DE60125925T2

DE60125925T2 - Referenzsymbole zur Kanalschätzung bei Mehrträgerübertragung

Info

Publication number: DE60125925T2
Application number: DE60125925T
Authority: DE
Inventors: Advanced Technology Cent. Stuttgart Ralf Boehnke; Edgar Bolinth
Original assignee: Sony Deutschland GmbH; Siemens Corp
Current assignee: Sony Deutschland GmbH; Siemens Corp
Priority date: 2001-07-10
Filing date: 2001-07-10
Publication date: 2007-06-28
Anticipated expiration: 2021-07-11
Also published as: EP1276288B1; ES2278661T3; EP1276288A1; DE60125925D1

Description

Gebiet und Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet drahtloser Kommunikationssysteme mit mobilem Hochgeschwindigkeitszugriff, insbesondere auf drahtlose Kommunikationssysteme, bei denen Referenzsymbole verwendet werden, um Kanalverfolgung bei Hochgeschwindigkeits-Drahtlos-Mehrträgersystemen zu unterstützen.
Im Vergleich zu einem drahtgebundenen Netzwerk haben mobile Funkkommunikationen höhere Anforderungen bezüglich eines Übertragungssystems. Einerseits ist ein Breitband-Funkkanal, wie für die Übertragung von hohen Datenraten benötigt, durch ernsthafte Dämpfungsschwankungen (frequenz-selektives Schwanken) gekennzeichnet, verursacht durch Mehrfachpfadausbreitung der mobilen übertragenen Funksignale. Andererseits zeigt dies ein zeit-variantes Verhalten aufgrund der Mobilität des Empfängers, was möglicherweise eine fortlaufende Adaptierung des Übertragungssystems an das Verhalten erfordert.
Wenn ein herkömmliches Einzelträger-Übertragungssystem in einer Umgebung mit schweren Übertragungsbedingungen angewandt wird, kann die Kanalentzerrung, von der angenommen wird, den Einfluss des Funkkanals soweit wie möglich zu beseitigen, sehr umfassend sein. Die Wahl eines geeigneten Modulationsverfahrens zur drahtlosen Datenkommunikation ist daher ein kritischer Wunsch aufgrund des umgekehrten Einflusses des gestreuten und häufig zeit-varianten mobilen Funkkanals. In den vergangenen Jahren hat sich das Interesse bei Multi-Trägermodulation zur drahtlosen Übertragung wieder belebt, während es in früheren Zeiten schien, dass die Praktikabilität dieses Konzepts begrenzt ist.
Ein Verfahren für Multiträger-Modulation, welches leicht realisiert werden kann, ist Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM). OFDM bietet Vorteile bei Übertragung über schwere Mehrpfadkanäle, so dass es ein gesteigertes Interesse gibt, OFDM heutzutage bei mobiler oder tragbarer Hochraten-Datenübertragung anzuwenden. Der drahtlose asynchrone Übertragungsmodus (W-ATM) oder Breitbandzugriff auf lokale Bereichsnetzwerke sind beides potentielle Gebiete der Anwendung. In der Zwischenzeit wurde OFDM für mehrere Anwendungen standardisiert. Unter dem Synonym DMT ist dies der Weltstandard von asymmetrischen digitalen Abonnentenleitungen (ADSL), der mit paarweisen-verdrillten Leitungen des öffentlichen Telefonnetzwerks arbeitet, welches als reales Übertragungsmedium verwendet wird. Multiträger-Modulation wird auch zur Verwendung bei Hochgeschwindigkeitsmodems angesehen, jedoch insoweit so, dass alle ITU-T (früher CCITT)-Standards sich auf Einzelträgersysteme beziehen. OFDM wurde anfangs für die beiden digitalen Hochgeschwindigkeits-Funkübertragungssysteme Digital Audio Broadcasting (DAB) und Digital Video Broadcasting Terrestrial transmission mode (DVB-T) genormt, welche zur Übertragung von digitalen Funk- und Fernsehsignalen verwendet werden. Beide Systeme sind reale Rundfunksysteme zum Übertragen von Daten über Breitbandfunkkanäle. Obwohl DAB ursprünglich für den Mobilempfang entwickelt wurde, ist dies in der Lage, Datenraten bis hinauf zu 1,7 MBit/s zu übertragen. Im Vergleich dazu können mit DVB-T mehr als 20 MBit/s übertragen werden, wobei das System jedoch ursprünglich für stationären Empfang entwickelt wurde. Neben der Videosignalübertragung werden heutzutage Zusatzdatendienste für DVB-T geplant. Allgemein ist OFDM eine lebensfähige Technologie zur Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung über spektral-geformte geräuschvolle Kanäle.
Ein weiteres Gebiet der Anwendung, für den das OFDM-Übertragungssystem eine zunehmend Rolle spielt, ist der mobile Zugriff auf draht-gebundene Netzwerke mit Hilfe eines lokalen Funknetzwerks, wodurch ebenfalls hohe Datenraten übertragen werden sollen. In diesem Zusammenhang können der HIPERLAN/2-Standard sowie eine Erweiterung des IEEE 802.11-Standard für den 5 GHz-Bereich erwähnt werden. Bei beiden Systemen wird das OFDM-Übertragungssystem angewandt. Für die nächste Generation mobiler Funksysteme wurden Breitband-Einzelträger-Systeme mit der Bezeichnung Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) spezifiziert. Eine höhere Datenrate würde sehr hohe Kosten während der Kanalentzerrung verursachen. In diesem Fall könnte OFDM ebenfalls eine vernünftige Alternative für reale mobile Anwendungen anbieten und somit einen wichtigen Schritt für das mobile Internet darstellen.
Seit 1966 wurden FDM-Systeme mit sich überlappenden Spektren in mehreren Veröffentlichungen beschrieben. Der nächste Schritt war die Ausbreitung, um ein FDM-System mit Hilfe des FFT auszuführen. Schließlich wurde ein komplettes OFDM-System, welches bei frequenz-selektiven Kanälen angewandt wird, im Jahr 1977, welches schon Signalgeneration mittels FFT umfasste, und ein sogenanntes "Sicherheitsintervall" eingeführt. Nachfolgend wurde OFDM für Kanäle mit frequenz-selektivem und frequenz-nichtselektivem Schwund analysiert, und die Verwendung von OFDM für Rundfunkanwendungen mit Mobilempfang wurde vorgeschlagen. In der Zwischenzeit bildet das Übertragungssystem die Basis für die Rundfunksysteme DAB und DVB-T, wie oben erwähnt.
Herkömmliche Einzelträger-Modulationsverfahren zur Übertragung mit hohen Symbolraten erfahren eine ernsthafte Beschränkung in zeit-streuenden und frequenzselektiven Kanälen aufgrund ihrer Empfindlichkeit auf Intersymbol-Interferenz (ISI). Um ISI zu handhaben, muss üblicherweise die gesamte Bandbreite des Einzelträgersignals durch ziemlich komplexe Zeitbereichs-Kanalentzerrer (adaptiv) entzerrt werden, beispielsweise Viterbi-Entzerrr. Dadurch steigt die Komplexität eines Kanalentzerrers mit der Anzahl der ISIs an, welche zu eliminieren sind. Wenn eine hohe Datenrate R von ungefähr 10⁷ Modulationssymbolen pro Sekunde über einen Funkkanal übertragen wird, der eine maximale Verzögerung τ_max von 10 μs hat, können ISIs so ansteigen, dass sie sich über 100 Modulationssymbole erstrecken. Ein entsprechender Entzerrer kann für eine Durchführung zu teuer sein. Außerdem ist es vorstellbar, dass die Adaption der Filterkoeffizienten auf einen zeit-varianten mobilen Funkkanal ein instabiles Verhalten zeigen würde. Zusammen mit der Kanalcodierung ist außerdem eine verlässliche Information in Bezug auf entzerrte Kanalsymbole erwünscht. Wenn insbesondere die Kanäle so schwierig wie bei mobilen Kommunikationen sind, ist die Kanalschätzung komplex.
