DE60209301T2

DE60209301T2 - Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung für eine elektronische Vorrichtung mit niedriger Leistung

Info

Publication number: DE60209301T2
Application number: DE60209301T
Authority: DE
Inventors: David Ruffieux
Original assignee: CSEM Centre Suisse dElectronique et de Microtechnique SA Recherche et Développement
Current assignee: CSEM Centre Suisse dElectronique et de Microtechnique SA Recherche et Développement
Priority date: 2002-11-28
Filing date: 2002-11-28
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2022-11-29
Also published as: US20040104782A1; EP1424776A1; US6943637B2; EP1424776B1; DE60209301D1

Description

Die Erfindung betrifft eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, insbesondere für eine elektronische Niedrigleistungsvorrichtung, wie ein tragbares Telefon oder eine Uhr. Die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung kann Teil eines Frequenzaufbereitungsteils sein. Sie umfaßt insbesondere eine Resonanzschaltung, die aus einem in Abhängigkeit von einer Spannung veränderbaren kapazitiven Element und wenigstens einer Induktivität, die mit einem Paar kreuzgekoppelter Transistoren verbunden ist, das Verluste der Resonanzschaltung zu kompensieren erlaubt, gebildet wird.
Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltungen, die man mit VCO (Voltage Controlled Oscillator in englischer Terminologie) bezeichnet, erzeugen vor allem Signale mit hoher Frequenz. Die Frequenz dieser hochfrequenten Signale hängt im wesentlichen von dem kapazitiven Wert einer Resonanzschaltung ab. Dieser kapazitive Wert wird in Abhängigkeit von einer Steuerspannung verändert, die an einen in englischer Terminologie als Varactor bezeichneten variablen Kondensator anlegbar ist. Im Falle einer Verwendung in einem Frequenzaufbereitungsteil kommt die gefilterte Steuerspannung von einem Phasendetektor eines Phasenregelkreises.
Man findet diese Oszillatorschaltungen beispielsweise in tragbaren Telekommunikationsapparaten für die Übermittlung von Information über eine Trägerfrequenz, die zwischen einigen Hunderten MHz bis einigen GHz liegen kann. Die Oszillatorschaltungen können ebenfalls für Demodulationsprozesse in Empfängern von beispielsweise Radiofrequenzsignalen verwendet werden.
Da tragbare Objekte oder Apparate mit Oszillatorschaltungen bestückt sein können, die eine Zelle oder einen Akkumulator kleiner Größe aufweisen, ist es häufig notwendig, ihren elektrischen Verbrauch zu reduzieren sowie ihre Versorgungsspannung.
In herkömmlichen Oszillatorschaltungen ist es häufig notwendig, einen Vorspannungsstrom von einem Paar von ausreichend großen Transistoren vorzusehen, um einem Phasenrauschen und einem schlechteren Qualitätsfaktor der Resonanzschaltung Rechnung zu tragen. Das bedeutet einen beträchtlichen elektrischen Verbrauch, der ein Nachteil ist.
Mehrere andere Ausführungsarten von Oszillatorschaltungen sind ebenfalls vorgeschlagen worden, um den Stromverbrauch zu begrenzen. Die Oszillatorschaltung kann beispielsweise einen Amplitudenregelkreis umfassen, um den notwendigen Strom zur Aufrechterhaltung einer ausreichenden Schwingungsamplitude zu kontrollieren. Man kann in dieser Hinsicht auf die mit "A Low-Noise, Low-Power VCO with Automatic Amplitude Control For Wireless Applications" betitelte von A. Mihai et al. und in der Zeitschrift IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 34, Nr. 6 von Juni 1999 erschienene Veröffentlichung und die mit "A 2V 2.5GHz-104dBc/Hz at 100kHz Fully Integrated VCO with Wide-Band Low-Noise Automatic Amplitude Control Loop" betitelte von A. Zanchi, C. Samori, S. Levantino et A.L. Lacaita und in der Zeitschrift IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 36, Heft 4 von April 2001 erschienene Veröffentlichtung verweisen. In der letzten Veröffentlichung ist eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung beschrieben, die einen automatischen Steuerkreis für eine Schwingungsamplitude umfaßt.
Die in der gerade genannten Veröffentlichung beschriebene Oszillatorschaltung ist in schematischer Weise in 1 dargestellt. Die Oszillatorschaltung 1 umfaßt ein differentielles Paar bipolarer kreuzgekoppelter Transistoren 4 und 5, das mit einer Resonanzschaltung verbunden ist. Die Resonanzschaltung ist durch wenigstens einen Kondensator Cv und zwei Induktivitäten L1 und L2 gebildet, die über einen Anschluss auf hohem Potential V_CC einer Spannungsquelle verbunden sind. Die Basis jedes Transistors 4 und 5 ist über Kapazitäten Ca und Cb mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden. Eine Vorspannung der Transistoren 4 und 5 wird erzwungen durch eine Spannungsquelle Vb, die über die beiden Widerständen Ra und Rb jeweils mit der Basis der Transistoren 4 und 5 verbunden ist. Das differentielle Paar der kreuzgekoppelten Transistoren erlaubt, eine negative Transkonduktanz an die Resonanzschaltung zu liefern. Die negative Transkonduktanz kompensiert die Verlustkonduktanz der Resonanzschaltung, um oszillierende Signale zu erhalten.
