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TECHNISCHES
GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Funk-Sender-Empfänger und
insbesondere auf ein System und ein Verfahren für einen Zwischenfrequenz-Sender-Empfänger.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Drahtlose
Techniken haben in den letzen paar Jahren eine bedeutsame Verbesserung
erfahren. Alle Arten von Kommunikationsvorrichtungen werden jetzt
als potentielle Kandidaten für
die Installation einer Vorrichtung für drahtlose Kommunikation betrachtet.
Von Telefonen über
Computer zu kleinen tragbaren Computern wächst die Liste von drahtlosen
Vorrichtungen täglich.
Nur als ein Beispiel ermöglichen
drahtlose lokale Bluetooth-Netzwerke angeblich die Installation
von drahtlosen Vorrichtungen in allem von Schmuck bis zu großen Vorrichtungen.
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Das
Institute of Electrical and Electronic Engineers' (IEEE) hat neue drahtlose Ethernetstandards
unter 802.11 entwickelt, worin IEEE 802.11a enthalten ist, von denen
manche begonnen haben, Akzeptanz in der Industrie zu gewinnen. Ferner
hat das ,European Telecommunications Standards Institute' (ETSI) ein lokales
Hochleistungsfunknetzwerk (HiperLAN von englisch ,high performance
radio local area network')
entwickelt. HiperLAN hat eine Ausführungsform namens Hiper-LAN/2, die als direkte Konkurrenz
zu der weit verbreiteten Akzeptanz des IEEE 802.11a-Standards betrachtet
wird. Beide senden im 5 GHz-Frequenzbereich der unlizensierten nationalen
Informationsinfrastruktur (UNII von englisch 'unlicensed national information infrastructure') und haben Datenübertragungsraten
von etwa 54 Mbps und andere Gemeinsamkeiten auf der physikalischen
Ebene. Zum Beispiel verwenden beide Standards ein orthogonales Frequenzmultiplexverfahren.
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Das
bedeutet, dass die Konstruktion der Funkarchitektur in beiden Systemen
bestimmte Gemeinsamkeiten haben kann.
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Diese
Gemeinsamkeiten sind vorteilhaft, da sich auf Grund der Erhöhung der Übertragungsfrequenzen
und der Datenübertragungsraten
notwendigerweise die Komplexität
der zugrunde liegenden Funkarchitektur erhöht. Der 802.11a- und der HiperLAN-Standard
erfordern besonders komplexe Lösungen
für die
zu erfüllenden
Standards. Diese komplexen Lösungen
erhöhen
die Kosten, was wiederum mehr Zeit für das Gewinnen einer weit verbreiteten Akzeptanz
in der Industrie erfordert.
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Reguläre Sender-Empfänger-Architekturen, die
I/Q-Abwärtswandler
verwenden, verursachen Probleme beim orthogonalen Frequenzmultiplex(OFDM
von englisch, Orthogonal Frequency Division Multiplexing')-Verfahren, weil
sie I/Q-Unsymmetrie und Gleichstromversatz erzeugen, während dieses bestimmte
OFDM erfordert, dass diese Werte extrem niedrig sind, um das festgelegte
Signal-Rausch-Verhältnis (SNR
von englisch ,signal-to-noise-ratio') zu erreichen. Zwischenfrequenz(IF)-Abtastarchitekturen
lösen diese
Probleme, aber verursachen eigene Probleme, wie z.B. höhere Umwandlungsgeschwindigkeit,
die einen erhöhten
Energieverbrauch des Analog-Digital-Wandlers bewirkt, und eine höhere erforderliche
Selektivität,
um sowohl Aliasing als auch Spiegelleckage zu vermeiden. Zum Beispiel
offenbart Manetakis K et al:,SC Quadrature Mixer for IF Bandpass
Sampling' Electronics,
Circuits and Systems, 1999. Proceedings of ICECS, 99. The 6th IEEE International Conference on PAFOS,
Cyprus 5–8
Sept. 1999, Piscataway, NJ, USA, IEEE, US, 5. September 1999 (1999-09-05),
Seiten 9–12,
XP010361442 ISBN: 0-7803-5682-9 einen 90°-Phasen-Mischer für Zwischenfrequenzbandpassabtasten,
der einen einzelnen Pfad von dem Eingang zu dem Ausgang verwendet
und die gleichphasige Komponente und die 90°-Phasen-Komponente in der Zeit verschachtelt. Behbahani
F et al: ,A 2.4 GHz low-IF Receiver for Wideband WLAN in 0.6 mum
CMOS – Part
I: Architecture and Front-End Circuits' Microelectronic Engineering, Elsevier
Publishers BV., Amsterdam, NL, Band 54, Nr. 1–2, Dezember 2000 (2000–12), Seiten 63–71, XP004360492
ISSN: 0167–9317
offenbart einen voll integrierten Dual-Wandlungs-Superheterodyn- Empfänger mit
Ein-Chip-Schaltungen für
breite Spiegelfrequenzunterdrückung.
