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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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Ein
wichtiger analoger Baublock, insbesondere in analogen Signalverarbeitungssystemen,
ist der Verstärker
mit variabler Verstärkung
(Variable Gain Amplifier, "VGA"). In vielen Signalverarbeitungs-
und Datenerfassungssystemen, welche typischerweise Analog-zu-Digital-("A/D")-Umwandler umfassen,
sind VGA-Schaltungen
notwendige Komponenten. Der Einsatz eines VGAs an der Vorderseite
eines Datenumwandlers, wie eines A/D-Umwandlers, wird normalerweise
bevorzugt, um den dynamischen Eingabebereich des Umwandlers bestmöglich auszunutzen.
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Mit
zunehmenden Geschwindigkeiten der Signalverarbeitung entsteht auch
der Bedarf an zunehmend schnelleren Datenumwandlern und somit ebenfalls
an schnelleren VGAs. Typische VGAs unterliegen aufgrund ihres Schaltungsdesigns
leider Beschränkungen
hinsichtlich der Betriebsgeschwindigkeit und Bandbreite. Die Betriebsparameter
derartiger VGAs sind außerdem
empfindlich gegenüber Prozesstoleranzen,
Temperaturveränderungen
und Zufuhrspannungsvariationen. Dies schränkt den Einsatz dieser VGAs
weiter auf Technologien mit kleineren Prozessen und/oder geringerer
Spannung ein.
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Dementsprechend
besteht ein Bedarf an einem Verstärker mit variabler Verstärkung, der
bei hoher Geschwindigkeit und großer Bandbreite betrieben wird
und dessen Betriebsparameter unempfindlich gegenüber Prozesstoleranzen, Temperaturveränderungen
und Zufuhrspannungsvariationen sind.
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KURZE DARSTELLUNG
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Die
vorliegende Erfindung wird durch die folgenden Ansprüche definiert
und aus diesem Abschnitt sollte nichts als eine Beschränkung dieser
Ansprüche
aufgefasst werden. Als Einführung
betreffen die im Folgenden beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen
einen Verstärker
mit variabler Verstärkung
("VGA"). Der VGR enthält mindestens
eine Signalwegverstärkungszelle,
die durch eine Regelkreisarchitektur gekennzeichnet und betriebsfähig ist,
ein Differenzialeingabesignal gemäß einem Verstärkungssteuersignal
mit einer ersten Verstärkung zu
verstärken,
und eine Replikverstärkungszelle,
die mit der mindestens einen Signalwegverstärkungszelle und einer Verstärkungseingabe
gekoppelt und betriebsfähig
ist, ein erstes Referenzsignal gemäß der Verstärkungseingabe zu verstärken und
das Verstärkungssteuersignal
zu erzeugen.
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Die
bevorzugten Ausführungsformen
betreffen außerdem
ein Verfahren zum Verstärken
eines Signals. In einer Ausführungsform
enthält
das Verfahren das Beaufschlagen eines Verstärkungssteuerwerts auf eine
Replikverstärkungszelle
entsprechend einer ausgewählten
Verstärkung
einer Signalwegverstärkungszelle,
das Beaufschlagen eines ersten Referenzsignals auf die zu verstärkende Replikverstärkungszelle,
im Wesentlichen das Entzerren des verstärkten ersten Referenzsignals
zu dem ersten Referenzsignal, das Ableiten eines angepassten Verstärkungssteuersignals
auf der Basis der Entzerrung, und das Beaufschlagen des angepassten
Verstärkungssteuersignals
auf die Signalwegverstärkungszelle,
um die ausgewählte
Verstärkung
zu erzielen.
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Weitere
Aspekte und Vorteile der Erfindung werden im Folgenden im Zusammenhang
mit den bevorzugten Ausführungsformen
erläutert.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
einen Regelkreisverstärker
mit variabler Verstärkung.
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2 zeigt
einen Steuerkreisverstärker
mit variabler Verstärkung
gemäß einer
ersten Ausführungsform.
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3 zeigt
eine Verstärkungszellenanordnung
zur Verwendung mit der Ausführungsform
aus 2.
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4 zeigt
ein Schaltdiagramm der Verstärkungszelle
aus 3.
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5 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Replikverstärkungszellenschaltung zur Verwendung
mit der Ausführungsform
aus 2.
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6 zeigt
ein Schaltdiagramm für
eine programmierbare Verstärkungszelle
zur Verwendung mit der Schaltung aus 5.
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7 zeigt
ein Schaltdiagramm einer digital programmierbaren Verstärkungszelle
zur Verwendung mit der Schaltung aus 5.
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8 zeigt
ein Schaltdiagramm eines Kreuzschalters zur Verwendung mit der Schaltung aus 5.
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9 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Verstärkungszelle
zur Verwendung mit der Anordnung aus 3 gemäß einer
zweiten Ausführungsform.
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10 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Replikverstärkungszellenschaltung zur Verwendung
mit dem Steuerkreisverstärker
mit variabler Verstärkung aus 2 gemäß einer
zweiten Ausführungsform.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER GEGENWÄRTIG
BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Einer
der kritischsten Parameter für
den Aufbau schneller Signalverarbeitungssysteme ist die kombinierte
Bandbreite aller Komponenten in dem Signalweg und die daraus resultierende
Signalverzerrung und der Verlust an Signalamplitude. Der Signalweg
ist als der Weg, das heißt
Schaltungen und Anschlüsse,
definiert, dem das zu verarbeitende, zum Beispiel zu verstärkende,
Eingabesignal bis zu den Ausgaben folgt, an denen das Signal an
eine nachfolgende Verarbeitungs-/Schaltungsstufe
weitergegeben wird. Für
die Implementierung in derartige Signalverarbeitungssysteme sind
allgemein zwei Arten von Architekturen für Verstärker mit variabler Verstärkung ("VGA") erhältlich,
und zwar die Regelkreisarchitektur und die Steuerkreisarchitektur.
Regelkreis-VGAs erhalten die Signalverstärkungs- und Schaltungsstabilität über eine
Rückkopplungsschlaufe
in dem Signalweg, welche das verstärkte Ausgabesignal wieder zirkuliert,
in der Regel über
einen Betriebsverstärker
und ein Widerstandsnetzwerk. Steuerkreis-VGAs verwenden dagegen
in dem Signalweg keine Rückkopplungsschleife,
sondern stützen
sich stattdessen auf extern erzeugte Signale, um die Signalverstärkung und
Schaltungsstabilität
zu regulieren.
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1 zeigt
einen Regelkreisverstärker
mit variabler Verstärkung
("VGA") 100 für Differenzialsignale,
wie unten beschrieben und im Stand der Technik bekannt. Der Regelkreis-VGA 100 enthält einen Betriebsverstärker 102,
der mit einem programmierbaren Widerstandsrückkopplungsnetzwerk 104 gekoppelt
ist. Die Differenzialausgaben des Betriebsverstärkers 102, die mit "outp" und "outn" markiert sind, werden
jeweils mit ihrem eigenen programmierbaren Widerstandsrückkopplungsnetzwerk 104 gekoppelt.
