen Feedback-Register erzeugt, das ein
Hardware-Bauelement ist, das einen mathematischen PRN-Algorithmus
repräsentiert.
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Die
verwendeten Sequenzen sind als Gold-Codes bekannt, die besonders
gute Auto- und Querkorrelationseigenschaften haben. Die Querkorrelationseigenschaften
der Gold-Codes sind derart, dass die Korrelationsfunktion zwischen
zwei unterschiedlichen Sequenzen niedrig ist – so unterscheiden GPS-Empfänger zwischen
Signalen, die von verschiedenen Satelliten gesendet werden.
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Der
Empfänger
muss die genaue Position von Satelliten zusätzlich zu ihrer relativen Position
zu diesen kennen, und aus diesem Grund wird eine Datenmeldung gebroadcastet.
Die Datenmeldung beinhaltet Informationen, die die Positionen der
Satelliten und ihren Gesundheitszustand beschreiben.
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Jeder
Satellit sendet eine volle Beschreibung seiner eigenen Bahn und
seine Taktdaten (im Rahmen der Ephemerideninformation) sowie ungefähre Angaben
zu den Bahnen der anderen Satelliten (die in den Almanach-Informationen enthalten
sind). Die Daten werden mit einer weitaus niedrigeren Rate von 50
bps moduliert und daher dauert es 12,5 Minuten, um alle Informationen
zu senden. Um die Zeit zu reduzieren, die zum Erhalten einer Anfangsposition
nötig ist,
werden die Ephemeriden- und Taktdaten alle 30 Sekunden wiederholt. Parameter,
die die Verzögerung
repräsentieren,
die durch Signalausbreitung durch die Ionosphäre verursacht wird, sind ebenfalls
in der Datenmeldung enthalten.
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Die
gebroadcastete Datenmeldung wird Modulo-2 zum C/A-Code addiert. Dadurch
wird der Code umgekehrt und hat den Effekt, dass er auch das Signal
nach der Korrelation umkehrt, so dass die Daten wiederhergestellt
werden können.
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Binäre Biphasenmodulation
(auch BPSK oder binäre
Phasenumtastung genannt) ist die Technik, die zum Modulieren der
Codes auf die anfänglichen
Trägerwellen
angewendet wird.
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Die
Codes werden jetzt direkt mit dem Träger multipliziert, was eine
180-Grad-Phasenverschiebung des Trägers bei jeder Änderung
des Code-Zustands ergibt.
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Die
Modulationstechniken haben auch die Eigenschaften, dass sie das
gesendete Signal über
ein weitaus breiteres Frequenzband ausbreiten als die Mindestbandbreite,
die zum Übertragen
der gesendeten Informationen nötig
ist. Dies wird Streuspektrummodulation genannt und hat den Vorteil,
dass eine Verarbeitungsverstärkung
beim Despreading (Entspreizen) im Empfänger entwickelt wird, und hilft
dabei, mögliches
Signal-Jamming zu verhindern.
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Das
L1-Signal wird sowohl durch den C/A-Code als auch durch den P-Code
moduliert, obwohl nur der CA-Code für die vorliegende Beschreibung
relevant ist. Dies erfolgt durch Modulieren von einem Code phasengleich
und vom anderen in Quadratur (d.h. sie haben 90 Grad Abstand voneinander).
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1 zeigt
eine Darstellung des CA-Code, der Datenmeldungsbits und des resultierenden
Signalspektrums. Wie ersichtlich ist, ist der thermische Rauschpegel
höher als
der tatsächliche
Signalpegel. In der Tat beträgt
das thermische Rauschen etwa –110
dB pro MHz, während
das Signal selbst etwa –130
dB hat. Um den CA-Code vom Rauschen zu extrahieren, wird die Tatsache
genutzt, dass der CA-Code eine bekannte Sequenz ist und eine Korrelation
erfolgt. Die ausgeführte
Funktion besteht darin, das empfangene Signal mit einer lokal erzeugten
Version des CA-Codes zu integrieren, und zwar wie folgt:
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Wie
ersichtlich ist, ist die Integration von weißem Rauschen über die
Integrationsperiode im Wesentlichen null, während die Integration von CA-Code × CA-Code
1 beträgt.