Eine steuerbare Stromquelle ist durch den in Reihe mit dem differentiellen Paar und den in Resonanzschaltung angeordneten Transistor 6 gebildet. Ein Amplitudendetektor 2 erfaßt die maximale Amplitude der Schwingungen über den Kollektoren der Transistoren 4 und 5. Ferner erlaubt ein durch den Widerstand R und den Kondensator C gebildetes Filter, die Gleichtakt-Spannung abzuzweigen, um sie in einem Verstärker 3 mit einer Referenzspannung Vref zu vergleichen. Auf diese Weise wird, wenn die Schwingungsamplitude zunimmt, der gelieferte Wert des Stroms durch den Transistor 6 derart verringert, daß eine Amplitudensteuerung sichergestellt ist.
Ein Nachteil der in dieser Veröffentlichung vorgeschlagenen Oszillatorschaltung liegt in der Tatsache, daß das erzeugte Rauschen beträchtlich ist. Dieses Rausches rührt insbesondere von der in Reihe mit der Resonanzschaltung und dem differentiellen Paar der Transistoren angeordneten Stromquelle zwischen den Anschlüssen für die elektrische Versorgung her.
Ein weiterer Nachteil der Oszillatorschaltung ist der, daß sie eine beträchtliche Anzahl von Bauteilen zum Regeln der Schwingungsamplitude verwendet, was einen beträchtlichen elektrischen Verbrauch zum Regeln der Schwingungsamplitude und die Erzeugung zusätzlichen Rauschens impliziert.
Eine Aufgabe der Erfindung ist es, die Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen, indem eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung geschaffen wird, die derart ausgestaltet ist, daß das Rauschen und der Verbrauch verringert werden, wobei eine maximale Schwingungsamplitude aufrechterhalten wird.
Zu diesem Zweck betrifft der erfindungsgemäße Gegenstand eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, die die in Anspruch 1 genannten Merkmale aufweist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Ein Vorteil der Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung liegt in dem Aufbau von Stromspiegeln, die so ausgebildet sind, daß jeder Transistor des Paares parallelgeschaltet und ein entsprechender Transistor als Diode geschaltet ist. Jeder als Diode geschaltete Transistor empfängt einen Strom von einer Stromquelle, um jeden Transistor des Paares vorzuspannen. Eine Vorspannung jedes Transistors des Paares auf diese Weise erlaubt eine starke Verringerung des erzeugten Rauschens.
Aufgrund der Nichtlinearität der als Diode geschalteten Transistoren kann eine Veränderung der Gleichtakt-Spannung jeden Steueranschluss der Spiegeltransistoren als Funktion der Veränderung der Amplitude der oszillierenden Signale festgestellt werden. Vorteilhafterweise können zwei in Reihe zwischen den Steueranschlüssen der Transistoren des Paares verbundene Widerstände die Gleichtakt-Spannung über ihre Verbindungsknoten abzweigen, um diese über einen Filterungskondensator zu speichern. Je mehr die Amplitude der oszillierenden Signale zunimmt, desto mehr verringert sich die Gleichtakt-Spannung und umgekehrt. Der Wert jedes von den als Diode geschalteten Transistoren gebildeten Stroms hängt direkt von der Veränderung des Gleichtakt-Spannungspegels ab, der über dem Filterungskondensator gespeichert ist. So verringert sich der Strom, wenn sich die Amplitude der oszillierenden Signale erhöht, derart, daß ebenfalls der elektrische Verbrauch der Oszillatorschaltung verringert wird.
Die Amplitude der oszillierenden Signale ist durch den Vorspannungsstromwert begrenzt und nicht durch die Nichtlinearitäten des Teils, der die Oszillationssignale bildet.
Die Ziele, Vorteile und Merkmale der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung werden durch die in der nachfolgenden Beschreibung dargestellten Ausführungsbeispiele gemäß den Zeichnungen besser verdeutlicht, in denen:
die schon genannte 1 eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach dem Stand der Technik darstellt,
die 2 das Prinzip der Amplitudensteuerung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung darstellt,
die 3 im Detail ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung darstellt, und
die 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung darstellt.
Die 2 zeigt in einer allgemeinen Weise die elektronischen Bauteile einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung 1 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese Oszillatorschaltung wird vorzugsweise in einer elektronischen Niedrigleistungsvorrichtung verwendet, wie einem tragbaren Telefon oder einer Uhr beispielsweise, ohne jedoch auf die Verwendung in einer solchen Niedrigleistungsvorrichtung beschränkt zu sein. Wenn sie Teil eines Frequenzaufbereitungsteils ist, erzeugt sie oszillierende Signale hoher Frequenz, über die Datensignale beispielsweise moduliert werden. Die Trägerfrequenz der oszillierenden Signale wird durch eine kontinuierliche Steuerspannung angepaßt, die an einen Eingang der Oszillatorschaltung anlegbar ist.
Die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung 1 umfaßt vor allem eine in Reihe zwischen einen Anschluss auf hohem Potential V_EXT und einen Anschluss auf tiefem Potential einer regulierten Spannungsquelle geschaltete Resonanzschaltung, die durch zwei Induktivitäten L1 und L2 und ein kapazitives Element Cv mit veränderbarem Wert gebildet ist, und ein Paar kreuzgekoppelter NMOS-Transistoren N1 und N2, um Verluste der Resonanzschaltung zu kompensieren. Das Paar NMOS-Transistoren ist zwischen den Ausgangsanschlüssen V_A und V_B für die oszillierenden Signale der Resonanzschaltung und einen Anschluss auf niedrigem Potential der regulierten Spannung verbunden, das Masse bildet.