In diesem Zusammenhang ist der Ausdruck "gekoppelt mit" so definiert, dass er das direkte Anschließen an oder
das indirekte Anschließen über eine
oder mehrere Zwischenkomponenten bedeutet. Jedes programmierbare
Widerstandsrückkopplungsnetzwerk 104 ist
ferner mit den entsprechenden Eingaben des Betriebsverstärkers 102 gekoppelt.
Das programmierbare Widerstandsrückkopplungsnetzwerk 104 ist
mit programmierbar schaltbaren Widerstandswerten ausgestattet, die
verwendet werden können,
um die kombinierten Widerstände/Gesamtwiderstände des
Netzwerks 104 anzupassen. Einem Fachmann dürfte klar
sein, dass dieser VGA 100 in der Schleife einen intern
kompensierten komplexen Betriebsverstärker 102 benötigt. Dies
liegt daran, dass die meisten Betriebsverstärker als Systeme der zweiten
Ordnung angesehen werden können,
da sie mindestens zwei interne hochohmige Knoten enthalten. Um das
Oszillieren eines Systems zweiter Ordnung zu verhindern, muss durch
den Aufbau sichergestellt sein, dass die Spannungsverstärkung von der
Eingabe zu der Ausgabe der Schaltung, sobald die Ausgabephase sich –180 Grad
annähert,
sich auf weniger als 0 dB verringert hat. Es ist außerdem notwendig,
dass die Verstärkung,
bevor die Phase –180 Grad
erreicht, sich deutlich (in der Regel mehr als 65 Grad, der so genannte "Phasenrand") auf 0 dB verringert
hat, um die Einschwingzeit zu verringern und das Überschwingen
der Verstärkerausgabe
zu minimieren. Schaltungstechniken, die diese Funktionalität implementieren,
werden "Kompensationstechniken" genannt.
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Es
versteht sich ferner, dass der VGA 100 und seine Gesamtschaltungsschleife
kompensiert werden müssen,
um während
Verstärkungsveränderungen
stabil zu bleiben. Dies erfolgt in der Regel durch den Aufbau der
Verstärkerschaltung
derart, dass die Gesamtschaltung (Verstärker plus Rückkopplungsnetzwerk) am Oszillieren
gehindert, das heißt
stabil gehalten wird. Es können
bekannte Techniken, wie "Pole
Splitting" oder "Dominant Pole Compensation" verwendet werden.
Dies schränkt daher die
erzielbare Geschwindigkeit der Signalverarbeitung ein, da die Stabilisierung
(durch Kompensierung) eines Betriebsverstärkers in der Regel zur Verringerung
der Tendenz des Verstärkers,
zu schwingen oder zu überschwingen,
das Einführen
eines Niedrigpassverhaltens in den Signalweg erfordert. Da ein Niedrigpassfilter
hohe Frequenzen dämpft, verringert
er auch die Bandbreite und Geschwindigkeit des Gesamtsystems.
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Außerdem muss
für jede
Verstärkungseinschwingung
des Regelkreis-VGAs 100 die Schleifenstabilität sichergestellt
werden, und wichtige Schleifenparameter, wie beispielsweise die
Bandbreite von –3
dB und die Einschwingzeit, variieren normalerweise bei unterschiedlichen
Verstärkungseinschwingungen
erheblich. Außerdem
wird es kontinuierlich schwieriger, die in Regelkreis-VGAs 100 eingesetzten
Betriebsverstärker
so anzupassen, dass sie bei geringeren Zufuhrspannungen funktionieren,
während
das Verstärkungsbandbreitenprodukt
aufrechterhalten wird.
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Bei
einer gegebenen Implementations-/Herstellungstechnologie, wie einem
komplementären Metalloxid-Halbleiter ("CMOS") wird ein typischer
Regelkreis-VGA ferner Beschränkungen
sowohl hinsichtlich kleiner Signale als auch großer Signale aufgrund seiner
beschränkten
Bandbreite von ungefähr –3 dB und
seiner endlichen internen Anstiegsrate aufweisen. Anstiegsrate definiert
die Höchstrate,
bei der die Ausgabe einer Schaltung einem sich schnell verändernden
Eingabesignal folgen kann. Bei einer bestimmten Höchsteingabeneigung
kann die Ausgabe der Schaltung nicht mehr folgen und sie "steigt an". Die Änderungsrate
der Ausgabespannung bleibt auch für schnellere Eingabeanstiegs-/Fallzeiten
bei dieser höchsten
konstanten Rate. Anstiegsrate wird in Volt/Sekunde ("V/s") angegeben. Es versteht
sich, dass CMOS-Prozesse Prozesse enthalten, welche Gateelektroden
aus Metall sowie aus Polysilizium verwenden. Ferner versteht sich,
dass andere Prozesstechnologien und Strukturgrößen verwendet werden können und
dass die hier offenbarte Schaltung ferner mit anderen Schaltungen
integriert werden kann.
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Um
die Höchstgeschwindigkeit
aus einer gegebenen CMOS-Technologie
zu erzielen, ist es daher wünschenswert,
zu einer Steuerkreis-Topologie überzugehen,
die die Anzahl von geschwindigkeitskritischen internen Schaltungsknoten
in dem VGA reduziert. Ein Beispiel einer Steuerkreisarchitektur
verwendet ein gegengekoppeltes Differenzialtransistorpaar mit Widerstandslasten
und einem unterstützten Verstärkungsquellenfolger.
Siehe J.J.F. Rijns, "CMOS
Low-Distortion High-Frequency Variable Gain Amplifier", IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Bd. 31, Nr. 7, Juli 1996, Seiten 1029-1034
("Rijns") für weitere
Einzelheiten zu dieser Art von Verstärker mit variabler Verstärkung. Wie
in Rijns beschrieben, unterliegen jedoch auch Steuerkreisimplementationen
gewissen Geschwindigkeitseinschränkungen aufgrund
des Vorhandenseins verschiedener interner Schaltungsknoten und ihrer
zugeordneten parasitären
Pole. Andere Steuerkreis- oder Replikverstärker sind aus den US-Patentschriften
Nr. 6,081,162, Nr. 5,434,538 und der Japanischen Patentzusammenfassung
der Veröffentlichungsnummer
2000114895 bekannt.