Die erforderliche höhere
Selektivität
führt normalerweise
zur Verwendung von zwei Zwischenfrequenzfiltern mit akustischer
Oberflächenwelle
(SAW von englisch ,surface acoustic wave'). Diese Filter führen jedoch zu einem erhöhten Rauschfaktor
und höheren
Kosten. Folglich besteht in der Industrie ein unerfüllter Bedarf
an einer Zwischenfrequenzabtastarchitektur, die diese Probleme umgeht.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß der Erfindung
ist eine Funkvorrichtung nach Anspruch 1 vorgesehen. Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung sind in den anhängenden
Ansprüchen
beansprucht. Diese und andere Merkmale und Vorzüge der vorliegenden Erfindung werden
aus der folgenden Beschreibung, den folgenden Zeichnungen und Ansprüchen ersichtlich.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung kann besser mit Bezug auf die folgenden Zeichnungen verstanden
werden. Die Komponenten in den Zeichnungen sind nicht unbedingt
maßstabsgetreu,
dafür wird
der Schwerpunkt darauf gelegt, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung
klar darzustellen. Außerdem
bezeichnen in den Zeichnungen ähnliche
Bezugszahlen entsprechende Teile überall in den verschiedenen
Ansichten.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm einer Funkvorrichtung, in der sich der Sender-Empfänger der vorliegenden
Erfindung befindet.
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2 zeigt
einen Graphen, der die Signalstärkeanforderungen
des IEEE 802.11a- und
des HiperLAN-Standards darstellt.
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3 zeigt
einen Graphen, der die Übertragungsfunktion
eines in Funkkonstruktionen verwendeten Zwischenfrequenz-SAW-Filters
darstellt.
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4 zeigt
einen Graphen, der die Signalstärkeanforderungen
des IEEE 802.11a- und
des HiperLAN-Standards nach der Berücksichtigung der Anwendung
der Zwischenfrequenz-SAW-Filter darstellt.
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5 zeigt
ein schematisches Diagramm des Funkempfängers der vorliegenden Erfindung.
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6 zeigt
einen Graphen, der die Übertragungsfunktion
eines in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendeten komplexen
Domänenfilters
darstellt.
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7 zeigt
ein schematisches Diagramm der vorliegenden Erfindung mit reduzierter
Komplexität.
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8 zeigt
ein schematisches Diagramm der Funkvorrichtung der vorliegenden
Erfindung, die einen Sender aufweist, der in Übereinstimmung mit dem Empfänger der
vorherigen Figuren arbeitet.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Die
bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung werden jetzt nachstehend mit Bezug auf die begleitenden
Zeichnungen vollständiger
beschrieben, in denen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
gezeigt werden. Die Erfindung kann jedoch in vielen verschiedenen
Formen ausgeführt
werden und sollte nicht als auf die hierin dargelegten Ausführungsformen
beschränkt
ausgelegt werden; diese Ausführungsformen
sind vielmehr vorgesehen, damit diese Offenbarung gründlich und
vollständig
ist und der Umfang der Erfindung dem Fachmann vollständig vermittelt
wird. Ferner sind alle hierin gegebenen „Beispiele" nicht einschränkend gemeint.
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Die
vorliegende Erfindung ist besonders für die Verwendung in Verbindung
mit entweder dem 802.11 a-Standard des ,Institute of Electrical
and Electronic Engineers' (IEEE)
für drahtlose
Kommunikation oder dem lokalen Hochleistungsfunknetzwerk(HiperLAN)/2-Standard
des ,European Telecommunications Standards Institute' (ETSI) geeignet.
Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung mit
diesen Standards beschränkt
und kann so modifiziert werden, dass sie für andere Verwendungen geeignet
ist, wie vom Fachmann angesichts der vorliegenden Offenbarung zu
verstehen sein wird. Beide Standards konkurrieren momentan um die
Akzeptanz der Industrie und der Verbraucher. Somit ist eine kostengünstige Lösung für den Bedarf
für die
Funkarchitektur beider Standards die effizienteste Lösung für das Problem.
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Beide
Systeme arbeiten in Funkfrequenzbändern im Bereich von 5,1 GHz
bis 5,9 GHz. Jedes Band innerhalb dieses Bereichs hat acht separate Kanäle, wobei
jeder Kanal mit den Kanälen
auf beiden Seiten leicht überlappt.
Diese Kanäle
auf beiden Seiten werden als "benachbarte
Kanäle" bezeichnet. Der
HiperLAN/2-Standard hat strengere Richtlinien für die Unterdrückung der
benachbarten Kanäle
als der IEEE 802.11a-Standard. Folglich wurde die vorliegende Erfindung
bei ihrer Gestaltung so ausgelegt, dass sie die von dem HiperLAN/2-
Standard geforderten höheren
Anforderungen an das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erfüllt, was
ihr natürlich ermöglicht,
die weniger strengen SNR-Anforderungen des IEEE 802.11-Standards zu erfüllen.
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Jeder
Kanal ist etwa 17 MHz breit, hat einen Frequenzabstand von etwa
20 MHz und ist aus 52 Schmalbandträgern gebildet, die etwa 300
kHz breit sind. Jeder der Schmalbandträger arbeitet mit einem Spreizspektrumprotokoll
in Direktsequenz. Diese Schmalbandträger verwenden ein kodiertes
orthogonales Frequenzmulitplex-Schema (COFDM von englisch ,coded
orthogonal frequency division mulitplexing scheme'), um die gesendeten
Daten zu kodieren. Alle Schmalbandträger werden so verwendet, dass
das System eine Anzahl von Datensignalen parallel senden kann. Wie
der Fachmann erkennen wird, kann die parallele Übertragung von Daten viel schneller
erfolgen als die Übertragung
der Daten nacheinander.