Bei herkömmlichen Multiträger-Verfahren werden die übertragenen Daten in eine Anzahl paralleler Datenströme aufgespalten, wobei jeder dazu verwendet wird, einen separaten Hilfsträger zu modulieren. Wenn ein klassisches Frequenzteilungs-Multiplexverfahren (FDM) angewandt wird, werden unterschiedliche Signale unabhängig erzeugt und parallel übertragen, wobei unterschiedliche Frequenzbänder verwendet werden. Das Kanalspektrum wird syntaktisch in eine große Anzahl paralleler Hilfskanäle analysiert, welche im Idealfall unabhängig und im Idealfall frequenz-nichtselektiv sind. Dadurch wird die Spektral-Hilfsträger-Trennung im Empfänger mittels steiler Bandpassfilter erreicht, was eine beträchtliche Menge an Realisierungskomplexität zur Folge hat, insbesondere, wenn die Anzahl der verwendeten Hilfsträger sehr hoch ist.
OFDM ist dafür bekannt, eine elegante Lösung für das schwere ISI-Problem zu sein, da dies eine Entzerrung des gesamten Bands vermeidet. OFDM-Übertragungssysteme verwalten die oben beschriebene Situation, wobei der Breitbandfunkkanal in viele Schmalband-Hilfskanäle nach obenhin unterteilt wird. Anstelle einen Einzelträger mit dem 10⁷ Modulationssymbolen pro Sekunde umzusetzen, können beispielsweise 1000 Hilfsträger, welche lediglich mit 10⁴ Modulationssymbolen pro Sekunde moduliert sind, übertragen werden. Betrachtet man einen Kanal mit einer maximalen Verzögerung τ_max von 10 μs, so können ISIs somit leicht entzerrt oder vermieden werden. Verglichen mit anderen Multiplexverfahren ist der Hauptvorteil von OFDM der, dass keine Bandpassfilter höherer Ordnung mit steiler Steigung benötigt werden, da jeder orthogonale Hilfsträger das gesamte Spektrum verwenden kann. Mit Hilfe orthogonaler Hilfsträger kann eine einfache Trennung der individuellen Hilfsträger im Empfänger erzielt werden.
Wenn ein OFDM-Übertragungssystem angewandt wird, wird der Breitbandfunkkanal in mehrere Schmalband-Unterkanäle (Unterträger) hilfsunterteilt, welche unabhängig moduliert werden. Die Signale werden zusammen mit Hilfe einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) erzeugt, und ihre Spektren überlappen sich wechselseitig. Dadurch wird die Signalerzeugung vereinfacht und die Bandbreiten-Wirksamkeit des Systems kann gesteigert werden. Jeder Hilfskanal überdeckt lediglich einen kleinen Teil des gesamten verfügbaren Frequenzbands, und als Konsequenz wird die Kanalentzerrung viel einfacher als bei einem Einzelträgersystem. Anstelle ernsthaft mehrere benachbarte Symbole zu verzerren, verzerren Burstfehler, welche durch Schwund verursacht werden, lediglich leicht mehrere Symbole.
Im Vergleich zu Einzelträger-Modulationsverfahren ergibt sich der wichtigste Vorteil des OFDM-Übertragungssystems in Verbindung mit frequenz-selektiven Kanälen. Innerhalb der Bandbreite, welche durch einen individuellen Hilfsträger eingenommen wird, kann der Funkkanal ungefähr als frequenz-nichtselektiv angesehen werden. In diesem Fall kann die Signalverarbeitung im Empfänger extrem vereinfacht werden, da die Orthogonalität der OFDM-Hilfsträger während der gesamten Übertragung über den mobilen Funkkanal beibehalten werden kann. Während des Ausführens einer Kanalentzerrung muss außerdem lediglich ein komplexer Übertragungskoeffizient für jeden Hilfsträger geschätzt werden. Unter der Annahme, dass jeder Hilfskanal eines OFDM-Systems als Schmalbandkanal angesehen werden kann, besteht der Kanaleinfluss lediglich bei einer Multiplikation mit einem komplexen Übertragungskoeffizient neben zusätzlichem Rauschen. Dadurch wird die Aufgabe eines Kanalentzerrers vermindert, um jedes Symbol durch seinen jeweiligen Übertragungskoeffizienten zu teilen. Auf diese Weise wird eine einfache Kanalentzerrung ermöglicht, wo möglicherweise eine Entzerrung nicht realisierbar ist, wenn ein Einzelträgersystem mit der gleichen Bandbreite verwendet wird.
Das oben beschriebene Verfahren wurde schon am Ende der 60iger Jahre in unterschiedlichen Veröffentlichungen vorgeschlagen. Es konnte jedoch nicht wirksam durchgeführt werden, da ausreichend-leistungsfähige Halbleiterkomponenten in diesem Zeitpunkt nicht verfügbar waren. Heute sind sogar relativ komplexe OFDM-Übertragungssysteme mit hohen Datenraten realisierbar, welche für frequenz-selektive Kanäle verwendet werden. Um die Kanalschätzung zu realisieren, können die Übertragungskoeffizienten spezifischer Hilfsträger gemessen werden, und die verbleibenden Übertragungskoeffizienten können durch Interpolation bestimmt werden. Die Kanalschätzung bei OFDM-Systemen wird üblicherweise mittels pilot-unterstützter Modulation durchgeführt, wobei der minimale mittlere Quadratfehler-Kanalschätzer (MMSE) verwendet wird, um sowohl Zeit- als Frequenzbereichskorrelation auszuwerten. Für diesen Zweck werden sogenannte Pilotmuster (eine Kombination bekannter Symbole) in den übertragenen Symbolstrom gemultiplext. Nachfolgend kann die Kanalentzerrung leicht durchgeführt werden. Dadurch wird eine kohärente Demodulation ermöglicht, und eine Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) kann beispielsweise angewandt werden. Alternativ kann eine Differentialmodulation, beispielsweise die differentielle Phasenverschiebungs-Verschlüsselung (M-DPSK) verwendet werden. In Verbindung mit dem OFDM-Übertragungssystem brauchen differentielle Modulationsverfahren aktuell keine Kanalschätzung und Entzerrung, so dass die Realisierung der Übertragungssysteme ziemlich einfach wird.
Wie oben beschrieben wird die (adaptive) Entzerrung für kohärente Demodulation in Bezug auf Frequenz-Bereichs-Entzerrung vereinfacht, die einen komplexen Multiplizierer pro Hilfsträger in einem geeignet-entworfenen OFDM-System umfasst. Der Multipfad-Kanal verursacht eine Dämpfung und eine Phasendrehung jeder Hilfsträgeramplitude. Wenn die Phasenumtastung (PSK) als Modulationsverfahren in jedem Hilfsträger verwendet wird, wird sogar keine Amplitudenentzerrung benötigt; es ist genug, die Phasenvariation zu korrigieren. Wenn außerdem die differentiell-codierte Modulation in den Hilfsträgern verwendet wird, wird überhaupt keine Kanalschätzung und Korrektur benötigt.
Bei terrestrischer Datenübertragung, beispielsweise Rundfunk oder Mobilfunk wird es schwerwiegende Multipfad-Verzerrung vorgefunden. Die möglicherweise sehr starke Kanaldämpfung von einzelnen Hilfsträgern macht das Kanalcodieren mit Weichentscheidungs-Decodierung unabdingbar. Folglich muss die Verlässlichkeit der Information für Bits oder Symbole von Empfangssymbolen (und dem aktuellen Kanalzustand) bei den Einzelhilfsträgern hergeleitet werden. Diese Information dient als Eingangssignal für Weichentscheidungs-Kanal-Decodieralgorithmen, welche – in Verbindung mit Zeit- und Frequenz-Verschachtelung – gute Ergebnisse für die OFDM-Übertragung in frequenz-selektiven Kanälen liefert. Zusammen mit der Kanalcodierung ist ein beträchtlicher Vorteil von OFDM die Festigkeit gegenüber Multipfad-Ausbreitung. Um Immunität gegenüber ISI zu erreichen, muss das OFDM-System passend ausgebildet werden. Dies umfasst eine ausreichend große Anzahl von Multiplex-Hilfsträgern geringer Bitrate, so dass die Übertragungsbandbreite in Wirklichkeit in frequenz-nichtselektive Hilfsträger syntaktisch analysiert wird, welche in Wirklichkeit im strikten Sinne zum Kompensieren von ISI nicht benötigt werden. Abgesehen davon muss ein sogenanntes "Sicherheitsintervall" ausreichender Dauer vorgesehen sein, um wechselseitige Orthogonalität unter den Hilfsträgern beizubehalten.