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Ein
weiterer wichtiger Aufbauparameter bei VGA-Designs entsteht aus
der Tatsache, dass die von Datenumwandlern abzutastenden Spannungssignale
in der Regel mit kleinen Amplituden ankommen und daher verstärkt werden
müssen,
damit sie sich in dem idealen Eingabespannungsbereich für die weitere
Signalverarbeitung befinden. Die Spannungsverstärkung des VGRs sollte wohldefiniert
und unabhängig
von Prozesstoleranz, Temperaturveränderung und Zufuhrspannungsvariation
gehalten werden. Zu Prozesstoleranzen zählen unvorhersagbare oder erwartete,
aber unvermeidbare Variationen, die in den Strukturgeometrien und
Materialien der integrierten Schaltung während der Herstellung auftreten
und den Betrieb der Vorrichtung nicht gefährden. Diese Variationen können als
Mängel
hinsichtlich der Struktur, zum Beispiel Mängel der Schaltungskomponente,
hinsichtlich der Größe, der
Ausrichtung oder der Dotierung usw. auftreten. Derartige Variationen
können
die tatsächlichen
elektrischen Betriebseigenschaften der verschiedenen Schaltungen
beeinträchtigen
und bewirken, dass sie von ihren Ideal-/Sollwerten abweichen, wodurch
die Effizienz, Betriebsgeschwindigkeit usw. verringert wird, ohne
dass die Vorrichtung vollkommen funktionsuntüchtig gemacht wird. Temperaturveränderungen
können
aufgrund von Umweltfaktoren in der Betriebsumgebung einer Vorrichtung
auftreten. Zufuhrspannungen können aufgrund
von Umweltbedingungen, schlecht aufgebauten oder schlecht implementierten
Systemstromzufuhren usw. variieren. Im Idealfall sollte die VGA-Verstärkung gegenüber solchen
Variationen unempfindlich sein, um unter variierenden Bedingungen
vorhersagbaren Betrieb bereitzustellen. Dies weist den weiteren
Vorteil der Verbesserung der Herstellungsausbeute durch Erhöhung des
Toleranzbereichs für
betriebsfähige
Vorrichtungen auf.
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Außerdem wird
die Differenzialsignalgebung vorzugsweise im Analogschaltungsaufbau
verwendet. Signale, die durch die Differenz zwischen zwei Spannungen
oder Strömen
dargestellt werden, werden als Differenzialsignale bezeichnet. Effektiv
subtrahieren Differenzialeingaben zwei Eingabesignale, ein positives
und ein negatives, voneinander. Ein positives Signal wird dargestellt,
wenn die positive Eingabe größer als
die negative Eingabe ist, und ein negatives Signal wird dargestellt,
wenn das negative Signal größer als
das positive ist. Wenn die positive Eingabe gleich der negativen
Eingabe ist, beträgt
das dargestellte Signal Null. Das Ergebnis daraus ist geringeres
Rauschen, da Rauschen in der Regel auf beiden Eingaben vorhanden
sein wird und durch Subtraktion wegfällt, wodurch nur das Signal übrig bleibt.
Differenzialsignale können
verwendet werden, um sowohl binäre
als auch analoge Signale darzustellen. Differenzialsignale bieten
sowohl für
binäre als
auch analoge Signale den Vorteil, dass sie zur Darstellung von Signalwerten
eine geringere Spannungsschwingung erfordern, was schnelleres Schalten
gestattet. Differenzialsignale vereinfachen außerdem das Verbinden mit Bezugspotenzial
in einem System, da das Signal nicht aus dem Vergleich einer Eingabe
mit einem Bezugspotenzial abgeleitet wird.
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Bei
Differenzialsignalen ist es wichtig, den Gleichtaktspannungspegel
in dem VGA und an seinen Ausgaben zu steuern, welche die Schnittstellen zu
der nächsten
Signalverarbeitungsstufe darstellen, in der Regel eine Art von Datenumwandler
wie oben beschrieben. Die Gleichtaktspannung ist der Basisspannungspegel,
um den die Differenzialspannungsschwingung zentriert ist. Bei einem
Differenzialsignal von null (0,0 Volt) (ohne Rauschen) befinden
sich beide Differenzialeingaben an dem Gleichtaktspannungspegel.
Ein Datenumwandler weist normalerweise einen bestimmten Spannungsbereich
für die erforderliche
Eingabegleichtaktspannung der VGA-Schaltung auf. Dieser Bereich sollte
unabhängig
von Prozesstoleranzen, Temperaturveränderungen und Zufuhrspannungsvariationen
gehalten werden, um ordnungsgemäßen Betrieb
zu ermöglichen. Um
die Gleichtaktspannung in dem richtigen Bereich zu halten, muss
sie kontinuierlich auf einer programmierten Referenz eingestellt
werden, das heißt,
kontinuierlich durch einen Rückkopplungmechanismus verglichen
und angepasst werden, um im Wesentlichen gleich dem programmierbaren
Bezugswert zu sein.
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Hierin
wird ein vollkommen integrierter schneller Steuerkreisverstärker mit
variabler Verstärkung
offenbart, welcher eine unabhängige
Steuerung über
den Ausgangsgleichtaktspannungspegel und die Spannungsverstärkung aus
der Differenzialeingabe zu der Ausgabe unter Verwendung einer Replikverstärkungszelle
als eine Referenz aufweist. Die offenbarten Ausführungsformen weisen eine Steuerkreisarchitektur
auf, welche komplizierte Schaltung, wie Betriebsverstärker, Schalter
und die Verstärkung einstellende
Widerstände
in dem Signalweg vermeidet, indem einfache Verstärkungseinstellungselemente
eingesetzt werden, wodurch die Signalgeschwindigkeit erhöht wird.
Die offenbarten Ausführungsformen
weisen ferner eine kontinuierliche aktive Verstärkung und Gleichtakteinstellungsschleifen auf,
welche an einer Replikverstärkungszelle
betrieben werden, ohne den schnellen Verstärkungsbetrieb in dem Signalweg
zu behindern. Diese Verstärkungsvariierungselemente
und Gleichtakterfassungselemente sind in der Replikverstärkungszelle lokalisiert;
daher weisen die Verstärkungszellen,
die in dem Signalweg lokalisiert sind, keine internen Schaltungsknoten
auf. Dies reduziert die Anzahl parasitärer Pole in dem VGA erheblich
und erhöht
daher die Bandbreite des VGA. Die offenbarten Ausführungsformen
sind auch in der Lage, mit kleinen Zufuhrspannungen, das heißt 1,5 Volt
bis 1,8 Volt, bei einer CMOS-Technologie mit 0,18 Mikron Mindeststrukturgröße betrieben
zu werden, ohne dass gestapelte Elemente, wie Kaskadentransistoren
erforderlich sind, um das erforderliche Verstärkungsbandbreitenprodukt zu
erzielen. Das Verstärkungsbandbreitenprodukt
ist die Multiplikation aus der Spannungsverstärkung mal die Bandbreite von –3 dB einer
Schaltung. Typischerweise ist eine bestimmte Spannungsverstärkung in
Kombination mit einer bestimmten Bandbreite, das heißt Geschwindigkeit,
erforderlich, aber es gibt einen Ausgleich zwischen verfügbarer Verstärkung und
Bandbreite, das heißt,
für eine
gegebene Technologie und Schaltungsarchitektur ist das Verstärkungsbandbreitenprodukt
konstant.