Die erste Induktivität L1 ist zwischen den Anschluss V_EXT und den Anschluss V_A geschaltet, während die zweite Induktivität L2 zwischen den Anschluss V_EXT und den Anschluss V_B geschaltet ist. Das kapazitive Element Cv, das einen Varaktor darstellt, ist zwischen die Anschlüsse V_A und V_B der Resonanzschaltung geschaltet. Der kapazitive Wert dieses kapazitiven Elements ändert sich in Abhängigkeit von einer an einem nicht dargestellten Eingang des kapazitiven Elements angelegten Steuerspannung. Die Änderung des kapazitiven Werts erlaubt, die Frequenz von zwei gegenphasigen oszillierenden Signalen einzustellen, die von dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluss V_A und V_B geliefert werden.
Jeder NMOS-Transistor N1 und N2 umfaßt einen Steueranschluss, der das Gate ist, und einen ersten und einen zweiten Stromanschluss, die der Drain bzw. die Source sind. Der Drain des ersten Transistors N1 des Paares ist mit dem Ausgangsanschluss V_A verbunden, während der Drain des zweiten Transistors N2 des Paares mit dem Ausgangsanschluss V_B verbunden ist. Das Gate des ersten Transistors N1 ist mit der Drain des zweiten Transistors N2 über einen Kopplungskondensator C3 verbunden, während das Gate des zweiten Transistors N2 mit der Drain des ersten Transistors N1 über einen Kopplungskondensator C1 verbunden ist. Die Sources der beiden Transistoren N1 und N2 sind mit dem Anschluss auf niedrigem Potential der regulierten Spannungsquelle verbunden. Durch diese Kreuzkopplung der Gates jedes Transistors des Paares wird eine negative Transkonduktanz geschaffen, um die Verluste der Resonanzschaltung vollständig zu kompensieren.
Im allgemeinen kann die Resonanzschaltung durch eine Parallelschaltung einer Induktanz, eines einstellbaren Kondensators und einer Verlustkonduktanz dargestellt sein. So ist es notwendig, daß die parallel zu den Elementen der Resonanzschaltung geschaltete negative Transkonduktanz höher ist als die parallele gleichphasige Konduktanz beim Starten der Oszillatorschaltung. Dann, wenn die maximale Amplitude der oszillierenden Signale stabilsiert ist, sind die negative Transkonduktanz und die Verlustkonduktanz gleich.
Da ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, das erzeugte Rauschen und den Verbrauch der Schaltung zu verringern, wobei eine maximale Amplitude der oszillierenden Signale garantiert wird, ist jeder Transistor N1 und N2 des Paares parallel mit einem als Diode geschalteten NMOS-Transistor N3 und N4 verbunden. Der erste als Diode geschaltete Transistor N3 bzw. der zweite als Diode geschaltete Transistor N4 empfangen jeder einen Strom, der durch eine erste einstellbare Stromquelle I1 bzw. über eine zweite einstellbare Stromquelle I2 erzeugt wird. Auf diese Weise bilden der Transistor N1 des Paares und der als Diode geschaltete Transistor N3 einen ersten Stromspiegel, während der Transistor N2 des Paares und der als Diode geschaltete Transistor N4 einen zweiten Stromspiegel bilden. Der durch jede Stromquelle erzeugte Strom wird durch ein Steuersignal Reg gesteuert, um den Wert des Stroms zu verringern, wenn eine Erhöhung des Pegels der Amplitude der oszillierenden Signale erfaßt wird, und umgekehrt. Deshalb ist der Wert des Stroms in der Phase des Startens der Oszillatorschaltung größer als der Wert des Stroms, wenn die Amplitude der oszillierenden Signale maximal ist. In der Folge ist in der Beschreibung unter Bezugnahme auf die 3 und 4 detallierter ausgeführt, wie der Strom jeder Stromquelle in Abhängigkeit des erfaßten Pegels der Amplitude der oszillierenden Signale eingestellt wird. Es ist hauptsächlich durch die Nichtlinearität jedes als Diode geschalteten Transistors N3 und N4 jedes Stromspiegels möglich, das Steuersignal der Stromquellen zu gewinnen. Je mehr der Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale zunimmt, desto mehr nimmt die Gleichtakt-Spannung, die über den Gates der NMOS-Transistoren gesehen wird, dank der Nichtlinearität der als Diode geschalteten Transistoren N3 und N4 ab.
Es sei angemerkt, daß die Größe jedes NMOS-Transistors N1 und N2 des Paares vorzugsweise K-mal größer ist als die Größe jedes als Diode geschalteten Transistors N3 und N4, wobei K eine ganze Zahl größer als 1 ist. Der Wert des jeden Transistors N1 und N2 beaufschlagenden Stroms des Paares ist daher ungefähr K-mal größer als der durch jede Stromquelle I1 und I2 erzeugte Strom.
Ferner ist der mittlere in jedem Transistor des Paares fließende Strom ungefähr der gleiche.
