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Die
Erfindung betrifft einen D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten, der
– einen ersten Signalweg und
einen zweiten Signalweg umfasst, der weitgehend identisch mit dem
ersten Signalweg ist,
– wobei
jeder der Signalwege ein entsprechendes erstes und zweites
– Tiefpassfiltermittel
aufweist, die mit entsprechenden Eingangssignalen, die durch ein
gemeinsames Eingangssignal erzeugt werden, mit ersten und zweiten
Seiten einer Last und einem Impulsgeber gekoppelt sind, der ein
Signal mit einer Frequenz liefert, die wesentlich höher als
eine Frequenz der Eingangssignale ist, die der Erzeugung der entsprechenden
ersten und zweiten durch Tiefpass gefilterten Signale dienen, wobei
diese durch Tiefpass gefilterten Signale in die jeweiligen Subtrahiermittel
eingegeben werden.
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D-Verstärker finden
in Audio-Anwendungen eine relativ breite Verwendung, da ihre Leistungsfähigkeit
praktisch mindestens 90% betragen kann im Vergleich zu den 25% der
dem neuesten Stand der Technik entsprechenden AB-Verstärker. Ein
D-Verstärker
beruht auf dem gleichen Prinzip wie die in 11 dargestellten
Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler.
Eine Pulsbreitenmodulation (PWM) auf der hohen Frequenz eines Eingangssignals
In wird durch einen Vergleich unter Verwendung eines Komparators
C des Eingangssignals In mit einem sägezahnformigen Hochfrequenzsignal
Vchop erreicht. Das Sägezahnsignal
Vchop kann eine Frequenz von 500 kHz aufweisen und das Eingangssignal
In kann im Audiobereich liegen, d.h. bei weniger als 20 kHz. Am
Ausgang des Komparators C wird ein PWM-Signal erzielt, dessen Einschaltzyklus
von der Größe des Eingangssignals
In abhängt.
Das PWM-Signal steuert zwei niederohmige Leistungsschalter SW1 und
SW2 an, um das gleiche PWM-Ausgangssignal zu reproduzieren, jedoch
mit einem höheren
Leistungsvermögen.
Ein LC-Filter wird für
das Tiefpassfiltern der 500 kHz-Frequenzmodulation für das Reproduzieren
der ursprünglichen
Signalform des Eingangssignals In mit einem höheren Leistungsvermögen verwendet.
Die Ausgangsleistung kann sich z.B. in einem Bereich von 1 W bis
80 W befinden. Die Leistungsfähigkeit
von D-Verstärkern
ist wesentlich höher
als die der linearen Verstärker,
so z.B. 90% im Vergleich zu 25% bei den dem neuesten Stand der Technik
entsprechenden AB-Verstärkern
in Audioanwendungen.
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Dessen
ungeachtet hängt
bei den in 11 dargestellten D-Verstärkern die
Ausgangsleistung des PWM-Ausgangssignals von der Größe der Stromversorgung
Vpp ab, so dass es, wenn Vpp nicht gut bekannt ist, keine Anzeige über die
Endergebnisgröße des PWM-Signals
gibt.
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Daher
werden bei der Klasse D im Allgemeinen Rückkopplungsverfahren angewendet
und in
12 vorgestellt. In
12 kann
man ohne weiteres den in
11 vorgestellten
D-Verstärker
erkennen, wobei die Schaltung außerdem einen an den Komparator
C gekoppelten Verstärker
der Regelabweichung EA enthält.
Außerdem
wird das Eingangssignal in einen ersten Eingang des Verstärkers der Regelabweichung
EA eingegeben. Ein Rückkopplungssignal
OUTP wird zu einem zweiten Eingang des Verstärkers der Regelabweichung EA
geliefert. Dabei ist zu beobachten, dass der Verstärker der
Regelabweichung eine Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem
Rückkopplungssignal
OUTP ausmacht und die sich ergebende Differenz verstärkt. Der
Verstärker
der Regelabweichung EA weist einen hohen Verstärkungsgrad und eine Tiefpasskennlinie in
der Frequenz auf. Der hohe Verstärkungsgrad
ist für
die Erlangung einer präzisen
Regulierung erforderlich. Die Tiefpasskennlinie ist für das Vergleichen der
Signale mit dem sinusförmigen
Eingangssignal In und dann für
ihre Regulierung ausschließlich
im interessanten Frequenzbereich erforderlich, wie z.B. der sinusförmige Inhalt
des PWM-Ausgangssignals OUTP
(bedeutet seinen Durchschnittswert) mit dem sinusfömigen Eingangssignal
In. Durch das Tiefpassfiltern werden relativ hohe Frequenzbestandteile
des Leistungs-PWM-Signals OUTP gedämpft. Die Rückkopplungsschleife ist mit
dem Leistungs-PWM-Ausgangssignal OUTP und nicht mit OUT verbunden, das
eine gefilterte Replik des Ausgangssignals OUTP darstellt. Tatsächlich würde eine
Verbindung mit OUT zwei Pole hinzufügen, die durch das LC-Filter
im offenen Regelkreis bestimmt werden. Das Sägezahnsignal Vchop ist dann
nicht mehr obligatorisch. Die durch die Patentschriften
US-A-5.949.282 oder
US-A-6.320.460 beschriebenen
Systeme weisen ein selbsttätiges
Schaltverhalten auf. Nur bei ungeregelten Systemen, wie sie in
11 beschrieben werden,
war die Sägezahnform
des Signals zwingend erforderlich, um das Umschalten des Komparators
zu ermöglichen.