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Wie
beschrieben werden wird, wird die VGA-Verstärkung durch eine Verstärkungseinstellschleife
gesteuert, welche die VGA-Verstärkung durch
ein exaktes Vorrichtungsverhältnis
definiert und sie kontinuierlich auf eine exakte Referenz einstellt,
die außerhalb
der Verstärkungszelle
liegt, wobei der Verstärkungseinstellschleife
nicht gestattet wird, den Verstärkungsprozess
zu behindern. Dies macht die Verstärkungssteuerung weiter unempfindlich
gegenüber
Prozess-, Temperatur- und Zufuhrspannungsvariationen.
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2 zeigt
eine Ausführungsform
eines Regelkreisverstärkers
mit variabler Verstärkung
("VGA") 200 für Differenzialsignale,
welche eine Replikverstärkungszellenschaltung 500 verwendet,
um die Verstärkung
und die Gleichtaktspannung der Verstärkungszellen 300 zu
steuern und zu regulieren. Der Steuerkreis-VGA 200 enthält eine
Anordnung 300 aus Verstärkungszellen,
um das Eingabesignal zu verstärken.
Die Verstärkungszellenanordnung 300 enthält eine
Differenzialsignaleingabe 208 und eine Differenzialsignalausgabe 210.
Die Verstärkungszellenanordnung
wird im Folgenden und in den 3 und 4 beschrieben.
Der Steuerkreis-VGA 200 enthält ferner eine Replikverstärkungszellenschaltung 500,
die mit der Verstärkungszellenanordnung 300 gekoppelt
ist. Die Replikverstärkungszellenschaltung 500 enthält Eingaben
für eine
Verstärkungsreferenzspannung 212,
eine Gleichtaktspannungsreferenz 214 und eine programmierbare
Verstärkungssteuerung 216.
In einer Ausführungsform handelt
es sich bei der Verstärkungssteuerung 216 um
ein digitales Steuersignal. Die Replikverstärkungszellenschaltung 500 enthält ferner
Steuerungsausgaben 218, 220, die mit der Verstärkungszellenanordnung 300 gekoppelt
sind, um die Verstärkung und
den Ausgabegleichtaktspannungspegel der Verstärkungszellenanordnung 300 zu
steuern. Die Replikverstärkungszellenanordnung 500 wird
ferner im Folgenden und in 5 beschrieben.
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3 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Verstärkungszellenanordnung 300 für den Steuerkreis-VGA 200,
der in 2 gezeigt wird. Die Anordnung 300 enthält zwei
identische Differenzialverstärkungszellen 314,
die in Serie gekoppelt sind, das heißt, die Ausgaben 306 der
ersten Verstärkungszelle 302 sind
mit den Eingaben 308 der zweiten Verstärkungszelle 304 verbunden.
Die erste Verstärkungszelle 302 stellt
die Differenzialeingaben 208 (316, 318)
des Steuerkreis-VGA 200 bereit. Die zweite (oder letzte
in der Serie) Verstärkungszelle 304 enthält die Differenzialausgaben 210 (320, 322)
des Steuerkreis-VGA 200. Jede Verstärkungszelle 302, 304 enthält ferner
Eingaben für
die Verstärkungssteuerung 218 und
Ausgaben von der Gleichtaktsspannungssteuerung 220 der
Replikverstärkungszellenschaltung 500.
Die Verstärkungszelle 302, 304 wird
im Folgenden und in 4 eingehender beschrieben. Die
Anschlussknoten 306/308, die mit "intp" und "intn" markiert sind, sind
die einzigen internen Knoten in dem Signalweg, welcher als der Schaltungsweg
definiert wird, den ein Eingabesignal von den Eingaben 208 zu
den Ausgaben 210 zurücklegt, wobei
nur ein parasitärer
Hochfrequenzpol zu dem VGA 200 zugefügt wird. Dieser parasitäre Pol wird durch
den Ausgabewiderstand und die parasitäre Ausgabekapazität der ersten
Verstärkungszelle 302 in
Verbindung mit der Eingabekapazität der Verstärkungszelle 304 definiert.
Der parasitäre
Pol kann durch sorgfältige
Abmessung der Vorrichtungen der Verstärkungszelle 302, 304 zu
sehr hohen Frequenzen bewegt werden. Um hohe Frequenzen zu erzielen,
muss die RC-Zeitkonstante dieses VGA-internen parasitären Pols
so klein wie möglich
gehalten werden. Der Ausgabewiderstand R der ersten Verstärkungszelle
wird durch die Lastwiderstände 410, 412 in
Serie mit den Lasttransistoren 406, 408 dominiert. Je
kleiner dieser kombinierte Serienwiderstand gemacht werden kann,
desto schneller kann die VGA-Schaltung betrieben werden. Die effektive
Kapazität
C zum Bezugspotenzial wird durch den Gateelektrodenbereich der Eingabetransistoren 402, 404 der
zweiten Verstärkungszelle 304 dominiert.
Je kleiner die Breite und Länge
dieser Transistoren, desto schneller kann die Schaltung betrieben
werden. Bei einer CMOS-Technologie mit 0,18 Mikron und –3 dB können Frequenzen
von bis zu 1,5 GHz erzielt werden. Es versteht sich, dass zum Erreichen
höherer Gesamtverstärkung von
dem Regelkreis-VGA 200 mehr als zwei Verstärkungszellen 304 in
Serie kaskadenförmig
wie beschrieben angeordnet werden können.
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4 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Verstärkungszelle 314 zur
Verwendung in der Verstärkungszellenanordnung 300,
die in 3 gezeigt wurde. Die Verstärkungszelle 302, 304 enthält ein PMOS-Differenzialeingabetransistorenpaar 402, 404,
das mit "M1" und "M2" markiert ist. Die
Gateelektroden der Eingabetransistoren 402, 404 sind
mit den Eingaben 418, 420, die mit "inp" und "inn" markiert sind, der
Verstärkungszelle 400 gekoppelt.
Die Drainelektroden der Eingabetransistoren werden mit den festen
Lastwiderständen 410, 412,
welche mit "R1" und "R2" markiert und im
Folgenden ausführlicher
beschrieben sind, und mit den Ausgaben der Verstärkungszelle 400 422, 424,
die mit "outn" und "outp" markiert sind, gekoppelt.
Die Sourceelektroden der Eingabetransistoren 402, 404 sind
mit einem Schweifstromquellentransistor 414 gekoppelt.
Die Gateelektrode 416 des Schweifstromquellentransistors 414 ist
mit der Gleichtaktspannungssteuerung 220 der Replikverstärkungszellenschaltung 500 gekoppelt.