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Übliche Architekturen,
die für
diese drahtlosen Systeme verwendet werden, verwenden einen I/Q-Abwärtswandler.
Das verursacht jedoch Probleme bezüglich des OFDM-Funks. In diesen
Funkvorrichtungen muss das SNR nach einer Analog-in- Digital(AD)-Umwandlung
in der Größenordnung
von etwa 30 dB oder größer sein.
Diese Anforderung erfordert wegen der beteiligten Hochfrequenzsignale, dass
sowohl die I/Q-Unsymmetrie- als auch die Gleichstromversatz-Werte
in der Funkvorrichtung äußerst niedrig
sind. Die einzige Art, dieses Problem zu lösen, ist die Verwendung von
komplexen Ausgleichsalgorithmen. Diese komplexen Ausgleichsalgorithmen
erhöhen
wiederum die Kosten der Funkvorrichtung.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung digitalisiert eine Zwischenfrequenzabtastarchitektur generell
das Zwischenfrequenzsignal mit einem AD-Wandler, der mit einer Rate
getaktet ist, die viermal höher
ist als seine Mittenfrequenz. Die Architektur der vorliegenden Erfindung
löst beide
oben genannten Probleme, da in der Herangehensweise der vorliegenden
Erfindung kein Gleichstromversatz vorhanden ist und die erforderliche
I/Q-Unsymmetrie durch das digitale Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals
ins Basisband erreicht wird.
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Beim
Abtasten mit einer Rate, die viermal so hoch ist wie die Mittenfrequenz,
ist das Herstellen der digitalen Umwandlung in das Basisband sehr
kostengünstig.
Das Takten des AD-Wandlers mit dieser Rate führt jedoch normalerweise zu
einem höheren Energieverbrauch.
Außerdem
wird eine höhere
Selektivität
in den Filterschritten angewendet, um sowohl Aliasieren als auch
Spiegelleckage zu verhindern. Die erforderliche höhere Selektivität führt sehr häufig zu
der Verwendung von zwei Zwischenfrequenzfiltern mit akustischer
Oberflächenwelle (SAW).
Diese Typen von Systemen erfordern normalerweise auch ein "superheterodynes" vorderes Ende, um
das eingehende Signal im 5–6
GHz-Bereich in eine erste Zwi schenfrequenz von etwa 1,5 GHz umzuwandeln.
Die Verwendung des zusätzlichen SAW-Filters
schafft jedoch normalerweise mehr Selektivität als für den Empfang des Signals notwendig ist.
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Bei
der Verwendung der Zwischenfrequenzabtastarchitektur der vorliegenden
Erfindung wird das erste Zwischenfrequenzsignal in eine zweite Zwischenfrequenz
abwärtsgewandelt.
Die zweite Zwischenfrequenz ist eine Konstruktionswahl. Wie bei jeder
Wahl muss es einen Kompromiss geben. Hier ist das der Kompromiss
zwischen der Leistung und der erforderlichen Selektivität. Wie vorhergehend
erwähnt,
ist gemäß dieser
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die Abtastrate vorzugsweise viermal so
hoch wie die zweite Zwischenfrequenz, um eine digitale Abwärtswandlung
mit hoher Qualität
zu schaffen. Die Erhöhung
der zweiten Zwischenfrequenz erfordert eine höhere Abtastrate, was den Energieverbrauch
erhöhen
könnte.
Alternativ könnte das
Senken der zweiten Zwischenfrequenz die Spiegel- und Alias-Frequenzen
näher an
das gewollte Signal bringen, wodurch die erforderliche Selektivität der Filtervorrichtungen
erhöht
würde.
Die vorliegende Erfindung wägt
diese Kompromisse ab, um die Leistung und den Energieverbrauch zu
optimieren. Eine mögliche
Lösung
bestünde
darin, das Signal auf einer höheren
zweiten Zwischenfrequenz unterabzutasten. Das wirft jedoch das Problem
der Rauschfaltung auf, wobei der Rauschfaktor zunimmt. Die Herangehensweise
an diese Probleme, um eine optimale Lösung zu erreichen, wird jetzt
in Bezug auf beispielhafte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 1 ein Blockdiagramm der Funkarchitektur
gezeigt, in der sich die vorliegende Erfindung befindet. Drahtlose
Netzwerke kommunizieren von verschiedenen Endpunkten mit einem anderen
Endpunkt, der typischerweise mit einem Netzwerk festverdrahtet ist.