Der Sägezahn
kann aber auch trotzdem beibehalten werden, wie in dem Patent
US-A-6.346.852 für Rückkopplungsverstärker der Klasse
D erwähnt
wird.
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Eine
weitere Verbesserung der D-Verstärker ist
der D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten. Dieser Schaltungstyp beruht auf einem
PWM-Mustersignal, wie es im Patent
US-A-6.211.728 beschrieben wird.
Das Hauptmerkmal dieses Verstärkers
besteht darin, dass es sich bei dem Ausgangssignal nicht mehr um
ein PWM-Signal handelt, das zwei Zustände aufweist, nämlich den
Hoch- und Niedrig-Zustand, sondern um ein Signal, das jetzt drei
Zustände
aufweist, d.h. den Niedrig-, Hoch- und Ruhezustand. Diese Idee wird
im Patent
US-A-6.262.632 weiterentwickelt.
Der Verstärker
besitzt eine vollständige
Differentialstruktur, wie sie in der
13 dargestellt
wird. Der Verstärker
umfasst zwei weitgehend identische Teile, wobei jeder Teil die gleichen
Blöcke
mit gleicher Bezeichnung umfasst, und zwar mit und ohne Akzente.
Die Schaltung umfasst auch einen Sagezahngenerator (STG), der ein
Sägezahnsignal
Vchop und ein weitgehend gegenphasiges Signal/Vchop liefert. Wenn
die beiden Ausgangsleistungen PUP und PDW entweder beide gleich
0 oder beide gleich Vp sind, ist das Leistungsdifferenzsignal (PUP-PDW)
gleich 0, d.h. es gibt keine Strominjektion in die Last. Ein erster Vorteil
des D-Verstärkers mit
Dreizustandsverhalten im Vergleich zu den normalen Verstärkern besteht darin,
dass beim Ruhezustand (d.h. im Audiobereich bedeutet das, dass kein
Schall übertragen
wird) ein normaler D-Verstärker
permanent ein PWM-Signal mit einem Einschaltzyklus abgeben würde, der
exakt gleich 50% ist, der nach einer LC-Filterung auf 0 gemittelt
wird. Jedoch das Hinauf- und Hinunterschalten der Ausgangsleistung
mit diesem Einschaltzyklus von 50% verbraucht immer noch Strom durch
die Leistungsschalter SW1 und SW2' oder SW1 und SW2', was zu einem Leistungsverlust in den
Schaltern und im Lautsprecher führt.
Bei Verstärkern
mit Dreizustandsverhalten wird im Ruhezustand das Leistungsdifferenzsignal
(PUP-PDW) direkt auf den Wert des Ruhezustands eingestellt. Es gibt
keine Mittelwertbildung hoher Ströme und deshalb auch keinen
Verbrauch durch die Leistungsschalter.
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Ein
weiterer Vorteil des D-Verstärkers
mit Dreizustandverhalten besteht darin, dass es im Ruhezustand nur
einige kurze Stromspitzen am Ausgang gibt und deshalb kein LC- Filter mehr erforderlich
ist, wobei das Signal durch die Last, z.B. einen Lautsprecher, gefiltert
wird. Als direkte Folge dessen besteht kein Bedarf an einem LC-Filter,
der auf einer Leiterplatte (PCB) eine beträchtliche Fläche einnimmt. Wenn die PCB-Fläche von
ausschlaggebender Bedeutung ist, wie z.B. bei den in schnurlosen
Telefonen untergebrachten PCB, ist das ein großer Vorteil im Vergleich zu
den anderen D-Verstärkern.
Der im Patent
US-A-6.262.632 beschriebene
Verstärker hat
mehrere Nachteile. Er verwendet ein einpoliges Tiefpassfilter, das
die Verstärkung
und folglich auch die Genauigkeit der Regulierung einschränkt. Eine einpolige
Tiefpassfilterung legt eine 20 dB starke Dekadendämpfung fest.
Wenn die Schaltfrequenz des STG 500 kHz beträgt und die Größe des Ausgangssignals
gleich 1V ist, ergibt das bei 50 kHz immer noch ein Brummen von
100 mV, d.h. eine Dekade niedriger nach der Filterung dieser rückgekoppelten Ausgangsleistung,
und bei 20 kHz beträgt
es immer noch etwa 50 mV. Dieses 50 mV starke Signal führt in die
Regelgenauigkeit einen Rauschwert ein. Die Schaltfrequenz kann zum
Beispiel von 500 kHz auf 2 MHz erhöht werden, steigert aber den
internen Energieverbrauch.