Die Sourceelektrode des Schweifstromquellentransistors 414 ist
mit einer positiven Stromzufuhr 428 gekoppelt. In einer
Ausführungsform
beträgt
der Spannungsbereich der positiven Stromzufuhr 428 für eine CMOS-Technologie
mit 0,18 Mikron von 1,5 Volt bis 1,8 Volt.
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Die
Lasttransistoren 406, 408, die mit "M3" und "M4" markiert sind, sind
in Serie mit den Lastwiderständen 410, 412 angeschlossen
und so konfiguriert, dass sie in dem Triodenbereich, d.h. Nichtsättigungsbereich
betrieben werden. Die festen Lastwiderstände 410, 412 reduzieren
den Spannungsabfall über
die Lasttransistoren 406, 408, wodurch effektiv die
Drain-Source-Spannung
reduziert wird, dies trägt dazu
bei, die Lasttransistoren 406, 408 am Eintreten in
den Sättigungsbereich
auch bei Vorhandensein großer
Spannungsschwingen zu hindern. Die Werte der Lastwiderstände 410, 412 sind
abhängig
von der Implementation. In einer Ausführungsform weisen die Lastwiderstände 410, 412 einen
Widerstand im Bereich von 500 Ohm bis 10 KOhm auf.
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Die
Gleichtaktspannung der Verstärkungszelle 400 ist über die
Schweifstromquelle 414 definiert, die mit "M5" markiert ist und
durch die Gatelektrodenspannung, die durch das Gleichtaktspannungssteuersignal 220 von
der Replikverstärkungszellenschaltung 500 gesteuert
wird. Die Verstärkung der
Verstärkungszelle 400 hängt von
dem Verhältnis der
Größe des Eingabetransistors 402, 404 gegenüber dem
kombinierten Lastwiderstand der festen Widerstände 410, 412 und
der Lasttransistoren 406, 408 ab und kann somit über die
Gateelektrodenspannung der Lasttransistoren 406, 408 gesteuert
werden, welche durch das Verstärkungssteuersignal 218 von
der Replikverstärkungszellenschaltung 500 beaufschlagt
wird. Es versteht sich, dass andere Prozesstechnologien, wie NMOS
für die
Eingabetransistoren 402, 404, oder PMOS für die Lasttransistoren 406, 408 und
den Schweifstromquellentransistor 414 verwendet werden
kann.
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5 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Replikverstärkungszellenschaltung 500 zur
Verwendung mit dem Steuerkreis-VGA 200, der in 2 gezeigt wird.
Die Schaltung 500 enthält
zwei unabhängige Einstellrückkopplungsschleifen 504, 506,
die mit einer Replikverstärkungszelle 502 gekoppelt
sind. In einer Master/Slave-Konfiguration stellen die beiden Einstell schleifen,
eine Gleichtaktspannungsschleife 504 und eine Verstärkungsschleife 502,
unabhängig die
Verstärkung
und den Gleichtaktspannungspegel einer Replikverstärkungszelle 502 ein.
Die Steuersignale für
die Gleichtaktspannungssteuerung 220 und Verstärkungssteuerung 218 werden
von diesen Einstellschleifen 502, 504 abgeleitet.
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Die
Verstärkungsschleife 506 enthält eine variable
Differenzialreferenzspannungsquelle 518, erste und zweite
Kreuzschalter 524, 526, die im Folgenden und in 8 eingehender
beschrieben werden, und einen Fehlerverstärker 508. Die Spannungsquellen 518 können durch
einen bezüglich
des Steuerkreis-VGA 200 externen oder internen Referenzspannungsgenerator
versorgt werden. Jeder Kreuzschalter 524, 526 ist über Eingaben 528 mit
einem zweiphasigen nicht-überlappenden
Taktsignal 522 gekoppelt. Der Taktgenerator (nicht gezeigt) kann
bezüglich
des VGAs 200 extern oder intern sein.
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Die
Differenzialreferenzspannung 518, die mit "VREF" markiert ist, wird
vorzugsweise auf die erwartete volle Signalamplitude an der Eingabe 208 des
Steuerkreis-VGA 200 eingestellt. Die eingestellte Differenzialreferenzspannung 518 wird
auf die Eingabe der Verstärkungszellenreplik 502,
welche eingehender in 6 gezeigt wird, beaufschlagt.
Die Verstärkungsschleife 506 stellt
unter Verwendung des Fehlerverstärkers
2 508 die Spannung an dem Knoten, der mit "gain_ctrl" markiert ist, ein,
bis die Differenzialausgabespannung der Replikverstärkungszelle 502,
die an den mit "rep_outn" und "rep_outp" markierten Knoten
verfügbar
ist, der Spannung VREF 518 entspricht. Dieser Verstärkungswert
wird von der Verstärkungseinstellung
der Replikverstärkungszelle 502 wie
unten beschrieben abhängen.
Die Schleife hält
diese Verstärkungseinstellung
unabhängig
von Prozesstoleranzen, Temperaturveränderungen und Zufuhr spannungsvariationen
aufrecht, da die Einstellschleife solche Variationen unter Verwendung der
Referenzspannung 518 berücksichtigt. In einer Ausführungsform
ist die Referenzspannung 518 bezüglich des VGA 200 extern.
In einer alternativen Ausführungsform
wird die Referenzspannung 518 intern erzeugt und befindet
sich vorzugsweise in dem Bereich, der in dem Signalweg verarbeiteten
Signale, vorzugsweise bei dem Maximalsignalspannungspegel. Die resultierende
Spannung, die von dem Fehlerverstärker 508 auf den gain_ctrl-Knoten
angelegt wird, wird auch an der gain_ctrl-Ausgabe 512 ausgegeben,
welche mit den gain_ctrl-Eingaben 426 der Verstärkungszellen 302, 304 gekoppelt
ist. Auf diese Weise wird die entsprechende Verstärkungssteuerspannung
an die Lasttransistoren 406, 408 der Verstärkungszellen 302, 304 angelegt
und Prozess-, Temperatur- und Zufuhrspannungsvariationen, welche
die Verstärkungszellen 302, 304 und
die Replikverstärkungszelle 502 beeinträchtigen
würden,
werden kompensiert.
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Die
Gleichtaktspannungsschleife 504 enthält eine variable Gleichtaktreferenzspannungsquelle 530 und
einen Fehlerverstärker 510.
Die Spannungsquellen 530 können durch einen Referenzspannungsgenerator,
der bezüglich
dem Steuerkreis-VGA 200 extern oder intern ist, versorgt
werden. Die Gleichtaktspannungssteuerschleife 504 stellt
die Ausgabespannung des Fehlerverstärkers 510, der mit "vcm_ctrl" markiert ist, ein,
bis die Ausgabegleichtaktspannung, die mit "vcm _sense" markiert ist, der Einstellspannung
der Spannungsquelle 530 entspricht. In einer Ausführungsform
ist die Spannung der Spannungsquelle 530 programmierbar. Dies
ermöglicht
das Programmieren des Ausgabegleichtaktpegels auf die Anforderungen
der dem Steuerkreis-VGA 200 nachfolgenden, das heißt daran
angeschlossenen spezifischen Schaltungsstufe, unabhängig von
der Verstärkungseinstellung.