Wenn kohärente Modulation in den Hilfsträgern verwendet wird, muss eine Kanalschätzung im OFDM-Empfänger durchgeführt werden. Die Optimalität eines zweidimensionalen Wiener-Filters, um Schätzungen für die Kanalverstärkungen eines dispersiven und zeit-varianten Kanals zu erlangen, ist durch den Stand der Technik bekannt. Die beiden Dimensionen müssen dadurch mit dem Frequenz-Zeitgitter identifiziert werden, welches durch die nachfolgenden OFDM-Symbole im Frequenzbereich überspannt wird. Außerdem werden sogenannte "Pilottöne" regulär in informations-tragende OFDM-Symbole gemultiplext.
Neben der Kanalschätzung und Kanalcodierung ist die Synchronisation des Übertragers und des Empfängers eine weitere wichtige Aufgabe, wenn OFDM angewandt wird. Sie kann mittels eines sogenannten zyklischen Präfix (CP) erreicht werden, ein Teil des Präambelfelds (P), welches dem OFDM-Symbolstrom hinzugefügt ist.
Trotz der oben erläuterten Vorteile haften einige Schwierigkeiten dennoch OFDM an. OFDM-Übertragungssysteme werden durch alle Einflüsse verschlechtert, welche die wechselseitige Hilfsträger-Orthogonalität stören. Diese ist somit auf Trägerfrequenz-Offsets empfindlich, und daher ist Synchronisation innerhalb eines kleinen Teils eines Hilfsträgerraums kritisch. Zusätzlich muss der OFDM-Symbolstart im Empfänger identifiziert werden. Weitere negative Effekte, beispielsweise die Verschlechterung eines Versatzrahmens oder Zeit-Jitter-Szenarios und des Einflusses einer nichtsynchronisierten Abtastung werden in der relevanten Literatur analysiert.
Ein OFDM-Signal ist eine Schar von vielen Schmalband-Subkanälen. Daher zeigt das OFDM-Übertragungssignal einen hohen dynamischen Bereich und einen großen Formfaktor. Intermodulation wie auch Außerbandleistung (verdächtige Töne) werden erzeugt. Nichtlineare Einrichtungen, beispielsweise der Leistungsverstärker des Übertragers, müssen in der Lage sein, mit dem hohen dynamischen Bereich des Übertragungssignals fertig zu werden, um die Außerbandabstrahlung unter einer bestimmten Grenze zu halten, welche durch verwendete Spektralmasken gemäß des zugrunde liegenden Standards auferlegt sind. Dies führt zu einer nicht wirksamen Verstärkung und einem großen Leistungsverbrauch. Aufgrund dieser Effekte treten viele Bitfehler dennoch auf – sogar bei einem hohen mittleren Signal- Rausch-Verhältnis. Aus diesem Grund ist eine wirksame Kanalcodierung für Übertragungssysteme, welche OFDM-Systeme verwenden, notwendig.
Außerdem wird die Energie, die während des Sicherheitsintervalls empfangen wird, verschwendet, da sie nicht für den Ermittlungsprozess des Empfängers verwendet wird. Wenn insbesondere die maximale Kanalimpuls-Antwortdauer im Vergleich mit dem Modulationsintervall lang ist, muss die Anzahl von Trägern hochgehalten werden, um den Leistungsverlust aufgrund des Sicherheitsintervalls in vernünftigen Grenzen zu halten.
Ein OFDM-Basisbandsignal s(t) besteht aus K äquidistanten Hilfsträgersignalen g_k(t) (1 ≤ k ≤ K), welche einen Hilfskanalabstand von Δf haben. Dadurch wird die Systembandbreite B_sys in K äquidistante Hilfskanäle unterteilt. In diesem Fall sind die Hilfsträger g_k(t) orthogonal paarweise innerhalb einer Zeitperiode T_s = 1/Δf. Um ISI zu vermeiden, ist ein sogenanntes "Sicherheitsintervall" mit der Länge T_G als Präfix dem Signal g_k(t) zugeordnet, welches eine periodische Wiederholung des Signals g_k(t) zeigt. Daher hat die Symboldauer T_MC eines Hilfsträgersignals insgesamt zum Ergebnis: TMC = TS + TG
Im Empfänger wird das Sicherheitsintervall entfernt, und lediglich die aktuell verwendete Symboldauer T_S wird ausgewertet. Wenn die gewählte Länge T_G des Sicherheitsintervalls länger ist als die maximale Verzögerung des Kanals, kann ISI vollständig vermieden werden. Jedes der K Hilfsträgersignale g_k(t) kann mit einem komplexen Modulationssymbol S_n,k moduliert werden, wobei der Index n das Modulationsintervall bezeichnet und der Index k das Hilfsträgersignal g_k(t) im benachbarten OFDM-Block zeigt. Wenn das OFDM-Basisbandsignal s(t) mit einer Abtastrate von K·Δf = (B) abgetastet wird, entsteht ein zeit-diskretes Signal, welches der inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) von S_n,k entspricht – das n-te übertragene Modulationssymbol des k-ten Hilfsträgers g_k(t) – für den n-ten OFDM-Block. Somit kann das zeit-diskrete Übertragungssignal aus der Sequenz der Modulationssymbole aller K-Hilfsträgersignale g_k(t) durch eine IDFT erzeugt werden, welche als eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) realisiert wird. Entsprechend können die Modulationssymbole R_n,k von dem abgetasteten empfangenen Signal im Empfänger mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) abgerufen werden. In diesem Fall ist R_n,k das n-te empfangene Modulationssymbol des k-ten Hilfsträgersignals g_k(t).
Wenn der gewählte Wert für den Hilfskanalabstand Δf klein ist im Vergleich zur kohärenten Bandbreite B_coh und der gewählte Wert für die Symboldauer T_MC klein im Vergleich zur Kohärenzzeit T_cch des Kanals ist, kann die Übertragungsfunktion H(f, t) des Kanals als quasistationär innerhalb der Bandbreite Δf des Hilfsträgersignals g_k(t) und der Dauer T_MC eines Modulationssymbols S_n,k angesehen werden. In diesem Fall wird der Einfluss des Funkkanals abgesehen vom Zusatzrauschen N(f, t) begrenzt auf das, wo jedes Hilfsträgersignals gedämpft wird und bezüglich seiner Phase durch einen komplexen Übertragungsparameter ΔH_n,k := H(k·f, n·T) verzerrt wird. Wenn man eine perfekte Synchronisation des Übertragers und des Empfängers annimmt, liefert die FFT dadurch für das empfangene Modulationssymbol R_n,k Rn,k = Hn,k·Sn,k + Nn,k wobei N_n,k := N(k·Δf, n·T) sich auf das Zusatzrauschen des Kanals bezieht. Wenn man Multipfad-Ausbreitung des Übertragungssignals annimmt, können die OFDM-Hilfskanäle mittels Rayleigh Kanäle oder mit existierender Sichtlinien-Verbindung (LOS) mittels Rice-Kanälen nachgebildet werden. Diese Modelle bringen eine ideale Verschachtelung mit sich, d.h., die Übertragungskoeffizienten sind im letzteren Fall nicht korreliert. Wenn im Vergleich das Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering (WSSUS) channel model angewandt wird, wo Kanalimpulsantworten, welche den gemessenen statistischen Kenndaten der relevanten Funkkanäle entsprechen, als stochastische Prozesse erzeugt werden, ergibt sich eine Korrelation der Übertragungsparameter sowohl in der Zeit- als auch der Frequenzrichtung.
Zusammengefasst umfasst die Übertragung von Signalen mittels eines OFDM-Übertragungssystems die folgenden Schritte:

1. Die zu übertragenden Daten werden möglicherweise codiert und den entsprechenden Modulationssymbolen S_n,k zugeordnet.
2. Die Sequenz der Modulationssymbole S_n,k wird einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) unterworfen.
3. Um ISI zu vermeiden, wird jedes der Hilfsträgersignale g_k(t) durch ein Sicherheitsintervall ergänzt.

Mit Ausnahme der Modulationssymbole S_n,k müssen Pilotsymbole, die möglicherweise zur Kanalschätzung und Entzerrung verwendet werden müssen, ebenfalls in Abhängigkeit von dem angewandten Modulationsverfahren übertragen werden. Auf diese Weise erhalten wird das digitale Basisbandsignal dann einer D/A-Umsetzung unterworfen, auf die Trägerwelle moduliert, verstärkt und über den Kanal übertragen. Im Empfänger werden die komplementären Operationen in ungekehrter Reihenfolge angewandt.
Um eine Information den empfangenen Modulationssymbolen R_n,k zuzuteilen, welche in ihrer Phase gedämpft und verzerrt sind, sowie durch Zusatzrauschen beeinträchtigt sind, muss der Empfänger die komplexen Übertragungskoeffizienten H_n,k kennen. Demodulationsverfahren mit diesen Besonderheiten werden als "kohärent" in der technischen Sprache bezeichnet. Da der Empfänger nicht die präzisen Übertragungskoeffizienten H_n,k zusichern kann, muss dennoch eine Kanalschätzung anstelle davon ausgeführt werden, welche die geschätzten Werte H_n,k für die Übertragungskoeffizienten H_n,k bereitstellt. Danach kann der Empfänger eine Entscheidung mit Hilfe der folgenden Auswertung treffen:
Wenn das Signal-Rausch-Verhältnis hoch genug ist, ist der Empfänger in der Lage, das übertragene Modulationssymbol S_n,k mittels einfacher Schwellenwertentscheidungen von R ~_n,k, abzurufen.
Für eine Kanalschätzung, welche für die kohärente Demodulation notwendig ist, wird ein sogenanntes "Pilotmuster", d.h., eine Sequenz bekannter Modulationssymbole regelmäßig auf mehreren Hilfsträgern übertragen. Zunächst misst der Empfänger die Übertragungskoeffizienten in diesen Zeitpunkten und diejenigen Frequenzen, bei denen die Pilotmuster übertragen wurden. Danach liefert eine Interpolation, welche vorzugsweise als eine Filterung realisiert werden kann, die verbleibenden Übertragungskoeffizienten.
Einerseits muss betrachtet werden, dass die Übertragungskapazität des Systems aufgrund der Übertragung von Pilotsymbolen abnimmt, wenn die Kanalschätzung angewandt wird. Andererseits werden die Pilotsymbole durch Zusatzrauschen, beispielsweise die verbleibenden Modulationssymbole beeinträchtigt, so dass die Übertragungsfunktion nicht exakt bestimmt werden kann. Umso mehr Pilotsymbole verfügbar sind, desto genauer kann die Übertragungsfunktion bestimmt werden, wobei jedoch umso mehr die Datenübertragungskapazität verschwendet wird.
Wenn das WSSUS-Kanalmodell angewandt wird, ist die zugrunde liegende Annahme zur Kanalschätzung, dass die Abtastung der Übertragungsfunktion für den Kanal sowohl im Zeitbereich als im Frequenzbereich ausreichend dicht gemäß der Abtasttheorem nach Shannon ausreichend dicht ist. Aus diesem Grund sollten die Abstände der Pilotsymbole gleich n_t Modulationsintervalle sein und n_t Hilfsträgerintervalle sollten am meisten sein, wobei n_t und n_t die folgenden Ungleichungen erfüllen: nt ≤ 1/(2fD,max·TMC) (1)oder nf ≤ 1/(2τmax·Δf) (2),wobei die hier verwendeten Variablen definiert sind wie folgt:

Δf:: Bandbreite, belegt durch jedes der äquidistanten Hilfsträgersignale, Hilfskanal-Abstand zwischen verschiedenen Hilfsträgersignalen,
f_D,max:: Maximale Doppler-Frequenz des übertragenen Signals in einem Funkkanal unter der Annahme von Multipfadausbreitung,
n_f:: Anzahl der angewandten Hilfsträgersignale,
n_t:: Anzahl der angewandten Modulationssymbole,
T_MC:: Dauer eines Modulationssymbols, und
τ_max:: Maximale Zeitverzögerung eines übertragenen Signals in einem Funkkanal unter der Annahme von Multipfadausbreitung.