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Das
Ergebnis der Integration ist, dass die Rauschkomponente im Signalpegel
nicht zunimmt, sondern dass Träger × Datenkomponente
CA-Code um 20.000 = +43 dB erhöht
wird. Somit beträgt
der Signalabstand jetzt: –130 dB (Signal) + 110 dB (Rauschen)
+ 43 dB (Integrationsverstärkung)
= +23 dB
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Die
Signalenergie wird jetzt vom Rauschen unterscheidbar. 2 zeigt
einen digitalen Signalprozessor 10 zum Ausführen der
obigen Funktion. Vor der digitalen Verarbeitung wird das empfangene
RF-(Radiofrequenz)-Signal
in einem Radiochip gefiltert (2), um Teile
des Signals auszufiltern, die nicht in der L1-Bandbreite liegen (ein Filter mit Mittenfrequenz
1575 MHz und einer Bandbreite von 20 MHz oder weniger). Das Signal
wird dann mit einem durch einen lokalen Oszillator erzeugten Sinusoid
gemischt, so dass ein Signal mit Summen- und Differenzfrequenzkomponenten entsteht.
Ein weiteres Filter von etwa 2 MHz Bandbreite wählt das gewünschte Signal. Das erzeugte
Signal ist ein IF-Signal, das vom Empfangsumsetzer 12 mit
einer vom Taktgenerator 14 definierten Rate abgetastet
wird, um es in ein Digitalsignal umzuwandeln. Die Rate ist typischerweise
ein Vielfaches von 1023 MHz, was die CA-Code-Chiprate ist (in diesem
Fall 4092 MHz).
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Das
Signal wird dann kopiert und in typischerweise 12 separate Kanäle 16 gesendet,
wobei jeder Kanal die Aufgabe hat, die Code- und Trägerinformationen
für einen
bestimmten Satelliten zu extrahieren. Ein Replikat des CA-Codes
für den
jeweiligen Satelliten wird von einer PRN 18 erzeugt und
mit dem Signal in jedem Kanal 16 korreliert. Es werden
tatsächlich
zwei Code-Replikate für
die Korrelationen benutzt; ein verzögertes (spät) und ein vorgezogenes (früh). Die
frühen
und späten
Codes liegen auf den Flanken der Korrelationsfunktion auf beiden
Seiten des Peak und werden bei der kontinuierlichen Verfolgung des
Codes verwendet, um Verfolgungsfehler zu reduzieren. Das Signal
wird dann für
die Datenmodulation und die Trägerphasenmessungen
verarbeitet. Ein lokal erzeugter Träger wird von einem numerisch
gesteuerten Oszillator (NCO) 22 erzeugt und ein zweiter
Empfangsumsetzer 20 wird zum Ausfiltern von Bildern vor
einem Ausgangsblock 24 verwendet.
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Beim
Korrelieren zum Erfassen des Signals sind die Zeit und somit die
Code-Phase des eingehenden Signals unbekannt. Daher müssen 2 × 1023 =
2046 Erfassungsabtastungen des CA-Code-Signals für jede mögliche relative Position der
eingehenden und lokal erzeugten CA-Codes verglichen werden, mit einer Integrationsperiode
von typischerweise 1 Millisekunde. Es dauert somit etwa 2 Sekunden,
um den ersten Satelliten mit einem Kanal zu erfassen. Danach ist
die Position der Sequenz bekannt und die Verfolgung erfordert lediglich
zwei Korrelationen anstatt 2046, um die Verfolgungsposition innerhalb
eines Fensters von ein paar Nanosekunden der frühen und späten Messungen zu halten.
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Wir
haben den Bedarf an einer großen
Zahl von Korrelationen zur Erfassung von Signalen, aber nur einer
geringen Zahl von Korrelationen zum Verfolgen der Signale nach der
Erfassung erkannt. Wir haben ferner die Nachteile bekannter Lösungen erkannt,
die große
Korrelatorzahlen benutzen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung ist in den Ansprüchen
definiert, auf die nunmehr verwiesen wird.