Die Gleichtaktspannungsschleife 504 hält den Gleichtaktpegel unabhängig von
Prozesstoleranzen, Temperaturveränderungen
und Zufuhrspannungsvariationen aufrecht. Die Gleichtaktsteuerschleife
erhöht oder
reduziert den Schweifstrom in der Verstärkungszellenreplik 502 auf
solche Weise, dass die erfasste Ausgabegleichtaktspannung 636 zu
der Gleichtaktreferenzspannung 530 übergeht. Wenn beispielsweise die
erfasste Gleichtaktspannung 636 geringer als die Referenzspannung 530 sein
soll, erhöht
die sich ergebende negative Ausgabespannung 520 des Fehlerverstärkers 1 510 die
Gate-Source-Spannung der Stromquelle 610. Dies erhöht den Schweifstrom,
was wiederum zu einer größeren Gleichtaktspannung über die
Lastwiderstände 620, 622 führt. Der Schweifstrom
erhöht
sich, bis die erfasste Gleichtaktspannung 636 der Gleichtaktreferenzspannung 530 entspricht.
Bei Ausgabegleichtaktspannungspegeln, die niedriger als die Referenz
sind, wird die Schleife in der entgegengesetzten Richtung betrieben,
wodurch effektiv der Schweifstrom verringert wird.
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6 zeigt
ein Schaltdiagramm einer beispielhaften programmierbaren Differenzialverstärkungszelle 600 zur
Verwendung als Replikverstärkungszelle 502 in
der Replikverstärkungszellenschaltung 500,
die in 5 gezeigt wird. Die programmierbare Verstärkungszelle 600 enthält eine
Stromquelle 610, ein Paar Differenzialeingabetransistoren 614, 616,
eine Gruppe abgegriffener Erfassungswiderstände 602, 604, 634, 638,
die als "R1", "R2", "R3" und "R4" markiert sind, ein
Paar Lastwiderstände 620, 622,
die als "R5" und "R6" markiert sind, und
ein Paar Lasttransistoren 626, 628. Die Sourceelektrode der
Stromquelle 610 ist mit einer positiven Spannungszufuhr 606 gekoppelt
und die Gateelektrode ist mit der Gleichtaktsteuerspannungseingabe 608 gekoppelt,
welche durch die Gleichtaktspannungsschleife 504 (wie in 5 gezeigt)
erzeugt wird. In einer Ausführungsform
beträgt
die positive Spannungszufuhr 606 bei einer CMOS-Technologie
mit 0,18 Mikron 1,5 Volt bis 1,8 Volt. Die Drainelektrode der Stromquelle 610 ist
mit den Sourceelektroden der Eingabetransistoren 614, 618 gekoppelt.
Die Gateelektroden der Eingabetransistoren 614, 616 sind
mit den Differenzialsignaleingaben 612, 618 gekoppelt, welche
mit der Spannungsreferenz 518 und der Verstärkungsschleife 506 über einen
Kreuzschalter 524 (wie in 5 gezeigt)
gekoppelt sind. Jede der Drainelektroden der Eingabetransistoren 614, 616 sind mit
dem einen Ende der Gruppe abgetasteter Erfassungswiderstände 602, 604, 634, 638 gekoppelt
und auch mit den Lastwiderständen 620, 622.
Die Lastwiderstände 620, 622 sind
ferner mit den Drainelektroden der Lasttransistoren 626, 628 gekoppelt.
Die Gateelektroden der Lasttransistoren 626, 628 sind
beide mit einer Verstärkungssteuereingabe 624 gekoppelt, die
durch die Verstärkungsschleife 506 (wie
in 5 gezeigt) erzeugt wird. Die Sourceelektroden
der Lasttransistoren 626, 628 sind mit einer negativen Zufuhrspannung 630 gekoppelt,
welche vorzugsweise an das Referenzpotenzial oder 0,0 Volt angeschlossen
ist. Die Differenzialreplikverstärkungserfassungsausgaben 632, 640,
die mit "rep_outn" und "rep_outp" markiert sind, sind
zwischen Erfassungswiderständen
R1 602 und R2 634 und zwischen Erfassungswiderständen R3 638 und
R4 604 gekoppelt. Die Eingaben rep_outn 632 und
rep_outp 640 sind mit den Eingaben rep_outp 516 und
rep_outn 514 über
den Kreuzschalter 526 an die Verstärkungsschleife 502 gekoppelt
(wie in 5 gezeigt). Die Erfassungswiderstände R1 und
R4 602, 604 sind variabel und mit der Verstärkungssteuereingabe 216 gekoppelt.
Die Erfassungswiderstände
R1 und R4 603, 604 können verwendet werden, um die
Verstärkung der
programmierbaren Differenzialverstärkungszelle 600 über die
Verstärkungssteuereingabe 216 (wie unten
beschrieben) einzustellen, um ihren Widerstand und dadurch die Verstärkung der
Replikverstärkungszelle 600 (502)
zu variieren. Eine Gleichtaktspannungserfassungsausgabe 636,
die mit "vcm_sense" markiert ist, ist
zwischen die Erfassungswiderstände
R2 634 und R3 638 gekoppelt. Die Ausgabe vcm_sense 636 ist
mit der Gleichtaktspannungsschleife 504 (wie in 5 gezeigt)
gekoppelt.
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Die
Verstärkung
der Verstärkungsschleife 506/Replikverstärkungszelle 502 und
somit die Verstärkungszellen 302, 304 hängen von
dem Verhältnis der
Erfassungswiderstände 602, 604 zu
den Erfassungswiderständen 634, 638 in
der Replikverstärkungszelle 502 (siehe 6)
ab, die mit "R1", "R4" und "R2", "R3" markiert sind. Wenn
R1=R4 und R2=R3, können
Verstärkungen
größer als
eins erzielt werden. Wenn beispielsweise R1 602 und R4 604 nahe
null Ohm sind, führt
dies zu einer Verstärkung von
eins, während
R1=R2=R3=R4 zu einer Verstärkung
von 6 dB führt.