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Ein
weiterer Nachteil ist die Überkreuzverzerrung.
Im Ruhezustand gibt es überhaupt
kein Umstellen der Ausgangsleistung. Das gleiche tritt bei einer
Sinuskurve in Erscheinung, die die Vcom-Spannung kreuzt, wobei Vcom
eine Vergleichsspannung ist, die im Wesentlichen bei Vpp/2 angelegt
ist. Der Verstärkungsgrad
wird reduziert, was zu einer Erhöhung
der Überkreuzverzerrung
führt,
da es keine Schleifenregelung gibt. Das Fehlen einer Regelung induziert
auch Nebensprechverzerrungen, wie sie im Patent
US-A-6.262.632 erwähnt werden.
Dieses Problem wird durch die Anwendung einer kurzen Zeitverzögerung behoben.
Diese Verzögerung
macht aber eine zusätzliche
Schaltungsanordnung erforderlich, d.h. eine asynchrone Verzögerung oder
die Verwendung eines Hochfrequenzzählers.
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Es
ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Anwendungen, die Überkreuzverzerrungen
in einem D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten zu reduzieren. Die Erfindung wird in den
unabhängigen Patentansprüchen definiert.
Die abhängigen
Patentansprüche
definieren vorteilhafte Ausführungsformen.
Die Reduzierung der Überkreuzverzerrungen wird in
einer Vorrichtung erreicht, die im ersten Absatz definiert wird,
wobei die Vergleichsmittel an einen Schwellenwertgenerator gekoppelt
sind, der mit dem ersten und zweiten Eingangssignal sowie mit dem
ersten und zweiten Bezugssignal verbunden ist, die die Schätzung eines
maximalen und minimalen Signalwertes durch die Last darstellen und
ein alternierendes Schwellenwertsignal erzeugen, das sich umgekehrt
proportional zu einer Differenz zwischen dem ersten und zweiten
Eingangssignal zur Aufrechterhaltung eines relativ hohen Verstärkungsgrades
des Verstärkers
im Ruhezustand verhält.
Im Ruhezustand hält
der Verstärker
noch relativ kurze, niedrige/hohe Impulse aufrecht, deren Durchschnittswert
gleich 0 ist. In D-Verstärkern
mit Dreizustandsverhalten nach dem neuesten Stand der Technik werden
relativ kurze Impulse erzeugt, die entweder alle aufwärts oder
alle abwärts
gerichtet und deshalb unsymmetrisch sind. Die Erzeugung des alternierenden Schwellenwertsignals
in Bezug auf Vcom im Ruhezustand löst das Problem. Das Eingangssignal
im Schwellenwertgenerator wird mit einem vorgegebenen Höchstwert
für das
Signal verglichen und, wenn das Signal etwa bei Vcom liegt, weist
das Schwellenwertsignal einen von Null abweichenden Wert auf.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung verhält
sich das Schwellenwertsignal umgekehrt proportional zu einem Integral
einer Differenz zwischen dem ersten und zweiten Eingangssignal zur
Aufrechterhaltung eines relativ hohen Verstärkungsgrades des Verstärkers im
Ruhezustand. Um die Verstärkerleistungen
beim Streubereich der Temperatur und Verfahrenstechnologie zu verbessern,
wird das oben beschriebene, alternierende Schwellenwertsignal durch
sein Integral ersetzt. Die Integration erfolgt gewöhnlich unter
Einsatz von Widerständen
und Kondensatoren. Die Verwendung des gleichen Komponententyps,
wie der in den anderen Bausteinen des Verstärkers verwendete, gewährleistet
eine erhöhte
Störfestigkeit
gegenüber
technologischen Prozessen und der Temperatur.
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Bei
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung umfasst der Schwellenwertgenerator einen ersten Subtrahierer
und einen zweiten Subtrahierer, die an einen Multiplexer gekoppelt
sind, wobei der erste Subtrahierer ein Signal liefert, das sich
proportional zu einer Differenz zwischen dem ersten Eingangssignal
und dem geschätzten
Minimalsignal verhält,
der zweite Subtrahierer ein Signal liefert, das sich proportional
zu einer Dif ferenz zwischen dem zweiten Eingangssignal und dem geschätzten Maximalsignal
verhält,
und der Multiplexer das Schwellenwertsignal liefert. Wenn die Eingangsspannung
relativ groß ist,
ist die Differenz beim erwarteten Maximalwert niedrig. Das vom Multiplexer
gelieferte Schwellenwertsignal wird rund um das virtuelle Grundniveau
mit einer geringen Größe periodisch gewechselt.
Die Plus/Minus-Wechselwirkung wird mit dem Multiplexer erzeugt,
der entweder die Differenz (Vp – Vmax)
oder (Vn – Vmin)
wählt.
Da jedes dieser Signale im Hinblick auf das virtuelle Grundsignal
Vcom symmetrisch ist, wechselt das endgültige Multiplexsignal periodisch
mit Vcom als zentralem Durchschnittswert.