Um die Steuerspannung über die Gates der Transistoren N1 und N2 des Paares aufzuteilen, ist ein erster Spannungsteiler durch den Kopplungskondensator C1 und den Kondensator C4 gebildet, der zwischen das Gate des Transistors N1 und den Anschluss auf niedrigem Potential geschaltet ist, und ein zweiter Spannungsteiler ist gebildet durch den Kopplungskondensator C3 und den Kondensator C2, der zwischen das Gate des Transistors N2 und den Anschluss auf niedrigem Potential verbunden ist. So kann die Amplitude der oszillierenden Signale, die an dem Gate jedes der Transistoren N1 und N2 gesehen wird, aufgeteilt werden durch den Faktor (C1 + C4)/C1 oder den Faktor (C3 + C2)/C3. Die beiden Teilungsfaktoren sind gleich. Das erlaubt es, am Ausgang eine große Amplitude der oszillierenden Signale zu haben, wobei die Amplitude der über den Gates der Transistoren N1 und N2 angelegten Signale minimiert wird und als Folge davon das durch diese erzeugte Rauschen. Bevorzugt können die Transistoren bei schwacher Inversion arbeiten, was tendenziell zum Erhöhen des Wertes der negativen Transkonduktanz führt. Es kann jedoch auch vorgesehen sein, daß die Transistoren der Oszillatorschaltung in starker Inversion arbeiten.
Die Oszillatorschaltung kann durch eine Spannungsquelle versorgt werden, die durch eine Zelle oder einen Akkumulator gebildet ist, dessen Spannungswert beispielsweise zwischen 1,5 V bis 0,9 V am Ende der Lebensdauer der Zelle schwanken kann. Daher kann es vorgesehen sein, den die Oszillationen erzeugenden Teil der Oszillatorschaltung an eine regulierte Spannungsquelle anzuschließen, die nicht dargestellt ist. Der Wert dieser regulierten Spannung kann beispielsweise auf 0,9 V festgelegt sein oder auf die Hälfte dieses Wertes in Abhängigkeit von der nominellen Spannung der Technologie (beispielsweise TSMC bei 0,18 μm), die angewendet wird, um die Oszillatorschaltung zu bilden. Der Teil zum Erzeugen der Stromquellen kann direkt mit den Anschlüssen der Versorgungsquelle verbunden sein, die eine Zelle sein kann. Der Pegel der maximalen Amplitude der oszillierenden Signale kann etwas niedriger als 0,9 V um die Steuerspannung V_EXT sein, d.h. daß die Spitze-Spitze-Amplitude der oszillierenden Signale nahe 1,6 V ist.
Eine erste Ausführungsform der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung ist in 3 dargestellt. Es sei angemerkt, daß die Elemente dieser Figur, die mit denen der in Bezug auf 2 beschriebenen korrespondieren, identische Bezugszeichen aufweisen.
Die Oszillatorschaltung der ersten Ausführungsform der Erfindung weist die gleichen Elemente auf, die in bezug auf die 2 beschrieben wurden. Die Oszillatorschaltung umfaßt daher die Resonanzschaltung, die durch die Induktivitäten L1 und L2 und das kapazitive Element Cv mit veränderbarem kapazitiven Wert gebildet ist, das Paar kreuzgekoppelter NMOS-Transistoren N1 und N2, die als Dioden geschalteten NMOS-Transistoren N3 und N4 und die kapazitiven Teiler C1, C4 und C3, C2. Dagegen werden die Elemente der Amplitudenregelungsschleife in detaillierter Weise beschrieben.
In der Amplitudenregelungsschleife wird die Veränderung des Pegels der Amplitude der oszillierenden Signale über zwei ohmsche Widerstände R1 und R2, die in Reihe zwischen den Gates der NMOS-Transistoren N1 und N2 geschaltet sind, und einem Filterungskondensator Cm, der mit dem Verbindungsknoten der zwei ohmschen Widerstände und dem Anschluss auf niedrigem Potential der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, erfaßt. So kann eine Gleichtakt-Spannung, die das Spiegelbild der mittleren Spannung des Gates der Transistoren des Paares ist, über den Filterungskondensator Cm abgegriffen werden. Diese Gleichtakt-Spannung verringert sich, wenn sich die Amplitude der oszillierenden Signale erhöht, und umgekehrt, denn die als Diode geschalteten NMOS-Transistoren N3 und N4 haben ein nicht-lineares Verhalten.
Der Filterungskondensator Cm ist mit dem Gate eines NMOS-Referenztransistors N5 verbunden, dessen Source mit dem Anschluss auf niedrigem Potential, d.h. mit dem Anschluss für Masse, über einen ohmschen Referenzwiderstand R3 verbunden ist. Es ist dieser ohmsche Widerstand R3, der den Wert des Stroms jeder Stromquelle in Abhängigkeit der Gleichtakt-Spannung, die über den Filterungskondensator abgegriffen wird, erfaßt. Die Größe des NMOS-Transistors N5 muß M-mal größer sein als die der Transistoren N3 und N4, wobei M eine ganze Zahl größer als 1 ist. So hängt der Wert des Referenzstromes vom natürlichen Logarithmus von M, von dem Wert des ohmschen Referenzwiderstands R3 sowie von der über den Filterungskondensator Cm erfaßten Gleichtakt-Spannung ab.