Die Interpolation kann durch eine zweidimensionale Filterung oder durch aufeinanderfolgende Filterung in der Frequenz- und Zeitrichtung realisiert werden. Je höher die Abtastrate der Übertragungsfunktion ist, umso besser kann das Rauschen der empfangenen Pilotsymbole aufgrund dieses Filterns reduziert werden, und die Kanalschätzung wird genauer.
Eine grobe Messung der mobilen Funkkanal-Kohärenzzeit T_coh führt häufig zu nichtpraktikablen Ungenauigkeiten, wenn ein Übertragungssystem in Umgebungen mit Hochgeschwindigkeitserfordernissen angewandt wird. Es ist folglich ratsam, die Kohärenzzeit mit Hilfe der folgenden Formel zu schätzen:
wobei c als betrachteter Kohärenzpegel definiert ist und f_D die Doppler-Verschiebung ist. Zur verlässlichen Kanalschätzung sollte ein Kohärenzpegel c von mehr als 0,9 erreicht werden. Unter der Annahme, dass die Dauer T_MC des Multiträgersymbols viel kleiner ist als die Kohärenzzeit T_coh, kann der Kanal als quasi-stationär angesehen werden. Wenn ein Pilotsignal während der Konfidenzdauer T_conf (T_conf << T_coh) empfangen wird, kann eine gültige Schätzung der Kanalübertragungsfunktion durchgeführt werden.
Die folgende Tabelle enthält berechnete Beispielsparameter, wo eine Multiträger-Symboldauer T_MC von 4 μs, eine Trägerfrequenz f von 6 GHz und ein Kohärenzpegel c von 0,9 gewählt wurden. Sie zeigt, dass sogar für moderate Geschwindigkeiten (v = 10 ... 30 km/h) die Kanalkohärenzzeit T_coh ziemlich kurz in Bezug auf lange Datenbursts wird, da die Dopplerverschiebung f_D augenscheinlich wird, und dass eine Verschlechterung des Empfangs langer Datenbursts, die jeweils aus N Multiträger-Symbolen der Dauer T_MC bestehen, erwartet werden muss. Um mit der spezifischen Zeitvarianz des Mobilkanals fertig zu werden, wird das Pilotmuster periodisch mit T_MC = 4 μs wiederholt, wodurch sich eine Pilotperiode ergibt, welche N_pp = ⎾T_coh/T_MC⏋ Multiträgersymbole aufweist. Die Quadratklammern in der Formel oben runden den Wert von dessen Argument auf den einen höheren ganzzahligen Wert ab.
Aufgrund der oben erläuterten Verschlechterung ist eine Einzelfehler-Kanalschätzung (auf Basis einer einzelnen Multiträger-Pilotsequenz) am Anfang jedes Datenbursts nicht ausreichend, da der Funkkanal ein zeit-variantes Verhalten aufgrund der Mobilität der Nutzer zeigt. Wenn der Frequenzbereich der Trägerfrequenz vom 6-GHz-Band in Richtung auf höhere Trägerfrequenzen verschoben wird, wird die Verschlechterung schlechter.
Kurzbeschreibung des augenblicklichen Standes der Technik
Gemäß dem Stand der Technik gibt es unterschiedliche Lösungen für das Problem von Pilotmustern auf Basis der Kanalschätzung und/oder verfügbarer Kanalverfolgung, wobei jedes von diesen für eine spezifische Anwendungsumgebung optimiert ist, die durch den Übertragungskanal angegeben wird, und somit gewisse anhaftende Einschränkungen enthält. Diese Lösungen basieren auf High Performance Local Area Network Type 2-Norm (HIPERLAN/2), beziehungsweise die Digital Video Broadcasting Terrestrial transmission mode Norm (DVB-T). Um diese Lösungen in Bezug auf die genannten Normen zu erläutern, ist es notwendig, kurz die Aktionen zu beschreiben, welche innerhalb der realen Ebene (PHY) und der Datenverknüpfungs-Steuerebene (DLC) durchgeführt werden.
Die reale Ebene (PHY)
Gemäß der Norm HIPERLAN/2 und IEEE 802.11a wird die OFDM-Übertragung bei der realen Ebene (PHY) angewandt. Anschließend werden die Hauptfunktionen der PHY-Ebene kurz beschrieben. Wenn eine Bitsequenz in der PHY-Ebene empfangen wird, werden die folgenden Schritte durchgeführt:

1. Verknüpfungsadaption: in Abhängigkeit von der Wahl des angewandten Modulationsverfahrens und dessen Coderate treten unterschiedliche Übertragungsraten auf. Die Kombination der Modulation und der Coderate, welche die DLC-Ebene freigeben, um einen adäquaten Modus in Abhängigkeit von den Empfangsbedingungen zu wählen, wird als PHY-Modus bezeichnet. In diesem Fall muss für die Informationsbits, die in der PHY-Ebene ankommen, eine Verknüpfungsadaption durch Auswählen eines geeigneten PHY-Modus durchgeführt werden.
2. Verwürfeln: die Informationsbits werden einer bitweisen Verwürfelung unterworfen, um lange Programmläufe von fortlaufenden "0" oder "1" zu vermeiden, und das angewandte Generatorpolynom der Verwürfelungsschaltung wird angegeben als S(X) := X⁷ ⊕ X⁴ ⊕ 1, wobei "⊕" das Symbol eine Modulo-2-Addition zeigt.
3. Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC)-Codierung: um eine Fehlerkorrektur durchzuführen, werden die verwürfelten Bits dann mittels eines Faltungscodierers codiert. Dieses Verfahren wird als Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC) bezeichnet. Zunächst werden sechs Bits dem Protokolldateneinheit-(PDU)-Zug für eine Codebeendigung hinzugefügt. Dadurch wird das Codieren der Daten mittels eines punktierten Faltungscodierers durchgeführt, der eine Coderate von 1/2 und eine Randbedingungslänge von 7 hat. Die punktierten Komponenten werden üblicherweise betrieben, um eine Coderate von 3/4 oder 9/16 entsprechend zur Folge zu ergeben.
4. Verschachtelung: mittels der Bitverschachtelung kann die Wirksamkeit des Faltungscodierers verbessert werden, und der Einfluss des frequenz-selektiven Schwunds kann vermindert werden. Die Blocklänge des angewandten Verschachtelers ist gleich der Anzahl der codierbaren Bits pro OFDM-Symbol.
5. Auflistung: gemäß den angewandten Modulationsverfahren werden die verschachtelten Bits nach oben hin in Gruppen von 1, 2, 4 oder 6 Bits unterteilt (entsprechend BPSK, QPSK, 16QAM beziehungsweise 64QAM-Modulation) und einem (normierten) komplexen Modulationssymbol K_mod·d _n zugeordnet, wobei d _n = Re{d _n} + j·IM{d _n} (mit j := √ – 1) das n-te nichtnormierte Modulationssymbol ist, und K_mod ein Normierungsfaktor ist, der vom angewandten Modulationsverfahren abhängt. Die komplexen Modulationssymbole, die so gebildet sind, werden als Hilfsträger-Modulationssymbole bezeichnet.
6. Modulation: diese Hilfsträger-Modulationssymbole werden in ein komplexes Basisbandsignal mit Hilfe eines OFDM-Modulationsverfahrens umgesetzt. Daher wird eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) durchgeführt. Zusammen gibt es N_SD = 48 Hilfsträger für Datensignale und N_SP = 4 Hilfsträger für die Referenzinformation, welche durch entsprechende Pilotsymbole gezeigt wird. Jedes OFDM-Symbol besteht somit aus N_ST = N_SD + N_SP= 52 Hilfsträgern mit einer Gesamtlänge von T_MC = 4,0 μs. Weitere OFDM-Parameter können der nachfolgenden Tabelle entnommen werden:
7. PHY-Burstzusammensetzung: durch Hinzufügen von Pilotsymbolen und einer Präambel zu dem Signal wird ein sogenannter PHY-Burst gebildet, die Datenstruktur für die reale Symbol-Symbol-Informationsübertragung in Bezug auf die angewandten Hilfsträger.