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Der
Schwellenwertgenerator umfasst Spannungs-Strom-Wandlermittel, um
eine Spannungsdifferenz zwischen ersten und zweiten Eingangssignalen
und jeweiligen ersten und zweiten Bezugssignalen in Strom umzuwandeln.
Der Schwellenwertgenerator umfasst außerdem einen ersten Integrator
und einen zweiten Integrator, die an die Spannungs-Strom-Wandlermittel
gekoppelt sind, um das Schwellenwertsignal mit Hilfe eines Multiplexmittels zu
erzeugen.
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Die
Umwandlung des Eingangssignals von Spannung zu Strom ist notwendig,
da der Strom unter Verwendung von Kondensatoren relativ leicht integriert
werden kann. Und anschließend
sind die Kondensatoren unter Verwendung aktueller Technologien relativ
leicht zu integrieren. Die Multiplexmittel werden für den Wechsel
der Schwellenspannung zwischen den Zuständen unterhalb und oberhalb
von Vcom verwendet, indem entweder das Ausgangssignal des ersten
Integrators oder das Ausgangssignal des zweiten Integrators gewählt wird.
Das Multiplexmittel kann eine Serienkreiskopplung von Abtast- und Halteschaltungsmitteln
umfassen, die an einen analogen Multiplexer zur Erzeugung des Schwellenwertsignals
angekoppelt sind. Wenn die Flankensteilheit des Schwellenwertsignals
zufällig
weitgehend identisch mit der Flankensteilheit von durch Tiefpass
gefilterten Signalen ist oder wenn das Schwellenwertsignal den durch
Tiefpass gefilterten Signalen sogar weitgehend gleich ist, gibt
es ein Problem mit der Metastabilität. Um diese Situation zu vermeiden,
werden die von den ersten und zweiten Integratoren gelieferten Signale
zuerst unter Verwendung einer Abtast- und Halteschaltung ge speichert
und danach multiplexiert. Die durch Tiefpass gefilterten Signale
weisen immer eine bestimmte Flankensteilheit auf. Wenn das Schwellenwertsignal
sich mit konstanten Stufen verändert,
so ist das eine Garantie dafür,
dass die durch Tiefpass gefilterten Signale das Schwellenwertsignal
kreuzen, ohne an dieser Spannung hängen zu bleiben.
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Bei
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung umfasst jedes der ersten und zweiten Tiefpassfiltermittel
ein erstes Tiefpassfilter für
das Übertragen
eines Signals unterhalb seiner Grenzfrequenz, das die Differenz
zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Eingangssignalen und
einem ersten und zweiten Ausgangssignal darstellt, die an die ersten
und zweiten Seiten der Last geliefert werden und ein erstes Signal
erzeugen. Das erste Signal wird zum Eingang eines dritten Subtrahiermittels
und zu einem zweiten Tiefpassfilter eingegeben. Das zweite Tiefpassfilter
liefert ein zweites Signal zu einem weiteren Eingang des Subtrahiermittels.
Das Subtrahiermittel erzeugt das durch einen Tiefpass gefilterte
Signal. Das erste und das zweite Tiefpassfilter umfassen einen ersten
und zweiten Differenzeingangsverstärker, der einen entsprechenden
Eingang aufweist, der an ein Bezugssignal gekoppelt ist, das im
Wesentlichen gleich der Hälfte
einer Versorgungsspannung ist. Wie bereits früher erwähnt, ist eine Tiefpassfilterung
höherer
Ordnung erforderlich, um hohe Frequenzanteile aus dem Nutzsignal
herauszufiltern. Deshalb ist ein Tiefpassfilter höherer Ordnung
erforderlich. Die Erhöhung
der Ordnung des Filters kann Stabilitätsprobleme in dem Verstärker schaffen,
die zusätzliche
Phasenverschiebungen einleiten. Wenn die oben erwähnte Lösung verwendet
wird, wird in die Übertragungsfunktion
des Filters eine Null eingefügt
und somit werden Stabilitätsprobleme
vermieden. Außerdem
werden die Signale, um symmetrische Ausgangssignale zu erhalten,
in Bezug auf eine virtuelle Grundspannung zentriert.
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Eine
wichtige Anwendung des Verstärkers gemäß der Erfindung
ist ein audiointegrierter Verstärker,
dessen Last ein Lautsprecher ist. Außerdem kann der Verstärker wegen
seiner Leistungsfähigkeit in
tragbaren Geräten
verwendet werden, wie z.B. CD-Player,
Mobiltelefone und Rundfunkempfänger.