In einer Ausführungsform
befinden sich die Widerstände 602, 604, 634, 638 im
Bereich von 50 KOhm bis 100 KOhm. Die Erfassungswiderstände 602, 604, 634, 638 umfassen
zusammen mit den Spannungsabgriffen 632, 640 einen
Differenzialspannungsteiler. Die sich ergebende Verstärkung der
Verstärkungszellenreplik 502 ist
invers proportional zu dem Dämpfungsfaktor
dieses Spannungsteilers. Wenn beispielsweise R1=R2=R3=R4=50 KOhm,
wird die Referenzspannung 518 um einen Faktor von 2,0 (–6 dB) gedämpft. Da
die Verstärkungseinstellschleife 506 kontinuierlich
die Ausgabespannung 514, 516 der Verstärkungszellenreplik 502 auf
die Referenzspannung 518 anpasst, indem die Verstärkung der
Verstärkungszellenreplik 502 erhöht oder
verringert wird, wird die Schleife die Verstärkungssteuerspannung 512 ändern, bis
die Verstärkungszellenreplik
eine effektive Verstärkung
von 6 dB aufweist. Die Verstärkung
der Verstärkungszellenreplik 502 wird
so geändert,
dass sie die Dämpfung
des Widerstandsspannungsteilers entzerrt.
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Die
Verstärkung
des Steuerkreis-VGA 200 wird somit durch Variieren der
Verhältnisse
der abgetasteten Widerstände
R1 und R4 (wobei R1=R4, R2=R3) in der Verstärkungszellenreplik 502 variiert. Eine
beispielhafte Implementation eines variablen Widerstandsverhältnisses,
welche in 7 gezeigt und im Folgenden eingehender
beschrieben wird, enthält
das digitale Schalten in verschiedenen Widerstandsverhältnissen.
Um dem Steuerkreis-VGA 200 ferner zu gestatten, mit a priori
unbekannten Eingabespannungsbereich zu arbeiten, kann die Referenzspannung
VREF 518 auch programmierbar gemacht werden.
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7 zeigt
ein Schaltdiagramm einer beispielhaften digital programmierbaren
Verstärkungszelle 700 (502)
zur Verwendung mit der in 5 gezeigten
Replikverstärkungszellenschaltung 500.
Die Verstärkungszelle 700 ist ähnlich der
in 6 gezeigten Verstärkungszelle 600, außer dass
die variablen Abtastwiderstände
R1 und R4 602, 604 durch digital variable Widerstandsnetzwerke 702, 704 ersetzt
sind. Jedes Netzwerk 702, 704 besteht aus mehreren
Widerstandsverzweigungen 744 und Schaltelementen 742,
die parallel gekoppelt und in der Lage sind, die Widerstandsverzweigungen 744 an
das Netzwerk 702, 704 anzuschließen. Jedes Netzwerk 702, 704 ist
mit dem Verstärkungssteuersignal 216 gekoppelt,
welches vorzugsweise ein digitales Signal ist, das betriebsfähig ist,
die Schalter 744 zu steuern. Abhängig von dem Wert des digitalen Verstärkungssteuersignals 216 werden
verschiedene Kombinationen paralleler Widerstandsverzweigungen 744 in
das Netzwerk 702, 704 geschaltet, um einen Gesamtwiderstandswert
zu erzeugen, der die Verstärkung
der Verstärkungszelle 700 wie
oben beschrieben steuert.
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Unter
Bezugnahme wieder auf 5 kann der Gleichspannungsversatz
des Differenzialeingabepaars in der Replikverstärkungszelle 502 ausgeglichen
werden, indem den Eingaben und Ausgaben der Verstärkungszellenreplik 502 mit
Kreuzschaltern 524, 526 ein Niederfrequenztakt
hinzugefügt
wird. Der Kreuzschalter 524, 526, der in
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8 gezeigt
wird und durch zwei nicht überlappende
Takte φ1
und φ2
gesteuert wird, leitet die Differenzialeingaben entweder direkt
von "a" zu "c" und von "b" zu "d" durch oder er wechselt sie von "a" zu "d" und von "b" zu "c".
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8 zeigt
ein Schaltdiagramm 800 eines beispielhaften Kreuzschalters 524, 526 zur
Verwendung mit der in 5 gezeigten Replikverstärkungszellenschaltung 500.
Die Schaltung 800 enthält
Eingaben 810, 818, die mit "a" und "b" markiert sind, und Ausgaben 812, 820,
die mit "c" und "d" markiert sind. Die Schaltung enthält ferner
einen ersten Transistor 808, der zwischen die Eingabe 810 und
die Ausgabe 812 gekoppelt ist, einen zweiten Transistor 822,
der zwischen die Eingabe 818 und die Ausgabe 820 gekoppelt
ist, einen dritten Transistor 814, der zwischen die Eingabe 810 und
die Ausgabe 820 gekoppelt ist, und einen vierten Transistor 816,
der zwischen die Eingabe 818 und die Ausgabe 812 gekoppelt
ist. Die Gateelektroden 806, 824 der ersten und
zweiten Transistoren 808, 822 sind mit der ersten
Phase des nicht überlappenden
Taktes 522 gekoppelt und die Gateelektroden 802, 804 der
dritten und vierten Transistoren 814, 816 sind
mit der zweiten Phase des nicht überlappenden
Taktes 522 gekoppelt. Im Betrieb wird der nicht überlappende
Takt 522 gleichzeitig abwechselnd die Transistoren 808, 822 und
die Transistoren 814, 816 an- und ausschalten,
wodurch effektiv die Eingabe 810 an die Ausgabe 812 oder
die Ausgabe 820 und die Eingabe 818 an die Ausgabe 820 oder
die Ausgabe 812 angeschlossen werden. Es versteht sich,
dass es andere Möglichkeiten
zum Aufbau einer Schaltung mit ähnlicher
Kreuzschaltungsfunktionalität
gibt.
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Die
Steuerspannungen "gain_ctrl" 218 und "vcm_ctrl" 220 werden
an die Verstärkungszellen 302, 304 in
dem Steuerkreis-VGA 200 verteilt. Daher erhalten die Verstärkungs-
und Gleichtaktspannungsschleifen 504, 506 den
Spannungsverstärkungs-
und Gleichtaktspannungspegel der Verstärkungszellen 302, 304 in
dem Steuerkreis-VGA 200 trotz Variationen in der Prozesstoleranz,
Temperaturveränderungen
oder Zufuhrspannungsvariationen aufrecht.
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9 zeigt
ein Schaltdiagramm einer alternativen Ausführungsform der Verstärkungszelle 900 (314)
zur Verwendung mit der in 3 gezeigten Verstärkungszellenanordnung 300.
Die Verstärkungszelle 900 ist ähnlich der
in 4 gezeigten Verstärkungszelle 400, außer dass
eine verstärkte Gleichtaktspannungssteuerschaltung 934 bereitgestellt
ist. Die Schaltung 934 enthält eine positive Zufuhrspannung 928,
die mit einer statischen Stromquelle 914 und den Sourceelektroden
der ersten und zweiten Gleichtaktstromquellentransistoren 930, 932 gekoppelt
ist. Die Gateelektroden der Transistoren 930, 932 sind
mit dem Gleichtaktspannungssteuersignal 220 über die
Eingabe 916 gekoppelt. Die statische Stromquelle 914 ist
ferner mit den Sourceelektroden der Eingabetransistoren 902, 904 gekoppelt. Die
Quellelektroden der Transistoren 932, 934 sind mit
den Drainelektroden der Eingabetransistoren 902, 904 und
der Lastwiderstände 910, 912 gekoppelt. 10 zeigt
ein Schaltdiagramm einer alternativen Ausführungsform der Replikverstärkungszelle 1000 (502)
zur Verwendung mit der in 9 gezeigten
Verstärkungszelle 900 und
der in 5 gezeigten Replikverstärkungszellenschaltung 500.