Jeder dieser drahtlosen Endpunkte hat eine Funkvorrichtung 101 in
den Endpunkt installiert, um ihm die Kommunikation mit sämtlichen
anderen Vorrichtungen in dem Netzwerk zu ermöglichen. Die Funkvorrichtung
kommuniziert mit anderen Funkvorrichtungen in dem Netz werk über Radiofrequenzsignale,
die über
eine Antenne 102 empfangen und gesendet werden. In dieser
Ausführungsform
ist die Funkvorrichtung für
die Industriestandards IEEE 802.11a und HiperLAN/2 ausgelegt, die
beide in etwa in dem 5,1–5,9
GHz- Bereich arbeiten. Für
einen effektiveren Betrieb wird ein eingehendes Radiosignal zuerst
mit einem superheterodynen vorderen Ende 103 in eine Zwischenfrequenz abwärtsgewandelt.
Wenn das eingehende Radiofrequenzsignal nicht abwärtsgewandelt
würde,
würde der
Betrieb des Systems wegen der relativ hohen Taktfrequenz, die erforderlich
wäre, eine
große
Energiemenge erfordern. Wieder sollte der Fachmann verstehen, dass
die hierin beschriebenen Betriebsfrequenzen nur Beispiele für mögliche Betriebsumgebungen
sind, in denen die vorliegende Erfindung angewendet werden kann,
und dass es andere Umgebungen gibt, in denen die vorliegende Erfindung
angewendet werden kann, ohne von den hierin enthaltenen Lehren abzuweichen.
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Nach
dem Abwärtswandeln
verwendet die vorliegende Erfindung eine Zwischenfrequenzabtastarchitektur 104.
Das soll die anderen benachbarten Kanäle und die Alias- und Spiegelkanäle herausfiltern,
die sich aus der Modulation des Signals ergeben. Wahlweise kann
eine I/Q-Abtast-Architektur 105 hinzugefügt werden.
Dies schafft eine zusätzliche Selektivität durch
das leichte Verstärken
des erwünschten
Signals, während
einige der unerwünschten
Signale unterdrückt
werden. Das Signal wird auch in Stufe 105 vor der Basisbandumwandlung
und einer abschließenden
Filterung 106 der unerwünschten
Oberschwingungen digitalisiert, woraus ein empfangenes Signal (Rx) 107 entsteht.
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Auf
der Sendeseite existiert etwas, was einem Spiegelbild des Empfängers nahe
kommt. Das gesendete Signal (Tx) 108 wird zuerst gefiltert
und von dem Basisbandsignal in eine zweite Zwischenfrequenz moduliert
und dann von der Schaltung 109 von einem digitalen in ein
analoges Signal umgewandelt. Das Signal wird dann von der Modulationsverschaltung 110 in
eine erste Zwischenfrequenz moduliert. Das Signal wird dann auf
der ersten Zwischenfrequenz von der Verstärkungs-/Filterverschaltung 111 verstärkt und
gefiltert. Zuletzt wird das Signal von der Schaltung 112 auf
die Sendefrequenz hochmoduliert, gefiltert und auf Sendeleistung
verstärkt.
Das Signal wird dann an einen anderen Endpunkt gesendet, der mit
einer ähnlichen
Funkvorrichtung aktiviert wird, um über Radiofrequenzsignale zu
kommunizieren. Der Fokus der vorliegenden Erfindung liegt auf dem
Empfängerteil 113 des
Sender-Empfängers.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 2 eine Darstellung der Signalstärke bei
den das erwünschte
Signal umgebenden Frequenzen gezeigt. Wie zu sehen ist, ist das
erwünschte
Signal 200 bei der lokalen Oszillatorfrequenz (LO) plus
15 MHz. Diese Frequenz wurde gemäß der Frequenzantwort
eines Zwischenfrequenz-SAW-Filters gewählt. Generell zeigen die für diese
Implementierung verwendeten SAW-Filter eine
flache Frequenzantwort für
Signale von etwa 20–30
MHz an jeder Seite der Mittenfrequenz. Ein Fachmann sollte jedoch
verstehen, dass in Übereinstimmung
mit den vorherigen Absätzen
diese Frequenz entsprechend Konstruktionspräferenzen gewählt wird
und folglich entsprechend der Präferenzen und
der Verwendung stark variieren könnte.
Die Signalstärke
der benachbarten Kanäle 201, 202 wird
bei +21 dB gezeigt, da gemäß dem Standard
die benachbarten Kanäle 201, 202 bis
zu 21 dB stärker
sein können
als die Stärke
des erwünschten
Signals 200. Da das erforderliche SNR für das erwünschte Signal 200 30
dB ist, bedeutet dies, dass es mindestens 51 dB Unterdrückung bei
den benachbarten Kanälen 201, 202 geben
muss. Auf ähnliche
Weise sind die anderen Kanäle 203, 204 bei
+40 dB gezeigt und ist deshalb die erforderliche Frequenzunterdrückung für die anderen
Kanäle 203, 204 70
dB. Bezüglich
der gezeigten Spiegel- und Alias-Antworten wird angenommen, dass
die Hälfte
der Leistung der anderen Kanäle
die Spiegel- und Aliaskanäle
durchläuft,
was einem Verlust von 3 dB gleichkommt, was bedeutet, dass die Spiegel-
und Aliaskanäle
im Verhältnis
zu dem erwünschten
Signal bei +37 dB sind. Das System erfordert wiederum, dass das
SNR des erwünschten
Signals mindestens 30 dB ist, so dass die erforderliche Selektivität bei diesen
Kanälen
67 dB ist.