Der Drain des NMOS-Transistors N5 liefert einen Referenzstrom an einen als Diode geschalteten PMOS-Transistor P1 eines dritten Stromspiegels. Dieser dritte Stromspiegel, der durch PMOS-Transistoren gebildet ist, ist mit einem Anschluss auf hohem Potential einer Versorgungsspannungsquelle V_DD verbunden. Zwei andere PMOS-Transistoren P2 und P3 des dritten Stromspiegels sind durch ihr Gate zu dem als Diode geschalteten PMOS-Transistor parallelgeschaltet, derart, daß der Referenzstrom verdoppelt wird. Der Drain des PMOS-Transistors P2, der als Stromquelle wirkt, liefert den Strom an den als Diode geschalteten NMOS-Transistor N3. Der PMOS-Transistor P3 liefert den Strom an den als Diode geschalteten NMOS-Transistor N4. Auf diese Weise ist der an jeden der als Diode geschalteten NMOS-Transistoren N3 und N4 gelieferte Strom direkt abhängig vom erfaßten Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale. So kann durch diesen Aufbau die Amplitude der oszillierenden Signale automatisch reguliert werden aufgrund des Werts des jedem NMOS-Transistor N3 und N4 gelieferten Stroms.
Es sei angemerkt, daß die Schleife, die durch die NMOS-Transistoren N3, N4 und N5, die PMOS-Transistoren P1, P2 und P3 und den ohmschen Referenzwiderstand R3 gebildet ist, proportional zur absoluten Temperatur ist (PTAT).
In der Idee dieser ersten Ausführungsform kann man sich eine inverse Konfiguration vorstellen unter Verwendung eines Paares von PMOS-Transistoren, die mit einem Anschluss auf hohem Potential einer Spannungsquelle verbunden sind. In diesem Fall ist die Resonanzschaltung zwischen das Paar von PMOS-Transistoren und den Anschluss auf Masse geschaltet. Ein als Diode geschalteter PMOS-Transistor muß mit jedem PMOS-Transistor des Paares verbunden sein.
Der Referenztransistor kann ebenfalls ein PMOS-Transistor sein, der mit dem Anschluss auf hohem Potential der Spannungsquelle über den ohmschen Referenzwiderstand verbunden ist. Der Referenztransistor wird durch die über zwei in Reihe geschalteten ohmschen Widerstände zwischen den Gates der PMOS-Transistoren des Paares abgegriffene Gleichtakt-Spannung vorgespannt und über den Filterungskondensator gespeichert. Der Filterungskondensator ist zwischen das Gate des PMOS-Referenztransistors und dem Anschluss auf hohem Niveau geschaltet. Die Stromquellen für jeden als Diode geschalteten PMOS-Transistor sind mit Hilfe eines Stromspiegels realisiert, der durch den mit dem Anschluss an Masse verbundenen NMOS-Transistor gebildet wird.
Eine zweite Ausführungsform der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung ist in 4 dargestellt. Es sei angemerkt, daß die Elemente der Figur, die mit den in Bezug auf die 2 und 3 beschriebenen korrespondieren, identische Bezugszeichen tragen.
Die Oszillatorschaltung umfaßt in einer Reihenschaltung zwischen den Anschlüssen V_DD und V_SS einer Versorgungsspannungsquelle ein erstes Paar von kreuzgekoppelten PMOS-Transistoren P4 und P5, eine Resonanzschaltung und ein zweites Paar von kreuzgekoppelten NMOS-Transistoren N1 und N2. Die Resonanzschaltung umfaßt eine parallel zu dem kapazitiven Element Cv mit veränderlichem Wert zwischen Ausgangsanschlüssen V_A und V_B geschaltete Induktivität L1. Das Gate jedes Transistors der beiden Paare ist über einen Kopplungskondensator C1, C3, C5, C8 mit einer Drain des anderen Transistors desselben Paares verbunden.
Um die Spannung der oszillierenden Signale zum Liefern einer Steuerspannung über jedes Gate der Transistoren des Paares zu teilen, ist jeder Kopplungskondensator Teil eines kapazitiven Spannungsteilers. Dadurch wird ein erster Spannungsteiler durch den Kopplungskondensator C1 und den Kondensator C4 gebildet, der zwischen das Gate des Transistors N1 und den Anschluss V_SS geschaltet ist. Ein zweiter Spannungsteiler ist durch den Kopplungskondensator C3 und den Kondensator C2, der zwischen das Gate des Transistors N2 und den Anschluss V_SS geschaltet ist, gebildet. Ein dritter Spannungsteiler ist durch den Kopplungskondensator C5 und den Kondensator C7, der zwischen das Gate des Transistors P5 und den Anschluss V_DD geschaltet ist, gebildet. Ein vierter Spannungsteiler ist durch den Kopplungskondensator C8 und den Kondensator C6, der zwischen das Gate des Transistors P4 und den Anschluss V_DD geschaltet ist, gebildet. So kann die Amplitude der oszillierenden Signale, die durch das Gate jedes Transistor P4, P5, N1 und N2 gesehen wird, geteilt werden durch den Faktor (C1 + C4)/C1, den Faktor (C3 + C2)/C3, den Faktor (C5 + C7)/C5 oder den Faktor (C8 + C6)/C8. Die vier Teilungsfaktoren sind gleich. Die kapazitiven Teiler bieten den gleichen Vorteil wie in bezug auf 2 genannt.