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KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
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Eine
Ausgestaltung der Erfindung wird nun nur beispielhaft und mit Bezug
auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
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1 eine
Darstellung von wiederholten CA-Codes, wie sie in der vorliegenden
Erfindung verwendet werden, und deren Signalspektrum;
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2 einen
bekannten Signalprozessor;
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3 die
Signalverarbeitungsanordnung einer Ausgestaltung der Erfindung;
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4 den
Datenstreamer von 3 ausführlicher; 5 den
Dezimator von 4 ausführlicher;
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6 eine
schematische Ansicht der Summierung von Datenabtastsignalen;
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7 den
Korrelator für
die erste Integration von 3 ausführlicher;
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8 eine
erste Alternative der Frequenzhandhabungskomponente von 3;
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9 eine
zweite Alternative der Frequenzhandhabungskomponente von 3;
und
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10 die
zweite Integrationskomponente von 3 ausführlicher.
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BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN
AUSGESTALTUNG
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Die
Ausgestaltung der Erfindung ist ein DSP (Digitalsignalprozessor) 10 für die GPS-Signalerfassung und
-verfolgung, wie zuvor in Bezug auf 2 beschrieben
wurde, aber so modifiziert, dass er zusätzliche Funktionalität beinhaltet,
die die Geschwindigkeit der Signalerfassung erhöhen kann. Der in 2 gezeigte DSP 10 umfasst
einen Signaleingang zu einem ersten Empfangsumsetzer 12 wie
zuvor beschrieben, der ein empfangenes IF-Signal, das einen wiederholten
Code-Eingang enthält,
mit der vom Taktgenerator 14 definierten Abtastrate mit
einem Vielfachen von 1023 MHz in die digitale Form umwandelt. Das
Digitalsignal wird dann an eine Reihe von 16 Kanälen 16 angelegt, die
jeweils zum Verfolgen von einem aus bis zu 16 Satelliten gleichzeitig
in einem Verfolgungsmodus dienen. Im Verfolgungsmodus wird der jeweilige
CA-Code für
einen bestimmten Satelliten in den jeweiligen Kanal 16 von
einem als PRN 18 dargestellten Code-Generator gespeist. Mit
einer zum Ausgestalten der Erfindung adaptierten separaten Erfassungsmaschine
wird das Signal erfasst. Von besonderem Vorteil ist, dass die die
Erfindung ausgestaltende Erfassungsmaschine mehr als 2046 Korrelationen
in Echtzeit ausführen
kann, ohne eine große
Zahl von separaten Hardware-Korrelatoren zu benötigen.
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So
können
alle möglichen
Code-Phasenverzögerungen
gleichzeitig integriert werden, und dies für eine willkürlich lange
Zeit.
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Das
empfangene Signal wird empfangsumgesetzt, gefiltert und dann durch
Abtasten mit 16 MHz (tatsächlich
16,368 MHz) zum Erzeugen eines digitalen Ausgangs digitalisiert. 3 zeigt
die Hauptkomponenten einer die Erfindung ausgestaltenden DSP-Code-Erfassungsschaltung.
Ein Datenstreamer 102 empfängt das empfangsumgesetzte
und digitalisierte empfangene Signal und verarbeitet das Signal
zum Erhöhen
der Datenrate einer nachfolgenden Erfassungsmaschine 100.
Im Erfassungsmodus führt
die Erfassungsmaschine Korrelationen am empfangenen digitalisierten
Signal mit einer höheren
als der gewöhnlichen
Rate aus, um den Erfassungsprozess zu beschleunigen. In einem Verfolgungsmodus
werden der Datenstreamer und die Erfassungsmaschine abgeschaltet
und es werden die gewöhnlichen
Korrelationskanäle
(2) benutzt. Die Erfassungsmaschine 100 umfasst
eine erste Korrelatoranordnung 104 zum Korrelieren des
Signals vom Datenstreamer mit einem der Satelliten-CA-Codes, eine
Frequenzhandhabungsanordnung 106 zum Korrigieren von Frequenzfehlern
und eine zweite Integrationsanordnung 108.