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Durch
genaues Beobachten der Übertragungsfunktion
in 3 des in der ersten Stufe angewendeten Zwischenfrequenz-SAW-Filters
kann die bei relevanten Frequenzen erreichte Unterdrückung bestimmt
werden. Unter Annahme einer geeigneten Mittenfrequenz (in dem 1,5
GHz-Bereich für
diese Ausführungsform)
sieht der untere andere Kanal 56 dB Dämpfung, sieht der untere Spiegelkanal
44 dB Dämpfung,
sieht der untere benachbarte Kanal 15,7 dB Dämpfung, sieht der obere benachbarte
Kanal 16,5 dB Dämpfung,
sieht der obere Aliaskanal 44 dB Dämpfung und sieht der obere
andere Kanal 41,7 dB Dämpfung.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 4 die Signalstärke auf
den verschiedenen Kanälen
in Bezug auf das erwünschte
Signal 400 nach der Anwendung des Zwischenfrequenz-SAW-Filters
gezeigt. Wie gezeigt wird, sind der untere benachbarte Kanal 401 und
der obere benachbarte Kanal 402 jetzt 5 dB stärker als das
erwünschte
Signal 400. Ferner ist der untere andere Kanal 403 jetzt
15 dB schwächer
als das erwünschte
Signal 400, während
der obere andere Kanal 404 1 dB schwächer ist als das erwünschte Signal.
In Bezug auf die Spiegel 405- und Alias-Antwort 406-Komponenten des Signals
haben diese 44 dB Dämpfung
gesehen, so dass 23 Dezibel mehr Dämpfung notwendig sind, um diese
auf die erforderlichen Pegel zu unterdrücken. Bezüglich der anderen und benachbarten
Kanäle
(sowohl der unteren als auch der oberen) ist es auch erforderlich,
jedes dieser Signale im Verhältnis
zu dem erwünschten
Signal auf –30
dB zu unterdrücken.
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Um
das zweite Zwischenfrequenz-SAW-Filter zu vermeiden, ist eine andere
Art der Schaffung der erforderlichen Selektivität notwendig, um die erforderliche
Selektivität
bei den festgelegten Frequenzen zu schaffen. Aktive Bandpassfilter
rauschen stark und sind bei hohen Zwischenfrequenzen schwierig zu
implementieren und die Anwendung des erforderlichen LC-Filters würde die
Anzahl von externen Komponenten drastisch erhöhen. Folglich besteht eine
Art der Vermeidung der Anwendung eines zweiten Zwischenfrequenz-SAW-Filters
darin, die erforderliche Selektivität bei der zweiten Zwischenfrequenz
hinzuzufügen.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 5 ein schematisches Diagramm
einer Ausführungsform
des Funkempfängerteils 113 gezeigt.
Wie in 1 gezeigt, ist die Lösung in der vorliegenden Ausführungsform
die Anwendung einer I/Q-Niedrig-Zwischenfrequenz-Stufe und einer
I/Q-Abtastarchitektur. I/Q-Abtasteinrichtung bedeutet, dass das
Paar Signale (gleichphasige Komponenten und 90°-Phasenkomponenten des Eingangssignals)
mit einer Frequenz abgetastet wird, die viermal so hoch ist wie
ihre Mittenfrequenz. Eines der Signale wird dann um eine Periode
verzögert,
bevor die Signale addiert werden. Die I/Q-Abtaststufe schafft etwas
zusätzliches
Filtern für
sowohl die benachbarten Kanäle
als auch den Spiegelkanal. Außerdem
verwendet das System, anstatt das zweite Zwischenfrequenz-SAW-Filter
zu verwenden, ein komplexes Domänenfilter 515,
das einen Bruchteil von dem kostet, was ein Zwischenfrequenz-SAW-Filter
kostet, und leicht integriert werden kann. Folglich ist das zweite
Zwischenfrequenz-SAW-Filter ineffizient und unnötig und wird deshalb nicht
verwendet.
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Wie
in 5 zu sehen ist, geht das System von der Verfügbarkeit
eines superheterodynen vorderen Endes 103 (1)
aus, das das 5–6
GHz-Signal in eine erste Zwischenfrequenz von 1,5 GHz abwärtswandelt.
Auf der Grundlage dieser Annahme wendet die erste Stufe in dem Empfänger ein
Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 auf das Eingangssignal 500 an.
Wie obenstehend erörtert,
schafft das Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 eine ausgezeichnete Übertragungsfunktion
mit einem engen Bandpass und einer steilen Selektivität außerhalb
des Bandpassbereichs. Zum Beispiel ist der enge Bandpass dieses
Filters im Bereich von 30–40
MHz, während
die steile Selektivität
des Filters darin in Beziehung zu dem engen Bandpass steht, dass
sie einen exakteren Bereich bezüglich
der Bandpasskennlinie des Filters schafft. Die Begriffe enger Bandpass
und steile Selektivität
sind relative Begriffe, die in ihrer Beziehung zu den meisten aktiven
Filtern mit einer Bandpasskennlinie definiert sind. In dieser Ausführungsform
muss der Bandpassbereich wegen der großen Nähe der Kanäle so selektiv sein. In anderen Ausführungsformen,
die anderen Kommunikationsstandards entsprechen, können die
Kanäle
jedoch nicht in einer solch großen
Nähe sein
und kann ein weniger steiles Bandpassfilter die erforderliche Selektivität für die Eingabe
in die Zwischenfrequenzabtastarchitektur schaffen. Nachdem das Eingangssignal
von dem Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 gefiltert wurde,
wird das Signal durch einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung 510 geführt. Diese
Verstärkungsstufe 510 stellt
sicher, dass das Signal, das den späteren Stufen zugeführt wird,
ein Signal mit einer relativ konstanten Amplitude ist.