Die Datenverknüpfungs-Steuerebene (DLC)
Die Aufgabe der Datenverknüpfungs-Steuerebene (DLC) besteht darin, das gemeinsam verwendete reale Medium anteilig zu nutzen, d.h. den Funkkanal, unter den Mobilstationen (MS) in einer fairen und wirksamen Weise. Eine weitere Aufgabe dieser Ebene besteht darin, die Übertragung gegenüber Fehler zu sichern, die aufgrund der Übertragung über den Funkkanal für jede einzelne Verbindung auftreten. Zu diesem Zweck ist die DLC-Ebene nach obenhin in zwei Hilfsebenen unterteilt, die als Mediumszugriffssteuerung (MAC) und Logik-Verknüpfungssteuerung (LLC) bezeichnet werden. In der MAC-Hilfsebene ist der reale Kanal in Zeitschlitze hilfsunterteilt, wobei ein TDMA-Verfahren angewandt wird. Außerdem ist die MAC-Hilfsebene verantwortlich, um Übertragungskapazität den entsprechenden Mobilstationen in Abhängigkeit von ihren spezifischen Erfordernissen zuzuordnen. Im Vergleich liefert die LLC-Hilfsebene eine Fehlerkorrektur mittels eines automatischen Wiederholungsanforderungsprotokolls (ARQ).
Die MAC-Hilfsebene unterteilt den realen Kanal in Rahmen konstanter Längen. Bei der ETSI-BRAN-Norm ist eine Rahmenlänge von 2 ms vorgeschrieben. Wenn eine OFDM-Symboldauer von 4 μs vorgegeben ist, entspricht dies 500 OFDM-Symbolen pro Rahmen. Der Rahmen ist in Übertragungsstufen mit unterschiedlichen Funktionen unterteilt, wie man aus der folgenden Figur ersehen kann:
Der Zugriff auf den gemeinsam genutzten realen Kanal wird durch eine Zentralinstanz, den Zugriffspunkt (AP) bzw. die Zentralsteuerung (CC) koordiniert. Sie teilt dynamisch Übertragungskapazität in der Form von Zeitschlitzen zu. Daher braucht der AP Information über die die Anzahl und die Dienstklasse von Datenpaketen in den mobilen Endgeräten (MT), die auf Übertragung warten.

– In den Rundsendephase werden Informationen, die die Kapazitätszuteilung für den aktuellen MAC-Rahmen betreffen, zu jedem MT unter anderen Dingen gesendet.
– In der Abwärtsstreckenphasen werden Benutzerdaten vom AP zu jedem MT übertragen.
– In der Aufwärtsstreckenphase werden Benutzerdaten vom entsprechenden MT zum AP übertragen.
– In der Zufallszugriffsphase werden die Kapazitätserfordernisse der registrierten MTs sowie die Registrierungsanforderungen noch nicht registrierter MTs übertragen.

Für die Übertragung der MAC-spezifischen PDUs in den entsprechenden Phasen werden Transportkanäle durch die reale Ebene (PHY) angeboten. In nachfolgenden MAC-Rahmen ändert sich die Übertragungskapazität der individuellen Kanäle, welche durch den Rundfunkkanal (BCH) und den Rahmenkanal (FCH) gesteuert werden, wenn erforderlich.

– Rundsendekanal (BCH): über den BCH werden fundamentale Informationen der mobilen Funkzellen zu jedem MT übertragen, beispielsweise wird die Identifikation der mobilen Funkzellen zu jedem MT übertragen, beispielsweise die Identifikation des AP bezüglich der DLC-Ebene oder die aktuelle Übertragungsleistung des AP. Außerdem weist der BCH-Zeiger die Positionen des Rahmenkanals (FCH) und des Zufallszugriffskanals (RCH) innerhalb des Rahmens sowie deren Längen auf.
– Rahmenkanal (FCH): mittels des FCH liefert der AP eine Inhaltstabelle der Abwärtsstrecken- und Aufwärtsstreckenphase.
– Zugriffsrückführkanal (ACH): mit Hilfe des ACH wird der Zustand der Zugriffe auf den RCH des vorherigen MAC-Rahmens beschrieben. Der ACH zeigt die RCH-Zeitschlitze, in denen PDUs durch den AP erfolgreich empfangen wurden.
– Abwärtsstreckenphase: während der Abwärtsstreckenphase werden der lange Kanal (LCH) und der kurze Kanal (SCH) übertragen. Über diese Transportkanäle werden Datenpakete mit fester Länge übertragen, die dazu dienen, die Nutzinformation und die Steuerinformation der jeweiligen MTs und ihre Verbindungen zu übertragen. Diese Datenpakete werden variabel in Gruppen zugeteilt, d.h., sogenannte PDU-Zügen. Jeder PDU-Zug besteht aus Daten, die zu einem einzigen MT gehören.
– Aufwärtsstreckenphase: die Struktur der Aufwärtsstreckenphase ist identisch zur Struktur der oben beschriebenen Abwärtsstreckenphase.
– Zufallskanal (RCH): der RCH wird während des ersten Zugriffs auf das mobile Netzwerk über eine Leitungsübergabe und zur Übertragung von Ressourcen-Anforderungen (RR) verwendet. In der Zufallszugriffsphase können bis zu 31 RCHs angewandt werden.