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Um
das Verständnis
zu erleichtern, ist nur ein Kanal für den Datenstreamer 102,
den Korrelator 104 und die zweite Integration 108 dargestellt,
aber es ist zu verstehen, dass es in der Praxis zwei Kanäle geben wird,
einen für
phasengleich (I), einen für
Quadratur (Q). Diese werden in der Frequenzhandhabungsanordnung 106 zusammen
mathematisch verarbeitet.
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Der
Datenstreamer 102 nimmt den seriellen Bitstrom des empfangenen,
empfangsumgesetzten und digitalen Signals und verarbeitet ihn zu
einem 66-Bit-Parallelstrom auf Bus 101. Der Datenstreamer
ist in 4 ausführlicher
dargestellt. Ein mit einem lokal erzeugten 4092 MHz Signal gespeister
Mixer 110 erzeugt serielle (1 Bit) Daten mit 16 Ms/s zu
einem Dezimator 112. Der Dezimator (später beschrieben) nimmt das
16 Ms/s Ein-Bit-Signal und verarbeitet es zu Abtastsignalen mit
einer Rate von 2 Ms/s, d.h. einem Reduktionsfaktor von 8 in der
Abtastrate, und verpackt sie zu einer Breite von 66 Bit, was eine
66-fache Durchsatzerhöhung
ergibt (von 1-Bit- auf 66-Bit-Bus). Die Daten im Datenstreamer werden
mit 16 MHz getaktet, was das 8fache der Abtastrate von 2 MHz ist,
so dass eine effektive 8 × 66
= 528-fache Durchsatzerhöhrung
erzielt wird. Zusammen mit der vierfachen Erhöhung der Taktgeschwindigkeit
der Schieberegister (nachfolgend beschrieben) auf 66 MHz (von 16
MHz) wird der Durchsatz insgesamt um 8 × 66 × 4 = 2112 der Korrelatoren
erhöht.
Dies ist mehr als die benötigten
2046 Korrelationen, mit der Folge, dass alle erforderlichen Korrelationen
in Echtzeit ausgeführt
werden können.
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Der
Dezimator 112 erzeugt selektiv einen Ausgang zu einem von
zwei Schieberegistern 114, 115, die parallele
66-Bit-Schieberegister
mit einer Tiefe von 31 Wörtern
sind, so dass alle 31 Taktzyklen dasselbe 66-Bit-Wart (Reihe von
Daten) wiederholt wird. Wie ersichtlich ist, sind die Schieberegister 114, 115 vom
PIPO-(Parallel In Parallel Out)-Typ und laufen mit 66-Bit-Bussen 115, 117 um.
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Ein
Multiplexer 118 wählt
selektiv den Ausgang des ersten Schieberegisters 114 oder
des zweiten Schieberegisters 115, so dass, während Daten
in einen geladen werden, Daten aus dem anderen wiederholt gelesen
werden können.
Das Ausgangsschieberegister wird mit im Wesentlichen 664 MHz (in
der Tat genau 65,472 MHz) [sic] getaktet, so dass 66 × 31 = 2046
komplette Zyklen der Daten pro Ms ausgeführt werden. Als alternative
Anordnung könnte
der Dezimator einen seriellen 1-Bit-Ausgang erzeugen und die serielle/parallele Umwandlung
könnte
in den Schieberegistern erfolgen. In jedem Fall ist der Ausgang
auf Bus 119 ein 66 Bit breites Signal, das eine kombinatorische
Kombination des Eingangssignals ist. Die Kombination wird vom Dezimator 112 bestimmt,
wie nachfolgend beschrieben wird.
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Der
in 5 gezeigte Dezimator 112 nimmt den empfangenen
1-Bit-Bitstrom und erzeugt infolgedessen einen parallelen 66-Bit-Strom.
Die Eingangsdaten werden mit jeweils 8 Bits in ein Eingangsschieberegister 120 geschoben.