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Die
oben angeführten
und sonstigen Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der
folgenden Beschreibung der beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen offensichtlich werden, auf denen:
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1 einen
D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten gemäß der Erfindung
darstellt,
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2 einen
Schwellenwertgenerator gemäß der Erfindung
darstellt,
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3 eine
detailliertere Ausführung
des Schwellenwertgenerators gemäß der Erfindung
darstellt,
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4 eine
weitere detaillierte Ausführung des
Schwellenwertgenerators darstellt,
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5 eine
Ausführungsform
von Tiefpassfiltermitteln gemäß der Erfindung
darstellt,
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6 einen
Subtrahierer gemäß der Erfindung
darstellt,
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7 einen
D-Verstärker
mit einem gemeinsamen Eingangssignal als Strom binärer Signale
darstellt,
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8 eine
detailliertere Ausführung
eines Schwellenwertdetektors mit einem Strom binärer Signale als Eingabe darstellt,
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9 eine
Ausführungsform
der weiteren Tiefpassfiltermittel darstellt,
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10 eine
Ausführung
des dritten Tiefpassfilters darstellt,
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11 einen
D-Verstärker
nach dem bisherigen Stand der Technik darstellt,
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12 einen
anderen D-Verstärker
nach dem bisherigen Stand der Technik darstellt, und
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13 einen
D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten nach dem bisherigen Stand der Technik darstellt.
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1 stellt
einen D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten gemäß der Erfindung
dar. Der D-Verstärker 100 mit
Dreizustandsverhalten umfasst einen ersten Signalweg 1 und
einen zweiten Signalweg 1',
der weitgehend mit dem ersten Signalweg 1 identisch ist.
Der erste und zweite Signalweg 1 und 1' sind an die
jeweilige erste und zweite Seite A und B einer Last 5 und
an das jeweilige erste und zweite Eingangssignal Vn und Vp gekoppelt,
die von einer Eingangsschaltung geliefert werden, welche bei dieser
Ausführungsform
aber nur die zwei Eingangsschaltungspunkte In und Ip sind. Jeder
der Signalwege 1 und 1' umfasst ein entsprechendes erstes
und zweites Tiefpassfilter 10 und 10', die an das
jeweilige Eingangssignal Vn und Vp, die erste und zweite Seite A
und B der Last 5 und an einen Impulsgenerator 2 gekoppelt
sind. Der Signalgenerator 2 liefert ein Signal mit einer
Frequenz, die wesentlich höher
als die Frequenz der Eingangssignale Vn und Vp zur Erzeugung der
entsprechenden ersten und zweiten durch Tiefpass gefilterten Signale
SUP und SDW ist. Die durch Tiefpass gefilterten Signale SUP und
SDW werden in die entsprechenden Komparatoren 3 und 3' eingegeben.
Die Komparatoren 3 und 3' sind an einen Schwellenwertgenerator 4 gekoppelt,
der an das erste und zweite Eingangssignal Vn und Vp sowie an das
erste und zweite Bezugssignal Vmax und Vmin gekoppelt ist, die eine
Schätzung
eines maximalen und eines minimalen Signalwertes durch die Last 5 darstellen
und ein alternierendes Schwellenwertsignal THRES erzeugen, das sich
proportional zu einer Differenz zwischen dem ersten und zweiten
Eingangssignal Vn und Vp verhält,
um einen relativ hohen Verstärkungsgrad
des Verstärkers
im Ruhezustand aufrechtzuerhalten. Im Ruhezustand unterhält der Verstärker noch
relativ niedrige bzw. hohe Impulse, deren Mittelwert gleich 0 ist.
Bei D-Verstärkern
mit Dreizustandsverhalten nach dem neuesten Stand der Technik sind
die Ausgangssignale symmetrisch in Bezug auf eine virtuelle Grundspannung
Vcom und der Vergleich wird in Bezug auf die virtuelle Grundspannung
Vcom angestellt. Beim Ruhezustand ist das Ausgangssignal des Verstärkers auf
der ersten und zweiten Seite der Last gleich Null. Das kann ausschlaggebend
dafür sein,
eine Gleichtaktspannung zu erden. Die Erzeugung des alternierenden
Schwellenwertsignals THRES in Bezug auf Vcom im Ruhezustand löst das Problem.
Das Eingangssignal im Schwellenwertgenerator 4 wird mit
einem vorgegebenen Maximalwert für
das Signal Vmax verglichen und, wenn das Signal etwa bei Vcom liegt,
hat das Schwellenwertsignal THRES einen anderen Wert als Null.
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Normalerweise
werden die Tiefpassfilter 10 und 10' unter Verwendung von RC-Filtern
ausgeführt,
wobei sich eine Zeitkonstante der Filtermittel 10 und 10' proportional
zum RC-Produkt verhält.
Ein Problem, auf das man bei der Integration von RC-Filtern stößt, besteht
darin, dass sich die RC-Zeit-/Verstärkungskonstanten mit der Temperatur
und dem Streubereich des Verfahrens verändern. Deshalb weisen die Signale
SUP und SDW bei ihren Größen einen
Streubereich auf. Wenn die Größe von SUP und
SDW zu gering wird, können
sie größer als VTHRES
sein, und deshalb wird es kein Umschalten der Signale geben, die
von den Komparatoren 3 und 3' erzeugt werden. Es fuhrt zu einer
Abnahme des Verstärkungsgrades
und zu einer Zunahme der Verzerrung. Dieses Problem wird dadurch
gelöst,
dass VTHRES durch sein Integral ersetzt wird. Diese Integration
wird erreicht, indem man das bisherige VTHRES Signal zu Strom umwandelt,
und zwar mit dem gleichen Widerstandstyp, der in allen anderen Teilen
der Schaltung zum Einsatz kommt. Dieser Strom wird in den gleichen
Kondensatortyp injiziert, der in allen Tiefpassintegratoren verwendet
wird. Auf diese Weise werden, wenn zum Beispiel alle Widerstände abnehmen,
SUP und SDW, aber auch VTHRES eine Zunahme verzeichnen.