Ein als Diode geschalteter PMOS-Transistor P1 ist parallel mit dem PMOS-Transistor P4 des Paares verbunden, um einen ersten Stromspiegel zu bilden. Der als Diode geschaltete PMOS-Transistor P6 ist parallel mit dem Transistor P5 des Paares verbunden, um einen zweiten Stromspiegel zu bilden. Der als Diode geschaltete PMOS-Transistor P1 empfängt einen Strom, der von einem ersten NMOS-Referenztransistor N5 kommt, wobei der PMOS-Transistor P6 einen Strom empfängt, der von einem zweiten NMOS-Referenztransistor N6 kommt. Die beiden Referenztransistoren N5 und N6 sind parallel verbunden und ihre Source ist mit dem Anschluss V_SS, d.h. dem Anschluss auf Masse, über einen ohmschen Referenzwiderstand R3 verbunden.
Wie für die erste Ausführungsform kann die Veränderung des Pegels der Amplitude der oszillierenden Signale aufgrund der Nichtlinearität der als Diode geschalteten PMOS-Transistoren P1 und P6 gemessen werden. In der Amplitudenregelungsschleife wird diese Veränderung des Pegels der Amplitude der oszillierenden Signale insbesondere erfaßt über zwei ohmsche Widerstände R5 und R6, die in Reihe zwischen den Gates der PMOS-Transistoren P4 und P5 geschaltet sind. Der Verbindungsknoten der beiden ohmschen Widerstände R5 und R6 ist über eine Folgertransistor-Anordnung P7 und N7 mit einem Filterungskondenator Cm verbunden, um die erfaßte Gleichtakt-Spannung zu liefern. Der PMOS-Folgertransistor P7, dessen Source mit dem Anschluss V_DD verbunden ist, hat sein Gate direkt verbunden mit dem Verbindungsknoten der beiden ohmschen Widerstände R5 und R6. Die Drain des PMOS-Transistors P7 ist verbunden mit einem als Diode geschalteten NMOS-Transistor N7, dessen Source mit dem Anschluss V_SS verbunden ist. Der als Diode geschaltete NMOS-Folgertransistor N7 liefert die in dem Filterungskondensator Cm gespeicherte Gleichtakt-Spannung. Dies erlaubt, mit dem Kondensator Cm die Referenztransistoren N5 und N6 vorzuspannen, um den Wert der Referenzströme in Abhängigkeit von dem Pegel dieser Gleichtakt-Spannung zu erfassen.
Die NMOS-Transistoren N1 und N2 des zweiten Paares sind über zwei weitere ohmsche Widerstände R1 und R2 vorgespannt. Diese zwei ohmschen Widerstände R1 und R2 sind in Reihe zwischen den Gates der NMOS-Transistoren N1 und N2 geschaltet. Der Verbindungsknoten der ohmschen Widerstände R1 und R2 ist mit dem Filterungskondensator Cm verbunden. Wenn die oszillierenden Signale an den Ausgängsanschlüssen V_A, V_B erscheinen, stellt die Linearität der Ohm'schen Widerstände R1 und R2 sicher, daß der durch das zweite Paar der NMOS-Transistoren N1 und N2 gezogene mittlere Strom identisch mit dem von dem ersten Paar der PMOS-Transistoren P4 und P5 stammenden mittleren Strom ist. Da der Teilungsfaktor jedes Teilers identisch ist, tragen die beiden Paare von PMOS- und NMOS-Transistoren in gleicher Weise zur Erzeugung der oszillierenden Signale bei.
Wie vorher ist die Größe jedes PMOS-Transistors P4 und P5 des ersten Paares und jedes NMOS-Transistors N1 und N2 des zweiten Paares bevorzugt K-mal größer als die Größe jedes als Diode geschalteten PMOS-Transistors P1 und P2, wobei K eine ganze Zahl größer als 1 ist. Der Wert des in jedem PMOS-Transistor P4 und P5 des ersten Paares erzeugten Stroms ist daher ungefähr K-mal größer als der des durch jeden Referenz-Transistor N5 und N6 gelieferten Stroms. Die Größe der Referenz-Transistoren N5 und N6 muß auch größer sein als die des als Diode geschalteten NMOS-Folgertransistors N7. Auf diese Weise hängen die Referenzströme, die jeden als Diode geschalteten PMOS-Transistor P1 und P6 vorspannen, von dem Wert des ohmschen Widerstands R3, von dem dimensionsgerechten Verhältnis zwischen dem NMOS-Transistor N7 und den NMOS-Referenztransistoren N5 und N6 und von der Gleichtakt-Spannung, die in dem Kondensator Cm gespeichert ist, ab.
In dieser zweiten Ausführungsform der Oszillatorschaltung wird der die gegenphasigen oszillierenden Signale liefernde Ausgang direkt von den Anschlüssen V_SS und V_DD einer Versorgungsspannungsquelle versorgt. Die maximale Amplitude der oszillierenden Signale kann etwas niedriger sein als die Spannung der Versorgungsquelle. Für eine Versorgungsspannung nahe bei 1,8 V kann die Amplitude der Spitze-Spitze-Oszillationen durch Konstruktion bis zu einem Wert von 1,6 V geregelt werden, um nicht die Drain irgendeines Transistors der Paare zu entsättigen.
Die letzte Schaltung hat den Vorteil, zweimal weniger Energie zu verbrauchen als die vorhergehende Schaltung bei dem gleichen Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale. Sie ist jedoch besser an eine feste Spannungsquelle zur Versorgung mit Nomimal-V_DD angepaßt.