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Die
obenstehend behandelte erforderliche Unterdrückung kann von analogem und
digitalem Filtern im Basisband erreicht werden. Die Probleme mit den
Spiegel- und Alias-Kanälen
werden jedoch nicht in Angriff genommen, wenn das Filtern im Basisband ausgeführt wird.
Beim Abwärtswandeln
des Signals ins Basisband verschiebt die Modulation den Spiegelkanal
in das erwünschte
Signal. Da die Modulation die Bewegung des Spiegelkanals in das
erwünschte Signal
bewirkt, sollte der Spiegelkanal vor dem Abtasten des Basisbands
so weit wie möglich
entfernt werden. Angenommen, dass die Hälfte der Leistung der anderen
Kanäle
zu dem Spiegelkanal durchläuft, wird
die Spiegelsignalstärke
37 dB, da die Hälfte
der Leistung –3
dB auf der Dezibelskala entspricht. Folglich erfordert das Entfernen
des Spiegelkanals eine Selektivität von 67 dB bei 30 MHz von
dem anderen Kanal. Es sollte jedoch wieder vom Fachmann zu verstehen
sein, dass diese Dezibelwerte von den Spezifikationen des HiperLAN/2-
und des 802.11a-Standards
geschaffen werden und dass die Erfindung nicht auf diese Standards
beschränkt
ist.
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Um
diese Anforderungen hier zu erfüllen, wandelt
diese Ausführungsform
das Signal vor der zweiten Filterstufe auf eine zweite Zwischenfrequenz abwärts, wie
oben mit Bezug auf 2 erläutert. Wie obenstehend aufgezeigt,
wird in der Zwischenfrequenzabtastarchitektur der vorliegenden Erfindung eine
zweite Zwischenfrequenz gewählt.
Für diese Ausführungsform
wurde 15 MHz als die zweite Zwischenfrequenz gewählt. Bei der gewählten Frequenz kann
ein reguläres
aktives komplexes Domänenfilter 515 angewandt
werden.
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Beim
Abwärtswandeln
der Signale in diese zweite Zwischenfrequenz werden zwei Multiplikatoren 520, 525 angewendet,
wobei die Ausgabe des Verstärkers 510 einen
Eingang jedes der Multiplikatoren 520, 525 speist
und wobei ein Signal eines lokalen Oszillators 530 den
anderen Eingang jedes der Multiplikatoren 520, 525 speist.
Der erste Multiplikator 520 wandelt die Ausgabe des Verstärkers 510 in eine
gleichphasige Komponente des Eingangssignals um, während der
zweite Multiplikator 525 die Ausgabe des Verstärkers 510 in
eine 90°-Phasenkomponente
umwandelt. Als nächstes
wird ein Filter 515 angewandt, um die erforderliche Selektivität bei der
zweiten Zwischenfrequenz zu addieren. Das komplexe Domänenfilter 515 muss
in der Lage sein, das erwünschte
Signal durchzulassen, während
es die Spiegel- und Alias-Signale in dem erforderlichen Ausmaß unterdrückt. Beschränkungen
in der Verwendung von komplexen Domänenfiltern 515 liegen am
häufigsten
in dem erforderlichen Q-Faktor und in der Maximalspiegelunterdrückung, die
von dem Filter 515 erreicht werden können, was von der I/Q-Symmetrierung
in dem Filter 515 gegeben ist. Der für die vorliegende Anwendung
erforderliche Q-Faktor ist jedoch ziemlich sinnvoll, da die Kanalbandbreite
bei 17 MHz mit einer Mittenfrequenz von 15 MHz gewählt werden
kann.
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Abweichungen
vor der Erzeugung von einem lokalen Oszillatorsignal 530 und
der Modulation von den Multiplikatoren 520, 515 können Leckage
von dem Spiegelband zu dem erwünschten
zweiten Zwischenfrequenzsignal bewirken. Sobald eine solche Leckage
auftritt, ist sie schwierig rückgängig zu
machen. Deshalb ist es wichtig, zu versuchen, die Leckage zu entfernen,
bevor sie sich zu der nächsten Modulation
ausbreitet. Die Wichtigkeit der Behebung der Leckage nimmt jedoch
entsprechend der Stufe der Vorrichtung ab. Wenn das Spiegelsignal
in der ersten Stufe der Vorrichtung hochgradig gedämpft wird,
gibt es per Definition weniger Signalleckage zu dem erwünschten
Signal in den späteren
Stufen.