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2 stellt
einen Schwellenwertgenerator 4 zur Verwendung in einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung dar. Der Schwellenwertgenerator 4 umfasst
einen ersten Subtrahierer S1 und einen zweiten Subtrahierer S2,
die an einen Multiplexer MUX gekoppelt sind, wobei der erste Subtrahierer
S1 ein Signal liefert, das sich proportional zu einer Differenz
zwischen dem ersten Eingangssignal Vn und dem geschätzten Minimalsignal
Vmin verhält.
Der zweite Subtrahierer S2 liefert ein Signal, das sich proportional
zu einer Differenz zwischen dem zweiten Eingangssignal Vp und dem
geschätzten
Maximalsignal Vmax verhält,
wobei der Multiplexer MUX das Schwellenwertsignal THRES liefert.
Die Subtrahierer S1 und S2 können
so implementiert werden, wie es in 6 gezeigt
wird. In 6 sind OA1 und OA2 die in den
Subtrahierer eingegebenen Eingangssignale. Gewöhnlich ist R3 gleich R5 und
R4 ist gleich R6 und das Ausgangssignal verhält sich proportional zu OA2 – OA1 mit
einem konstanten k = R4/R3. Kommt man nun aber zu 2 zurück, wird
das Signal VTHRES auch durch das Subtrahieren der Eingangsspannung jeweils
von einem erwarteten Maximalsignal Vmax und Minimalsignal Vmin realisiert.
Deshalb ist, wenn die Eingangsspannung relativ groß ist, die
Differenz zum erwarteten Maximalwert Vmax gering und THRES hat eine
geringe Größe. Das
Signal VTHRES wird rund um VCOM mit einer geringen Größe gewechselt.
Die Wechselwirkung zwischen Plus/Minus wird mit einem Multiplexer
MUX erzielt, der entweder die Differenz (Vp – Vmax) oder (Vn – Vmin)
wählt.
Da jedes dieser Signale in Bezug auf das virtuelle Grundsignal Vcom
symmetrisch ist, wechselt sich das endgültige Multiplexsignal mit Vcom
als zentralem Durchschnittswert ab, wie in der grafischen Darstellung
des Verhaltens des Schwellenwertsignals als Funktion von Vp-Vn gezeigt wird.
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3 stellt
eine detailliertere Ausführung des
Schwellenwertgenerators 4 dar. Der Einfachheit halber wird
nur eine Hälfte
des Schwellenwertgenerators 4 gezeigt, wobei die andere
Hälfte
bis auf die beteiligten Signale weitgehend identisch mit der ersten
Hälfte
ist. Der Schwellenwertgenerator umfasst Spannungs-Strom-Wandlermittel
A4, T1, Ri, um eine Spannungsdifferenz Vcur zwischen dem zweiten
Eingangssignal Vp und den zweiten Bezugssignalen Vmax in Strom umzuwandeln.
Der Schwellenwertgenerator 4 umfasst weiterhin einen ersten
Integrator T2, C3 und einen zweiten Integrator T3, C4, die durch einen
Stromspiegel CM vorgespannt sind, wobei der erste und zweite Integrator
an die Spannungs-Strom-Wandlermittel A4, T1, Ri gekoppelt sind,
um das Schwellenwertsignal THRES mit Hilfe eines Multiplexmittels
M zu erzeugen. Wie bereits gezeigt wurde, wird eine Spannung erzeugt,
die sich proportional zur Differenz zwischen dem Eingangssignal
Vp und seiner erwarteten Maximalgröße Vmax verhält. Danach
erzeugt ein Widerstand Ri Strom. Der Strom wird dazu verwendet,
zwei Sägezahnsignale
VSAW1 und VSAW2 zu erzeugen, die im Wesentlichen gegenphasig sind,
d.h. wenn das eine zunimmt, nimmt das andere jeweils ab. Bei einer
Phase eines Taktsignals ckl wird VSAW1 in Gleichtaktspannung Vcom
gehalten und VSAW2, das bei der vorhergehenden Phase bei Vcom geblieben
war, beginnt linear abzufallen, und zwar proportional zu k(Vp – Vmax)/(Ri·C). Bei
einer zweiten Phase des Taktsignals ck2 steigt VSAW1 an und VSAW2
wird bei Vcom gehalten. So wird auch die Zerhackerfunktionalität reproduziert,
um zu gewährleisten,
dass die Leistungsausgangsspannung rund um VCOM zentriert wird.