Das Schieberegister 128 an sich könnte bei Bedarf eine Breite
von 7, 9, 11, 13 oder 15 Bit wie gezeigt haben, aber in der Praxis
wird zwecks Programmierbarkeit eine Breite von 15 Bits gewählt, so
dass beliebige dieser Breiten gewählt werden können. Wenn
es mit 13 Bit programmiert wird, was bevorzugt wird, dann werden,
da nur 8 Bits jeweils verschoben werden, 5 Bits des empfangenen
Signals effektiv in jedem Zyklus wiederverwendet. Das Schieberegister 120 liest
die Daten parallel auf Bus 121 aus, der auch passend zum
Register selbst programmierbar ist. Ein Bitzähler 122 empfängt die
parallelen 13-Bit-Daten und zählt
die Bits, die logisch „1" sind. Ein Breitenauswahlsignal
lässt es
zu, dass die Zahl der gezählten
Bits je nach dem effektiven Schieberegister und den gewählten Busbreiten
gewählt
wird. Der Ausgang auf Bus 125 ist somit eine Zahl, die
die Anzahl von Bits angibt, die logisch „1" sind, und wird an einen Schwellenwertdetektor 124 angelegt,
der ermittelt, ob die Anzahl der Bits größer ist als das Mittel (die
Hälfte
der Zahl der gezählten
Bits). Der Schwellenwert wird auch durch das Breitenauswahlsignal 123 gewählt. Wenn
der Wert über
dem Mittel liegt, dann erzeugt der Schwellenwertdetektor eine logische „1" auf Leitung 127,
liegt er darunter, dann wird eine logische „0" erzeugt. Eine Kombination von 13 Bits
wird dadurch auf 1 Bit reduziert, um anzuzeigen, ob die Mehrheit
oder die Minderheit der Abtastsignale logisch „1" ist, obwohl das Datenkompressionsverhältnis 8:1 ist,
weil nur 8 Bits verschoben werden und 5 Bit wie oben erläutert überlappen.
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Ein
zweites Schieberegister 126 mit 66 Bit Breite empfängt die
1-Bit-Leitung 127 mit einer Taktrate von 2 MHz, dividiert
durch 8 durch den Dividierer 128 vom 16 MHz Takteingang des ersten
Schieberegisters, um die 8fache Bitverringerung zu berücksichtigen.
Das zweite Schieberegister liest dann 66 Bit gleichzeitig parallel auf
Bus 113 aus, der ebenso eine Breite von 66 Bit hat, mit
einer Rate dividiert durch 66 durch den Dividierer 130 vom
2 MHz Eingangstakt. Infolgedessen ist die 16 MHz 1-Bit-Eingangsrate zu einem
2/66 MHz parallelen 66-Bit-Ausgang geworden. Dieser wird in die
zwei Schieberegister 114, 116 gespeist, wie zuvor
mit Bezug auf 4 beschrieben wurde, wodurch
die Ausgangsrate auf 66 MHz erhöht
wird.
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Es
mag zwar auf den ersten Blick so aussehen, dass Informationen durch
Summieren empfangener Abtastsignale verloren gehen, aber dies ist
nicht der Fall, wie mit Bezug auf 6 sichtbar
ist, obwohl die Zeitgenauigkeit verloren geht. Das anfängliche
Abtasten des empfangenen Signals erfolgt mit 16 MHz (2),
so dass 16 Samples pro CA-Code-Chip entstehen (die Chiprate ist
dabei 1 MHz). So erzeugt die Kombination von 8 Samples effektiv
2 Samples pro CA-Code-Chip. Die 2 MHz repräsentieren ausreichend den Code
für Erfassungszwecke,
während
16 MHz zum Verfolgen benötigt
werden, wenn Zeitpräzision
wesentlich ist.
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Nun
wieder kurz zurück
zu 3, es ist ersichtlich, dass der Datenstreamer
die Datenrate zu den Korrelatoren 104 durch Senden der
Daten 2046 Mal oder öfter
erhöht,
wie nachfolgend mit Bezug auf 7 beschrieben
wird. Eine parallele 66-Bit-XOR-Anordnung empfängt die parallelen, digitalisierten
und kombinierten 66-Bit-Daten an einem Eingang und eine lokal erzeugte
Version des entsprechenden Satelliten-CA-Code von einer parallelen
Code-Quelle 144, hier als SRAM implementiert. Der SRAM
erzeugt 66 Bit des 2046-Bit-CA-Codes mit einer Rate von 66 MHz passend
zu den eingehenden 66-Bit-Daten. Zum Ausführen von Korrelationen gegen
alle möglichen
Positionen wird die lokale Version des CA-Codes von der Quelle 114 um
ein Bit in jedem Zyklus alle 31 Wörter bewegt, d.h. alle 31 Zyklen
des 66-MHz-Takts. Dies erfolgt durch Verschieben jedes 66-Bit-Wortes
des lokalen CA-Codes in jedem Zyklus des 64-MHz-Takts.