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Beachtet
man, dass das erste Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 die
Spiegelfrequenz schon um etwa 44 dB gedämpft hat, wird es offensichtlich,
dass durch das Überwachen
der SNR-Anforderungen die Dämpfung
in der Nachbarschaft von 23 dB sein sollte. Ferner kann ein komplexes
Domänenfilter 515 eine
Unterdrückung
in der Nachbarschaft von 25 bis 30 dB sinnvoll schaffen. Folglich
kann der Spiegelkanal durch das Filtern eines komplexen Domänenfilters 515 bei
der zweiten Zwischenfrequenz auf das erforderliche Ausmaß reduziert
werden.
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Jetzt
ist mit Bezug auf 6 die Übertragungsfunktion des komplexen
Domänenfilters
(ein Butterworth-Filter dritter Ordnung) zu sehen. Bezüglich der Übertragungsfunktion
des in 5 gezeigten Filters sollte beachtet werden, dass
die Mittenfrequenz 15 MHz ist und die Bandbreite 17 MHz ist. Ebenfalls
gezeigt ist eine Leckagekurve, die den Leistungsbetrag anzeigt,
der auf den Kanal an der gegenüberliegenden
Seite der Frequenzachse (d.h. bei –15 MHz Mittenfrequenz) leckt.
Diese Leckage nimmt an, dass die gleichphasigen Signale und die 90°-Phasien-Signale
eine Amplitudenabweichung von +/– 2% in Bezug zueinander haben.
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Wieder
mit Bezug auf 5 wurde eine I/Q-Abtastarchitektur 535 angewendet,
um eine zusätzliche
Selektivität
bei den Spiegel- und Aliaskanälen
zu erhalten. Wie obenstehend erörtert,
arbeitet der I/Q-Abtaster durch das Abtasten 540 des Signals mit
der vierfachen zweiten Zwischenfrequenz oder 60 MHz, wie von dem
Taktgeber 545 angezeigt. Ein Verzögerungselement 550 verzögert dann
eine Komponente des Signals für
eine Taktgeberperiode. Nach dem Verzögern des Signals addiert ein
Addierer 555 dann die zwei Komponentensignale wieder. Zuletzt wird
nach dem Addieren der Komponentensignale die Summe unter Verwendung
eines Analog-Digital-Wandlers (ADC von englisch ,analog-to-digital-converter') 560 quantisiert.
Der ADC 560 wird unter Verwendung von dem gleichen 60 MHz-Taktgeber 545 getaktet,
der für
das Abtasten 540 verwendet wurde. Die von der Schaltung 535 ausgeführte I/Q-Abtastoperation
bringt ein Ergebnis, wobei das erwünschte Signal von der I/Q-Kombination
verstärkt wird,
während
es eine Dämpfung
vom Kerbtyp für
die Aliasfrequenz schafft. Zuletzt addiert der I/Q-Abtaster über die
Spiegelkanalfrequenzen etwa 11,5 dB Selektivität zu dem System, während er
zu den benachbarten Kanälen
5 dB Dämpfung
addiert.
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Nach
der Digitalisierung des Signals kann es von den Multiplikatoren 565, 570 ins
Basisband umgewandelt werden. Das Basisbandsignal wird durch das
Multiplizieren der Ausgabe des ADCs 560 mit einer Reihung
von Koeffizienten abgeleitet. Für
die gleichphasige Umwandlung ins Basisband wird das Digitalsignal
mit der Reihung 0, 1, 0, –1,
von dem Multiplikator 565 multipliziert, während die
90°-Phasen-Umwandlung
ins Basisband 570 durch das Multiplizieren des Digitalsignals
mit 1, 0, –1,
0, unter Verwendung des Multiplikators 570 gegeben wird.
Jedes dieser Basisbandsignale wird dann von einem Filter mit begrenztem
Impulsansprechverhalten 575, 580 gefiltert, um
jegliches verbleibende Rauschen zu entfernen.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 7 eine Ausführungsform des Funkempfängers der
vorliegenden Erfindung mit reduzierter Komplexität gezeigt. Diese Lösung opfert
eine gewisse Leistungsqualität
für eine effizientere
Lösung
bezüglich
der Kosten. Wie in 7 zu sehen ist, entfernt die
Lösung
das Verzögerungselement 550 und
das Abtastelement 540 nach dem in 5 gezeigten
komplexen Domänenfilter 515.
Stattdessen werden die gleichphasigen Signale und die 90°-Phasen-Signale
von dem Addierer 555 ohne die Phasenverschiebung addiert.
Da die 90°-Phasen-Signale und die gleichphasigen
Signale nicht länger
effizient kombiniert werden, gibt es weniger Verstärkung des
Signals, was zu einem schwächeren
erwünschten
Signal führt.
Außerdem
wird keine Kerbwirkung gewonnen, so dass die zusätzliche Dämpfung von 5 dB bei dem benachbarten
Kanal und 11 dB bei dem Spiegelkanal kein Teil des Systems mehr
ist. Folglich werden Filter 575, 580 mit begrenztem
Impulsansprechverhalten einer hohen Ordnung verwendet. Jedoch können stattdessen
andere Filter, die eine ähnliche
Kennlinie schaffen, in der letzten Stufe verwendet werden, die der
Umwandlung ins Basisband folgt.