Die Replikverstärkungszelle 1000 ist ähnlich der
in 6 gezeigten Replikverstärkungszelle 600, außer dass eine
verstärkte
Gleichtaktspannungssteuerschaltung 1046 bereitgestellt
ist. Die Schaltung 1046 enthält eine positive Zufuhrspannung 1006,
die mit einer statischen Stromquelle 1010 und den Sourceelektroden der
ersten und zweiten Gleichtaktstromquellentransistoren 1042, 1044 gekoppelt
ist. Die Gateelektroden der Transistoren 1042, 1044 sind
mit der Gleichtaktspannungssteuerschleife 504 über eine
Eingabe 1008 gekoppelt. Die statische Stromquelle 1010 ist ferner
mit den Sourceelektroden der Eingabetransistoren 1014, 1016 gekoppelt.
Die Drainelektroden der Transistoren 1042, 1044 sind
mit den Drainelektroden der Eingabetransistoren 1014, 1016 und
der Lastwiderstände 1020, 1022 gekoppelt.
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Die
Gleichtaktspannungssteuerschaltungen 934, 1046 entkoppeln
den Verstärkungsbereich
der Verstärkungszelle 900 von
dem Schweifstrom des Transistorenpaars 902, 904 von
dem Gleichtaktspannungsstrom. Die Stromquellen 914, 1010 liefern
den Schweifstrom an das Differenzialeingabetransistorenpaar 902, 904 und 1014, 1016.
Dieser Schweifstrom bestimmt die effektive Spannung-zu-Strom-Verstärkung des
Eingabetransistorenpaars 902, 904 und 1014, 1016.
Das Gleichtaktspannungssteuersignal 220 steuert nun zwei
identische Stromquellen, das heißt, Transistoren 930, 932 und
Transistoren 1042, 1044, welche variablen Strom
an die Lastwiderstände 910, 912 und 1020, 1022 liefern.
Die Gleichtaktspannung wird über
die Lastwiderstände 910, 912 und 1020, 1022 entwickelt.
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In
der oben beschriebenen Verstärkungszelle 400 und
der Replikverstärkungszelle 600 war
die Spannung-zu-Strom-Verstärkung der
Differenzialeingabetransistoren 402, 404 und 614, 616 teilweise
von dem Gleichtaktsteuerstrom abhängig. Da die Spannungsverstärkung der
Verstärkungszelle 400 von
der Spannung-zu-Strom-Verstärkung des
Differenzialtransistorenpaars 402, 404 abhängt, war
der Verstärkungsbereich
für eine
gegebene Gleichtaktspannung beschränkt, oder der Gleichtaktspannungsbereich war
für eine
gegebene Verstärkung
beschränkt.
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Der
Betrieb der Verstärkungszelle 900 und der
Replikverstärkungszelle 1000 ist
der gleiche wie der für
die in 4 gezeigte Verstärkungszelle 400 und
die in 6 gezeigte Replikverstärkungszelle 600, im
Vorstehenden eingehender beschrieben. Es sei darauf hingewiesen,
dass die in 7 gezeigten programmierbaren
Widerstandsnetzwerke 702, 704 ähnlich verwendet werden können, um
den variablen Widerstand 1002, 1004, der in 10 gezeigt
wird, zu ersetzen.
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Es
wird ein Steuerkreis-VGA 200 beschrieben, der in jeder
Anwendung verwendet werden kann, in der Spannungssignale auf bestimmte
Spannungspegel verstärkt
werden müssen,
um die nachfolgende Signalverarbeitung dieser Signale zu ermöglichen,
wie zum Beispiel Analogsignal/Datenverarbeitung, Datenumwandlungssysteme
und Datenerfassungssysteme.
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Der
offenbarte VGA 200 weist eine Steuerkreisverstärkerschaltung
mit variabler Verstärkung auf
unter Verwendung von Replikeinstellschleifen 504, 506,
um den Ausgabegleichtaktspannungspegel und die Spannungsverstärkung unabhängig voneinander
auf exakte elektrische Referenzen einzustellen. Die Spannungsverstärkung des
VGA 200 und die Gleichtaktspannung sind unempfindlich gegenüber Prozesstoleranzen,
Temperaturveränderungen
und Zufuhrspannungsvariationen. Keine der Schleifen 504, 506 behindert
außerdem
die Signalverstärkung
und die Steuerung der Gleichtaktspannung ist unabhängig von
der Steuerung der Verstärkung.
Die Verstärkung
des VGR 200 wird durch ein exaktes Widerstandsverhältnis in
der Verstärkungszellenreplik 502 definiert
und ist durch Variieren der Widerstandsverhältnisse unabhängig programmierbar.
Die Verstärkungszelle 302, 304 weist
außerdem eine
Kombination aus in Reihe geschalteten Lastwiderständen 410, 412 und
eines Lasttransistors 406, 408 auf, wodurch dem
Transistor 406, 408 ermöglicht wird, auch bei einer
großen
Signalamplitude im Triodenbereich zu bleiben.
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Der
VGA 200 ist ferner durch hohe Geschwindigkeit und große Bandbreite
gekennzeichnet, da er in dem Signalweg in den Verstärkungszellen 302, 304 keine
internen Knoten aufweist, und da er zwischen den beiden Verstärkungszellen 302, 304 nur
ein internes Schaltungsknotenpaar 306 aufweist. Der VGA 200 stellt
außerdem
in der Verstärkungseinstellschleife 506 eine
Taktaufhebung des Gleichstromversatzes der Verstärkungszellenreplik 502 bereit.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass in den Figuren auf geeignete Transistorgrößen verzichtet
wurde, die das Verhältnis
Kanalbreite-Länge
(gemessen in Mikrometern oder Mikrons) für die Transistoren, welche
die dargestellten Schaltungen bilden, spezifizieren. Es versteht
sich außerdem,
dass geeignete Verhältnisse
abhängig
von den Erfordernissen des Aufbaus und den Möglichkeiten und Beschränkungen des
bestimmten integrierten Schaltungsherstellungsprozesses für die Implementation
der Schaltung sowie der Leistungsanforderungen der spezifischen Ausführungsform
verwendet werden können.
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Daher
soll die vorangehende eingehende Beschreibung als veranschaulichend
und nicht als einschränkend
angesehen werden, und es versteht sich, dass die folgenden Ansprüche den
Schutzumfang dieser Erfindung definieren.