Die Resonanzschaltung der beiden Ausführungsformen muß, wenn möglich, einen hohen Qualitätsfaktor Q haben, da dieser einen direkten Einfluß auf das Produkt aus der verbrauchten Energie und dem Rauschen hat, das in einer Anwendung in tragbaren Systemen minimiert ist. Daher ist es bevorzugt, externe Induktivitäten L1 und L2 zu verwenden, da der Qualitätsfaktor Q von einer internen Induktivität mit allen anderen Komponenten der Oszillatorschaltung im allgemeinen relativ gering ist.
Basierend auf der gerade erfolgten Beschreibung kann der Fachmann auf dem Gebiet zahlreiche Realisierungsvarianten der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung entwerfen, ohne von dem in den Ansprüchen definierten Erfindungsgedanken abzuweichen. Er kann vorsehen, die MOS-Transistoren durch bipolare Transistoren oder einen anderen Typ zu ersetzen.

Claims

Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung (1) insbesondere für eine elektronische Niedrigleistungsvorrichtung, wobei die Oszillatorschaltung umfasst: – eine Resonanzschaltung, die versehen ist mit wenigstens einer-Induktivität (L1, L2) und mit einem kapazitiven Element (Cv), dessen kapazitiver Wert sich in Abhängigkeit von einer an einen Eingang das kapazitiven Elements angelegten Steuerspannung ändert, um die Frequenz von zwei gegenphasigen oszillierenden Signalen einzustellen, die von einem ersten bzw. einem zweiten Ausgangsanschluss (V_A, V_B) der Resonanzschaltung geliefert werden, – wenigstens ein Paar kreuzgekoppelter Transistoren (N1, N2, P4, P5), die mit der Resonanzschaltung verbunden sind, um Verluste der Resonanzschaltung zu kompensieren, wobei die Transistoren jeweils einen Steueranschluss sowie einen ersten und einen zweiten Stromanschluss besitzen, wobei der erste Stromanschluss des ersten Transistors (N1, P4) bzw. des zweiten Transistors (N2, P5) mit dem ersten Ausgangsanschluss (VA) bzw. mit dem zweiten Ausgangsanschluss (VB) der Resonanzschaltung verbunden ist, während der Steueranschluss jedes Transistors über einen Kopplungskondensator (C1, C3) mit dem ersten Stromanschluss des anderen Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Transistor des Paars zu einem als Diode geschalteten Transistor (N3, N4, P1, P6), durch den ein von einer Stromquelle (I1, I2) gelieferter Strom fließt, parallelgeschaltet ist, wobei jeder Transistor des Paars und der entsprechende als Diode geschaltete Transistor einen Stromspiegel bilden, um die Resonanzschaltung mit einem mittleren Strom zu beaufschlagen, derart, dass oszillierende Signale mit einer maximalen Amplitude, die von der Dimensionierung bestimmter Elemente der Schaltung abhängt, geliefert werden.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Regelungsschleife für die Amplitude der oszillierenden Signale umfasst, in der sich der Stromwert der Stromquelle (I1, I2) jedes Stromspiegels in Abhängigkeit von dem erfassten Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale ändert, wobei der Stromwert abnimmt bzw. zunimmt, wenn der Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale zunimmt bzw. abnimmt.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenregelungsschleife insbesondere zwei ohmsche Widerstände (R1, R2, R5, R6), die zwischen den Steueranschlüssen der Transistoren des Paars in Reihe geschaltet sind, und einen Filterungskondensator (Cm), dessen erste Elektrode direkt oder über eine Folgertransistor-Anordnung (P7, N7) mit dem Verbindungsknoten der zwei ohmschen Widerstände verbunden ist und dessen zweite Elektrode mit einem Anschluss auf hohem oder niedrigen Potential einer Spannungsquelle verbunden ist, umfasst, wobei ein Gleichtakt-Spannungspegel, der vom Amplitudenpegel der oszillierenden Signale abhängt, an der ersten Elektrode des Filterungskondensators über den Verbindungsknoten der ohmschen Widerstände abgegriffen wird, um den Stromwert der Stromquellen zu bestimmen.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromwert der Stromquellen in der Amplitudenregelungsschleife durch einen ohmschen Referenzwiderstand (R3) definiert ist, der mit einem Stromanschluss wenigstens eines Referenztransistors (N5, N6) verbunden ist, wobei ein Steueranschluss des Referenztransistors mit der ersten Elektrode des Filterungskondensators (Cm) verbunden ist, derart, dass der ohmsche Referenzwiderstand und der Referenztransistor zu dem Filterungskondensator parallelgeschaltet sind, wobei der Referenztransistor durch die Gleichtaktspannung, die durch den Filterungskondensator abgegriffen wird, vorgespannt wird.
Oszillatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzschaltung (L1, L2, Cv) und das Paar kreuzgekoppelter Transistoren (N1, N2) zwischen einen Anschluss (V_EXT) mit hohem Potential und einen Anschluss mit niedrigem Potential einer regulierten Spannungsquelle in Reihe geschaltet sind, wobei der zweite Stromanschluss jedes Transistors des Paars und des entsprechenden als Diode geschalteten Transistors (N3, N4) direkt mit dem Anschluss auf hohem Potential oder mit dem Anschluss auf niedrigem Potential der regulierten Spannungsquelle verbunden ist, und dass die Resonanzschaltung zwei Induktivitäten (L1, L2) umfasst, die jeweils mit einem Ausgangsanschluss der entsprechenden Resonanzschaltung und mit dem Potentialanschluss, der zu dem Potentialanschluss, der den zweiten Stromanschluss der Transistoren verbindet, entgegengesetzt ist, verbunden ist, wobei das veränderliche kapazitive Element (Cv) zwischen die beiden Ausgangsanschlüsse der Resonanzschaltung geschaltet ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Paar kreuzgekoppelter Transistoren (N1, N2) sowie jeder als Diode geschalteter Transistor (N3, N4), der mit einem entsprechenden Transistor des Paars ver bunden ist, Transistoren des Typs NMOS sind, deren Source direkt mit einem Anschluss auf niedrigem Potential einer regulierten Spannungsquelle verbunden ist, und dass der Referenztransistor (N5) ein NMOS-Transistor ist, dessen Source mit dem ohmschen Referenzwiderstand (R3) verbunden ist, der mit einem Anschluss auf niedrigem Potential einer Spannungsquelle verbunden ist, und dessen Drain einen Referenzstrom an einen als Diode geschalteten PMOS-Transistor (P1) eines zweiten Stromspiegels liefert, der mit einem Anschluss auf hohem Potential einer Versorgungsspannungsquelle (V_DD) verbunden ist, wobei zwei andere PMOS-Transistoren (P2, P3) des zweiten Stromspiegels zu dem als Diode geschalteten PMOS-Transistor parallelgeschaltet sind, derart, dass der Referenzstrom verdoppelt wird, um an die als Diode geschalteten NMOS-Transistoren jeweils einen Strom zu liefern, wobei der Wert des Stroms von dem erfassten Pegel der Amplitude der oszillierenden Signale abhängt.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass sie ein erstes und ein zweites Paar kreuzgekoppelter Transistoren unterschiedlichen Typs umfasst, wobei der Steueranschluss jedes Transistors der zwei Paare über einen Kopplungskondensator (C1, C3, C5, C8) mit dem ersten Stromanschluss des anderen Transistors des Paars verbunden ist, und dass die Resonanzschaltung, die zwischen den zwei Ausgangsanschlüssen (V_A, V_B) eine zu dem kapazitiven Element (Cv) parallele Induktivität (L1) aufweist, zwischen den zwei Transistorpaaren (N1, N2, P4, P5) angeordnet ist, wobei der zweite Stromanschluss jedes Transistors des ersten Paars mit einem Anschluss (V_SS) auf niedrigem Potential verbunden ist, während der zweite Stromanschluss jedes Transistors des zweiten Paars mit einem Anschluss (V_DD) auf hohem Potential einer Versorgungsspannungsquelle verbunden ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Paar kreuzgekoppelter Transistoren (P4, P5) sowie jeder als Diode geschaltete Transistor (P1, P4), der mit einem entsprechenden Transistor des ersten Paars verbunden ist, Transistoren des Typs PMOS sind, deren Source direkt mit einem Anschluss (V_DD) auf hohem Potential der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, und dass das zweite Paar kreuzgekoppelter Transistoren Transistoren des Typs NMOS enthält, deren Source direkt mit einem Anschluss (V_SS) auf niedrigem Potential der Spannungsquelle verbunden ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass sie zwei parallelgeschaltete Referenztransistoren (N5, N6) umfasst, wobei die Referenztransistoren NMOS-Transistoren sind, deren Source mit dem ohmschen Referenzwiderstand (R3) verbunden ist, der mit einem Anschluss auf niedrigem Potential einer Spannungsquelle verbunden ist, und deren Drain jeweils einen Referenzstrom an einen entsprechenden als Diode geschalteten PMOS-Transistor (P1, P6) liefert, dass der Verbindungsknoten der zwei ohmschen Widerstände (R5, R6), die zwischen den Gates der Transistoren des ersten Paars in Reihe geschaltet sind, mit einem Gate eines PMOS-Folgertransistors verbunden ist, dessen Source direkt mit dem Anschluss auf hohem Potential der Spannungsquelle verbunden ist und dessen Drain mit einem als Diode geschalteten NMOS-Folgertransistor (N7) verbunden ist, wobei die Source dieses NMOS-Transistors direkt mit dem Anschluss auf niedrigem Potential der Spannungsquelle verbunden ist, dass der Drain und das Gate des NMOS-Folgertransistors mit der ersten Elektrode des Filterungskondensators (Cm) und mit den Gates der Referenztransistoren (N5, N6) verbunden sind und dass zwei weitere ohmsche Widerstände (R1, R2) zwischen den Steueranschlüssen der NMOS-Transistoren des zweiten Paars in Reihe geschaltet sind, wobei der Verbindungsknoten dieser ohmschen Widerstände mit der ersten Elektrode des Filterungskondensators (Cm) verbunden ist, um dazu zu dienen, die NMOS-Transistoren des zweiten Paars vorzuspannen.
Oszillatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Kopplungskondensator (C1, C3, C5, C6) der Steueranschlüsse der Transistoren jedes Paars einen Teil eines kapazitiven Teilers pro Transistor jedes Paars bildet, um die Spannung der oszillierenden Signale, die an die Steueranschlüsse der Transistoren jedes Paars zu liefern sind, zu teilen.