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Der
Ausgang der XOR-Anordnung 132 ist eine große Bitzahl
für eine
hohe Korrelation oder eine kleine Zahl für eine niedrige Korrelation
für jeden
gegebenen 66-Bit-Abschnitt
des CA-Codes an jeder der 66 möglichen
Positionen dieses Abschnitts. Ein Bitzähler 134 empfängt und
zählt die
Bits und legt diese an den Addierer 136 an. Der Addierer
empfängt
auch einen Eingang von einem gespeicherten vorherigen Ausgangswert des
Addierers, der im SRAM 138 gespeichert ist und an einen
zweiten Eingang des Addierers 136 auf Leitung 147 über einen
Signalspeicher 142 und den Multiplexer 140 angelegt
wird. Der Multiplexer lässt
es zu, dass der Ausgang des SRAM oder der Ausgang des Addierers
selbst an den zweiten Eingang des Addierers 136 angelegt
wird. Die Addiereranordnung lässt
es zu, dass die Korrelationen für
eine gegebene relative Position zum empfangenen Signal und dem lokalen
CA-Code summiert werden und der resultierende Wert ausgegeben wird.
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Die
nächste
Stufe der Verarbeitung besteht darin, Frequenzfehler im Signal zu
handhaben, die durch lokale Taktfehler verursacht werden, wie in 9 gezeigt
ist. Die separaten I- und Q-Kanäle
werden jetzt durch eine Funktion verarbeitet, die mit IQMIX bezeichnet
wird, die Hardware oder Software sein kann und die die folgende
mathematische Funktion ausführt: Iout = I × I' + Q × Q' Qout
= I × Q' – Q × I'
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Diese
werden von Erweiterungen von cos(theta + phi) und sin(theta + phi)
abgeleitet, wobei wt = 2.i.ft = arctan(Q/I), und wobei t die Verzögerung zwischen
I und I' ist. Dementsprechend
wird der Frequenzfehler durch phi ermittelt, d.h. f = arctan(Q/I)/2.pi.t.
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Der
vorherige Wert SRAM 152 erzeugt eine verzögerte Version
der I- und Q-Signale für
die IQMIX-Funktion. Die Ausgänge
Iout und Qout tolerieren Fehler im lokalen Takt und melden den Fehler
als Phasenwert. Es erfolgt eine zweite Integration, aber nur für Leistung,
da das Signal jetzt nicht mit dem empfangenen Satellitensignal kohärent ist.
Die zweite Integration ist in 10 dargestellt
und umfasst einfach das Summieren der Iout- oder Qout-Signale mit
akkumulierten Versionen zum Erhöhen
der Gesamtverstärkung.
Dies erfolgt durch Summieren im Addierer 154 mit den akkumulierten
vorherigen Werten, die vorübergehend
im SRAM 156 gespeichert wurden. Es erfolgt ein voller Satz
von wenigstens 2046 Korrelationen alle X Millisekunden, wo und der
Addierer [sic] alle X × Y
Millisekunden gelöscht
wird, wobei Y programmierbar ist. 9 zeigt eine
alternative Frequenzhandhabungsanordnung, obwohl dies für existierende
GPS-Signale nicht bevorzugt wird. Diese Anordnung führt Kohärenz für eine größere Verstärkung für zukünftige Signale,
wie z.B. Gallileo. Software-Algorithmen in der steuernden CPU optimieren
den Wert von X, Y. Eine Erhöhung
der Integrationszeit (X × Y
Millisekunden) erhöht
die Systemverstärkung,
aber X wird durch Datenbitflanken begrenzt, und bei zunehmendem
X wird die Kanalbandbreite reduziert, so dass weitere Suchläufe erforderlich
sind. GPS L2, GPS3, Gallileo haben einen datenfreien Pilot, so dass
höhere
Werte von X möglich
sind.