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Jetzt
wird mit Bezug auf 8 ein schematisches Diagramm
des Sender-Empfängers
der vorliegenden Funkarchitektur gezeigt. Bezüglich des oberen Pfads des
Signals wird die Implementierung der Empfängerarchitektur mit reduzierter Komplexität gezeigt,
die das Umwandlungselement am vorderen Ende 820 aufweist,
das das eingehende Radiofrequenzsignal in die erste Zwischenfrequenz
umwandelt. Das Signal wird zuerst durch die Antenne 800 empfangen
und durchläuft
ein Anfangsbandpassfilter 805. Ein Schalter wird gezeigt,
um die verschiedenen Eingangs- und Ausgangspfade des Radiosignals darzustellen.
Auf der Eingangsseite durchläuft
das Signal einen rauscharmen Verstärker 810 und ein zweites
Bandpassfilter 815, bevor es von dem Modulator 820 durch
das Multiplizieren des Eingangssignals mit einem ersten lokalen
Oszillatorsignal moduliert wird, um das Signal in die erste Zwischenfrequenz
1,5 GHz umzuwandeln. Das Signal durchläuft dann das einzige Zwischenfrequenz-SAW-Filter 505 und
einen Verstärker
mit automatischer Verstärkungssteuerung
(AGC von englisch, automatic gain control') 510, bevor es von dem Wandler 520, 525 in die
zweite Zwischenfrequenz umgewandelt wird, die sowohl 90°-Phasen-Komponenten
als auch gleichphasige Komponenten umfasst. Die Umwandlung wird
durch das Multiplizieren der Ausgabe des AGCs mit dem Multiplikator 520, 525 mit
einem Generator eines zweiten lokalen Oszillatorsignals 530 ausgeführt. Auf
der zweiten Zwischenfrequenz durchlaufen sowohl 90°-Phasen-Komponenten
als auch gleichphasige Komponenten ein komplexes Domänenfilter 515.
Die Ausgaben, gleichphasige Komponenten und 90°-Phasen-Komponenten, des komplexen
Domänenfilters 515 werden
dann von dem Addierer 555 summiert und von dem ADC 560 digitalisiert.
Das Signal wird dann ins Basisband von den Wandlern 565, 570 umgewandelt,
die die Signale mit den Reihen 0, 1, 0, –1 und 1, 0, –1, 0 multiplizieren,
um eine gleichphasige Darstellung bzw. eine 90°-Phasen-Darstellung zu erhalten.
Die Signale werden dann in einem Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten 575, 580 gefiltert
und in einen Daten-Slicer gespeist, wo die in dem Signal enthaltene
Information abgerufen wird.
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Bezüglich des
unteren Pfades des Sender-Empfängers
wird der Sender gezeigt. Der Sender kommt einem Spiegelbild des
Empfängers
ohne die komplexeren Filtervorrichtungen nahe. Zuerst wird das Signal
in den Sender-Empfänger
im Basisband übertragen.
Dann durchläuft
das Basisbandsignal vor der Umwandlung von dem Basisband in die zweite
Zwischenfrequenz durch die Wandler 840, 845 ein
Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten 830, 835.
Die Umwandlung durch die Wandler 840, 845 in die
zweite Zwischenfrequenz wird durch das Multiplizieren der gleichphasigen
Komponente und der 90°-Pasen-Komponente
des Signals durch die Serie, die 0, 1, 0, –1 bzw. 1, 0, –1, 0 aufweist,
ausgeführt.
Das Signal wird dann kombiniert und von einem D/A-Wandler (DAC) 850 für die Übertragung
in ein analoges Signal umgewandelt. Das Analogsignal wird dann von
dem Wandler 855 durch die Multiplikation mit dem Signal
des zweiten lokalen Oszillators 530 in die erste Zwischenfrequenz
umgewandelt. Das Signal wird dann von dem Verstärker 860 verstärkt, durch
ein Ausgangs-SAW-Filter 865 gespeist und von dem Wandler 870 in
die Übertragungsfrequenz
umgewandelt. Auf der Übertragungsfrequenz durchläuft das
Signal ein Bandpassfilter 875. Das Signal durchläuft schließlich vor
der Übertragung
einen Leistungsverstärker 880.
Der Leistungsverstärker 880 kann
bis zur Sättigung
verstärken,
um die größtmögliche Übertragungsleistung
aus dem Sender heraus zu bekommen. Bei der Übertragung ist der Schalter
auf dem unteren Pfad und durchläuft
das Signal ein letztes Bandpassfilter 805, bevor es gesendet
wird.
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Es
sollte hervorgehoben werden, dass die oben beschriebenen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung, besonders sämtliche "bevorzugte" Ausführungsformen, nur mögliche Beispiele
von Implementierungen sind, die nur für ein klares Verständnis der
Prinzipien der Erfindung dargelegt werden. Viele Variationen und
Modifizierungen können bezüglich der
oben beschriebenen Ausführungsformen
der Erfindung gemacht werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.
Alle derartigen Modifizierungen und Variationen sollen hierin in
den Umfang dieser Offenbarung und der vorliegenden Erfindung einbezogen
werden.