Die Parameter der Transportkanäle gemäß der ETSI-BRAN-Norm können der folgenden Tabelle entnommen werden:
HIPERLAN/2-Hintergrundinformation
Die HIPERLAN/2-Norm definiert zwei PHY-Bursts, wie oben beschrieben, einen jeden für die Abwärtsstrecke beziehungsweise für die Aufwärtsstrecke, und einen optionalen Direkt-Verknüpfungsburst, der hier nicht betrachtet werden soll. Dadurch werden die Protokolldaten-Einheitszüge (PDU), welche durch die Datenverknüpfungs-Steuerebene (DLC) geliefert werden, auf die PHY-Bursts abgebildet, wie unten beschrieben:
Das Format der hier angewandten PHY-Bursts einschließlich des Direktverknüpfungsbursts kann der folgenden Figur entnommen werden:
a)
a) Rundsendeburst
b) Aufwärtsstreckenburst mit langem Präambel-Direktlinkburst
c) Aufwärtsstreckenburst mit kurzer Präambel
d) Abwärtsstreckenburst
Der Abschnitt 1 und 2 des Rundsendebursts sind wie in der Figur oben gezeigt für die Identifikation des MAC-Rahmenstarts bestimmt, während der Abschnitt 3 dazu bestimmt ist, für eine Kanalschätzung verwendet zu werden. Der Abschnitt 2 des Aufwärtsstreckenbursts ist ebenfalls dazu bestimmt, eine erfolgreiche automatische Verstärkurgssteuerungseinstellung (AGC) für alle Kanäle freizugeben. Weitere Details können der HIPERLAN/2-Beschreibung entnommen werden. Das Datenteil, welches als Nutzinformation bezeichnet wird, enthält die OFDM-Symbole, welche auf festen Hilfsträgern übertragen werden. Dadurch werden vier Pilotsymbole in jedes Nutzinformations-OFDM-Symbol gemultiplext. Üblicherweise werden diese Pilotsymbole für Frequenzverfolgungszwecke verwendet. Da sie den festen Hilfsträgern zugeordnet sind und üblicherweise nicht das Abtasttheorem in der Frequenzrichtung erfüllen, können sie für die Kanalverfolgung nicht verwendet werden.
Kanalschätzung gemäß dem HIPERLAN/2-Standard
Bei HIPERLAN/2-Systemen werden Datenpakete übertragen, die eine sogenannte Präambel aufweisen (welche aus OFDM-Symbolen besteht), auf die OFDM-Datensymbole folgen. Wenn eine QPSK-Modulation mit einer Coderate von 3/4 angewandt wird, kann die Länge des Totalbursts (einschließlich der Präambel und der Daten) beispielsweise zwischen 16 μs (Präambellänge: 8 μs, Datenlänge: 8 μs, wenn lediglich ein SCH angewandt wird) und 1,928 μs (Präambellänge: 8 μs, Datenlänge: 1,920 μs, wenn 80 SCHs angewandt werden) variieren.
Das Präambelfeld in HIPERLAN/2
Bei jedem realen Burstformat wird ein sogenanntes Präambelfeld (P), welches unmittelbar den OFD-Datensymbolen vorhergeht, verwendet. Es besteht aus zwei identischen OFDM-Symbolen (C-Symbolen) (P₂, P₃) einer normalen Länge (wobei jeder der N_ST = 52 Hilfsträger in Verwendung ist), dem ein langes Ausdehnungsfeld vorhergeht, welches als zyklisches Präfix (CP = P₁) bezeichnet wird, wie in der folgenden Figur gezeigt ist:
wobei das Symbol "C Kanalschätzung" bedeutet. Die Hilfsträger sind durch die sogenannten Verwürfelungselemente SC_n ∊ {–1, 0, +1} einer Modulationssequenz SC moduliert, die angegeben ist durch SC = {SCn|nmin = –26 ≤ n ≤ 26 = nmax} := {+1, +1, –1, –1, +1, +1, –1, +1, –1, +1 +1, +1, +1, +1, +1, –1, –1, +1, +1, –1, +1, –1, +1, +1, +1, +1, 0, +1, –1, –1, +1, +1, +1, +1, –1, +1, –1, –1, –1, –1, –1, +1, +1, –1, –1, +1, –1, +1, –1, +1, +1, +1, +1}die insgesamt N_ST + 1 = 53 Elemente haben. Dadurch ist dieses Ausdehnungsfeld (CP) aus einer zyklischen Wiederholung von den genannten OFDM-Symbolen (P₂, P₃) zusammengesetzt, die eine Kopie der letzten 32 Abtastungen eines der beiden OFDM-Symbole (P₂ oder P₃) umfassen. Dies ist somit das doppelte der Länge im Vergleich zum zyklischen Präfix (CP_d) der normalen Datensymbole.
Der gesamte Burst wird durch Verkettung der oben beschriebenen Präambel (P = P₁) mit der Nutzinformation gebildet, welche die OFDM-Datensymbole umfasst, und möglicherweise mit anderen Präambeln (P₂, P₃, ...), wie unten gezeigt:
Bei der IEEE 802.11a-Norm wird ein ähnliches Präambelfeld für eine Kanalschätzung verwendet.
Pilotverwürfelungsverfahren
Das Verwürfeln von Pilotmuster irgendeiner Art wird dazu angewandt, das vorher bestimmte Verhalten vorher definierter Pilotsignale zufallsmäßig zuzuordnen, um vorher bestimmte Spektralspitzen zu minimieren.
Bei HYPERLAN/2 ist das Referenzsignal, welches über die Hilfsträger übertragen wird, die Bezug haben zu dem fortlaufenden Pilotmuster C_l,n mit den Parametern l und n definiert wie folgt:
wobei p eine Sequenz ist, die zum zufälligen Zuordnen des übertragenen Referenzsignals verwendet wird. Die Sequenz p ist definiert als Pseudo-Rausch-Sequenz (PN), die angegeben wird durch: p' = {pn' ∊ {–1, +1}|0 ≤ n ≤ 27 – 1 = 127} := {+1, +1, +1, +1, –1, –1, –1, +1, –1, –1, –1, –1, +1, +1, –1, +1, –1, –1, +1, +1, –1, +1, +1, –1, +1, +1, +1, +1, +1, +1, –1, +1, +1, +1, –1, +1, +1, –1, –1, +1, +1, +1, –1, +1, –1, –1, –1, +1, –1, +1, –1, –1, +1, –1, –1, +1, +1, +1, +1, +1, –1, –1, +1, +1, –1, –1, +1, –1, +1, –1, +1, +1, –1, –1, –1, +1, +1, –1, –1, –1, –1, +1, –1, –1, +1, –1, +1, +1, +1, +1, –1, +1, –1, +1, –1, +1, –1, –1, –1, –1, –1, +1, –1, +1, +1, –1, +1, –1, +1, +1, +1, –1, –1, +1 –1, –1, –1, +1, +1, +1, –1, –1, –1, –1, –1, –1, –1}.
Diese PN-Sequenz p kann mittels eines linearen Rückführungsschieberegisters (LFSR) mit einem Generatorpolynom S(X) := X7 ⊕ X4 ⊕ 1erzeugt werden, welches zur Datenverwürfelung verwendet wird (wobei das Symbol "⊕" als Operator für eine Modulo-2-Addition verwendet wird), wenn der Zustand "alle 1" (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1) als Anfangszustand angewandt wird, wodurch alle Digitalwerte "0" und "1" durch Zeichen "+1" oder "–1" entsprechend ersetzt werden. Jedes Sequenzelement wird für ein einzelnes OFDM-Symbol verwendet. Der Verschlüsseler, der auf diese Weise definiert ist, sollte am Anfang jedes PDU-Zugs initialisiert werden. In diesem Zusammenhang sollte erwähnt werden, dass das fortlaufende Pilotmuster C_l,n für eine Kanalschätzung zu dem Zweck nicht verwendet wird, den Kanal zu entzerren, sondern beispielsweise für eine Phasenverfolgung.
Im Demodulator dient die Verwendung eines zyklischen Präfix anstelle eines einfachen Sicherheitsintervalls dazu, die Kanalentzerrung zu vereinfachen. Es ist außerdem vorteilhaft, Trägersynchronisation im Empfänger beizubehalten. Wenn ein zyklisches Präfix verwendet wird, besteht die OFDM-Demodulation aus drei Schritten:
1. Lokalisieren des Startpunkts eines OFDM-Symbols, 2. Trennung aller Hilfsträger durch Anwendung der diskreten Fourier-Transformation (DFT), und 3. Auflisten der empfangenen Symbole in Bits.
Das Dokument "Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN-Typus 2; Physical (PHY) Layer" ETSI TS 101 475 v1. 2.2, 2001-02, beschreibt die realen Ebenenanwendungen für das lokale Hochleistungs-Funkbereichsnetzwerk des Typus 2 (HIPERLAN/2). Die reale Ebene von HIPERLAN/2 basiert auf dem Modulationsschema OFDM. Jedes Daten-OFDM enthält Daten in Datenträgern zusammen mit Referenzinformation in Pilotträgern. Ein Datensymbol enthält zwei Teile, nämlich ein nützliches Symbolteil und ein zyklisches Präfix. Das zyklische Präfix besteht aus einer zyklischen Fortsetzung des nützlichen Teils und ist vor dem nützlichen Teil angeordnet. Bei HIPERLAN/2 besteht ein Rundsendeburst aus einer Präambel, auf die ein Nutzinformationsabschnitt von N aufeinanderfolgenden OFDM-Datensymbolen folgt. Die Präambel beginnt mit zwei Abschnitten, welche unterschiedliche OFDM-Symbolarten enthalten, und endet mit einem dritten Abschnitt, der aus zwei OFDM-Symbolen (C) einer Normallänge bestehen, denen ein zyklisches Präfix (CP) der Symbole vorhergeht, wobei das zyklische Präfix CP eine Kopie der 32 letzten Abtastungen der C-Symbole ist.
Das Dokument "Wireless LAN Medium Access Controll (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications", IEEE STANDARD 802.11A-1999, 1999, beschreibt die reale Hochgeschwindigkeitsebene im 5 GHz-Band gemäß dem Standard IEE 802.11a-1999 für ein OFDM-System. Die Struktur eines Datenbursts enthält ein erstes Präambelfeld, ein zweites Signalfeld und ein drittes Datenfeld. Das erste Präambelfeld wird zur Synchronisation verwendet und besteht aus 10 kurzen Symbolen und zwei langen Symbolen. Die beiden langen Symbole, welche dem Kanal und der feinen Frequenz-Offset-Schätzung gewidmet sind, gehen einer zyklischen Erweiterung vorher. Das zweite Signalfeld enthält Raten und Längeninformation. Das dritte Datenfeld besteht aus einer Reihe von OFDM-Symbolen, welche auf Daten bezogen sind, wobei jedes OFDM-Symbol einer zyklischen Erweiterung vorhergeht.
Mängel und Nachteile der bekannten Lösungen des aktuellen Standes der Technik
Wie oben erwähnt ist jedes der angewandten Pilotmuster auf Basis von Kanalschätzung und/oder Kanalverfolgungsverfahren für einen spezifischen Zweck optimiert und enthält somit bestimmte Beschränkungen.
Üblicherweise wird bei HIPELAN/2 keine Kanalverfolgung ausgeführt. Die Kanalübertragungsfunktion wird während des Präambelteils des Datenbursts geschätzt und verbleibt während des gesamten Bursts fest ("Einzelschuss-Kanalschätzung"), um eine kohärente Demodulation des Empfangssignals zu unterstützen. Jegliche Kanalvariationen während des Empfangs des Bursts, welche beispielsweise durch die Mobilität von Benutzern verursacht wird, werden nicht verfolgt. Daher muss eine Verschlechterung der Datenübertragung für alle zeit-varianten Kanäle erwartet werden. Außerdem, da es keine Aktualisierung der Einzelschuss-Kanalschätzung gibt, reduziert eine geringe Qualitätskanalschätzung am Anfang die Empfangsqualität des gesamten Bursts.
Das Pilotmuster, welches beim DVB-T-Standard angewandt wird, ist eine optimierte Lösung für zeit-variante Kanäle. Trotzdem ist ein signifikanter Nachteil dieses Pilotmusters die Komplexität von dessen Durchführung, was beispielsweise die erforderliche Verarbeitungsleistung für die Interpolation betrifft, und die Puffer, welche zum Speichern mehrfacher kompletter OFDM-Symbole benötigt werden.
Die Durchführungskomplexität ist weiter ein fundamentaler Nachteil von Pilotmustern, welche beim DFE-Standard angewandt werden, welcher in gleicher Weise die erforderliche Verarbeitungsleistung betrifft. Für hoch-zeit-variante Kanäle benötigt der DFE-Entzerrer gültige Kanalstatusinformation ebenfalls (als Startpunkt), womit somit ein passendes Pilotmuster erforderlich ist.
Bei DVB-T erlaubt ein Pilotmuster, welches periodisch in Zeit- und Frequenzrichtung verteilt ist, eine Verfolgung der Kanalübertragungsfunktion. Da jedoch ein Puffern mit einer Mischung einer zweidimensionalen Tiefpass-Pilotinformationsfilterung und möglicherweise eine Entscheidungsrückführungsentzerrung (DFE) erforderlich ist, wird der verwendete Entzerrer ziemlich kompliziert. Die Anwendung eines verteilten Pilotmusterschemas auf HIPERLAN/2 kann nicht empfohlen werden, da dies mit sich bringt, dass