Die Werte des Widerstands Ri und der Kondensatoren C1 = C2 werden
angepasst, so dass die zerhackte Größe des Sägezahnsignals immer die Größe der Signale
SUP und SDW übersteigt.
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4 stellt
eine weitere detaillierte Ausführung
des Schwellenwertgenerators 4 dar, in dem das Multiplexmittel
M eine Serienkreiskopplung von Abtast- und Halteschaltungsmitteln
SH1 und SH2 umfasst, die an einen analogen Multiplexer M1 gekoppelt
sind, um das Schwellenwertsignal THRES zu erzeugen. Wenn durch Zufall
die Flankensteil heit des Schwellenwertsignals weitgehend identisch
mit der Flankensteilheit von durch Tiefpass gefilterten Signalen
ist oder wenn das Schwellenwertsignal den durch Tiefpass gefilterten
Signalen sogar weitgehend gleich ist, gibt es ein Problem mit der
Metastabilität. Um
diese Situation zu vermeiden, werden die durch die ersten und zweiten
Integratoren gelieferten Signale zuerst unter Verwendung einer Abtast-
und Halteschaltung gespeichert und danach multiplexiert.
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5 stellt
eine Ausführungsform
der Tiefpassfilter 10 und 10' zur Verwendung in einer bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung dar. Jedes der ersten und zweiten Tiefpassfilter 10 und 10' umfasst ein
erstes Tiefpassfilter A1, Rin, Ffbk, C1 zur Übertragung eines Signals unterhalb
seiner Grenzfrequenz, das die Differenz zwischen den entsprechenden
ersten und zweiten Eingangssignalen Vn und Vp sowie einem ersten
und zweiten Ausgangssignal darstellt, die an die ersten und zweiten
Seiten A und B der Last 5 geliefert werden und ein erstes
Signal OA1 erzeugen. Das erste Signal OA1 wird in den Eingang eines
fünften
Subtrahierers 6 und in ein zweites Tiefpassfilter A2, R2,
C2 eingegeben. Das zweite Tiefpassfilter A2, R2, C2 liefert ein
zweites Signal OA2 zu einem weiteren Eingang der fünften Subtrahiermittel 6.
Der fünfte
Subtrahierer 6 erzeugt das durch den Tiefpass gefilterte
Signal SUP. Das erste Tiefpassfilter A1, Rin, Ffbk, C1 sowie das
zweite Tiefpassfilter A2, R2, C2 umfassen einen ersten und zweiten
Differenzeingabeverstärker
A1 und A2 mit einem entsprechenden Eingang, der an ein Bezugssignal
Vcom gekoppelt ist, das im Wesentlichen gleich der Hälfte einer
Versorgungsspannung Vpp ist. Das gesamte Tiefpassfilter weist eine
Dämpfung
von 40 dB/Dekade auf, was die Leistung der Verstärker nach dem bisherigen Stand
der Technik verbessert. Der Einfachheit halber wird in 5 nur
das Tiefpassfilter 10 gezeigt, wobei das zweite Tiefpassfilter 10' bis auf die
Signale weitgehend identisch mit dem ersten ist. Ein Ausgangssignal
von der ersten Seite A der Last 5, die ein Lautsprecher
sein kann, wird über den
Rückkopplungswiderstand
Rfbk rückgekoppelt und
mit der Eingabe Vn verglichen. Die Differenz A/Rfbk – Vn/Rin
beim vollständigen
Differentialbetrieb ist der Subtraktion B/Rfbk – Vp/Rin gleichwertig. Das
Ergebnis der Subtraktion ist eine Stromdifferenz, die durch den
Kondensator C1 integriert wird. Das sich daraus ergebende, durch
den Tiefpass gefilterte Signal ist OA1. Ein zweiter Integrator R2,
C2 und A2 führt
eine zweite Tiefpassfilterung des Signals OA1 durch und erzeugt
ein Ausgangssignal OA2. Ein Zweipolsystem wurde so erlangt. Um Probleme
mit der Stabilität
zu vermeiden, d.h. um Phasenverschiebungen zu erlangen, die z.B.
größer als
60 Grad sind, wird der Subtrahierer 6 bereitgestellt. Auf
diese Weise wird in die Übertragungsfunktion
der Tiefpassfiltermittel auf der linken Halbebene der komplexen
Ebene eine Null eingefügt,
um die gesamte Phasenverschiebung auf ungefähr 90 Grad zu verbessern. Die in 5 abgebildete
Schaltung muss gewährleisten, dass
die Subtrahierer 3 und 3' immer regelmäßig Schaltungen vornehmen,
um den Ausgang ordnungsgemäß zu steuern.
Das wird erreicht, indem ein differentieller Sägezahn und ein dreieckförmiges Signal
den Signalen hinzugefügt
werden, die durch das zweite Tiefpassfilter R2, C2, A2 erzeugt werden.
Eine allgemein bekannte Möglichkeit
für die
Hinzufügung dieses
Signals besteht darin, einen Strom O2 mit Rechteckimpuls an den
Eingang des zweiten Integrators anzulegen, der von einem Impulsgenerator 2 erzeugt
wird. Dieser Strom lädt
und entlädt
den Kondensator C2 und führt
zu dem Ergebnis, dass dem Signal OA2 ein dreieckförmiger Sägezahn hinzugefügt wird.
Der Subtrahierer 6 kann in der Form ausgeführt werden,
die in 6 dargestellt und oben beschrieben wird.
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7 stellt
einen D-Verstärker
dar, der ein gemeinsames Eingangssignal Input als Strom binärer Signale
aufweist. Der D-Verstärker
umfasst einen Inverter 5, der an das gemeinsame Eingangssignal Input
gekoppelt ist. Der Inverter 5 erzeugt einen wechselseitig
gegenphasigen Strom binärer
Signale Vn, die in den Verstärker 100 eingegeben
werden. Der Eingabestrom binärer
Signale Input wird auch in den Schwellenwertgenerator 4 eingegeben.
Der Schwellenwertgenerator 4 umfasst ein weiteres Tiefpassfiltermittel 31,
das an das gemeinsame Eingangssignal Input gekoppelt ist und das
erste Eingangssignal Vp und das zweite Eingangssignal Vn erzeugt.
Das weitere Tiefpassfiltermittel 31 wird für dafür verwendet,
den Mittelwert des Bitstromsignals Input zu ermitteln. Um die ersten
und zweiten Eingangssignale Vn und Vp zu erzeugen, umfasst das weitere
Tiefpassmittel 31 ein drittes Tiefpassfilter 310,
das das erste Eingangssignal Vn erzeugt, wobei das Tiefpassfilter 310 an
ein Umkehrverstärkermittel 311 gekoppelt
wird, das das zweite Eingangssignal Vp erzeugt, wie in 9 gezeigt
wird. Bei der in 9 dargestellten Ausführungsform
umfasst das Umkehrverstärkermittel 311 einen
invertierenden Impulswiederholer, der unter Verwendung eines Operationsverstärkers ausgeführt ist,
und der einen invertierenden Eingang "–" und einen nichtinvertierenden Eingang "+" aufweist, der an das Bezugssignal Vcom gekoppelt
ist. Das vom weiteren Tiefpassfilter Vp erzeugte Signal wird umgekehrt,
d.h. die Phasenlage wird im Wesentlichen um 180° geschwenkt, und das erste Eingangssignal
Vn wird am Ausgang des weiteren Tiefpassfilters erzeugt. Die Widerstände R1 und R2
werden für
die Steuerung einer Amplitude des ersten Signals Vn verwendet, so
dass es weitgehend gleich dem zweiten Eingangssignal Vp ist. Als
weiteres Tiefpassfilter 31 kann ein nichtrekursives Filter (FIR),
wie das in 10 gezeigte, verwendet werden.
Das gemeinsame Eingangssignal Input wird in ein Schieberegister
eingegeben, das eine in Kaskade geschaltete Kette von Flipflopschaltungen
F1, ..., Fn umfasst. Die Flipflopschaltungen werden durch ein Taktsignal
Ck gesteuert, das eine Verzögerung
durch jede Flipflopschaltung bestimmt. Jeder Flipflop-Ausgang Q1,
..., Qn ist an entsprechende umschaltbare Stromquellen (J1, J'1), ..., (Jn, J'n) mit Hilfe entsprechender
Schalter (Si, S'1),
..., (Sn, ..., S'n)
gekoppelt. Ein Ausgangsstrom Js der umschaltbaren Stromquellen wird
an einen Strom-Spannungs-Wandler 400 gekoppelt,
der das zweite Eingangssignal Vp erzeugt.
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Der
D-Verstärker
mit Dreizustandsverhalten, wie er in der vorliegenden Anwendung
beschrieben wird, kann in einen einzelnen Tonfrequenzchip als D-Leistungsverstärker eingebaut
werden. Da er außerdem
einen relativ geringen Stromverbrauch und eine relativ hohe Leistungsfähigkeit
aufweist, kann er in tragbaren Geräten, wie z.B. Rundfunkempfänger, CD-
und/oder DVD-Player etc., verwendet werden.
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Man
wird bemerkt haben, dass der Schutzumfang der Erfindung nicht auf
die im vorliegenden Text beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist.
So wird der Schutzumfang der Erfindung auch nicht durch die Bezugszeichen
in den Ansprüchen eingeschränkt. Das
Wort "umfassend" schließt andere
Teile nicht aus, außer
jenen, die in den Ansprüchen
erwähnt
werden. Das Wort "ein", das vor ein Element
gesetzt ist, schließt
nicht die Mehrzahl solcher Elemente aus. Mittel, die einen Bestandteil
der Erfindung bilden, können
sowohl in der Form einer zweckbestimmten Hardware als auch in der Form
eines Prozessors für
einen programmierten Zweck ausgeführt sein. Die Erfindung besteht
in jedem neuen Merkmal oder in jeder Kombination von Merkmalen.