– eine Kanalschätzung durch zwei Sätze von Interpolationsfiltern (beispielsweise Wiener-Filtern) durchgeführt wird, wobei ein Interpolationsfilter dazu dient, in der Frequenzrichtung zu interpolieren, und das andere, um Interpolation in der Zeitrichtung durchzuführen, und
– die Komplexität sehr hoch ist aufgrund des Pufferns der angewandten OFDM-Symbole gemäß der Periodizität von Pilotsymbolen in der Zeitrichtung.

Die Kanalverfolgung kann außerdem durch Anwenden einer Entscheidungsrückführungsentzerrung (DFE) durchgeführt werden. Für HIPERLAN/2 ist die Verwendung von DFE auf die unteren Modulationsschemen (beispielsweise BPSK und QPSK) beschränkt, wobei die Kanalverfolgung für andere Modulationsschemen unzufriedenstellend ist (beispielsweise 16QAM und 64QAM). Außerdem bringt die Verwendung einer DFE einen signifikanten Anstieg der Komplexität der angewandten Empfängerarchitektur mit sich.
Aufgabe der zugrunde liegenden Erfindung
Im Hinblick auf die oben erläuterten Erklärungen ist es die Aufgabe der Erfindung, ein neues Pilotmusterverfahren für ein drahtloses Hochgeschwindigkeits-Mehrfachträgersystem vorzuschlagen, welches erlaubt, die Beeinträchtigungen verursacht durch zeit-varianten Mehrfachpfad-Schwundkanal in Bezug auf das Empfangssignal zu schätzen und zu entzerren, um die Übertragungsqualität des Systems zu verbessern. Dieses Merk mal wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Merkmale sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
Überblick über die Erfindung
Die zugrunde liegende Erfindung beschreibt eine wenig komplexe und wenig anspruchsvolle Lösung für ein Pilotmuster eines drahtlosen-pilotunterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems, welches zum Unterstützen mobiler Anwendungen innerhalb Umgebungen verwendet wird, die durch zeitvariables Multipfad-Schwundverhalten des mobilen Funkkanals schwer beeinträchtigt werden. Dadurch wird die Erfindung speziell zur Erweiterung konventioneller "Einzelschuss"-Pilotmuster auf Basis der Kanalschätzungsschemen optimiert, um mit den genannten schweren Kanalzuständen fertig zu werden, und kann einfach realisiert werden. Zusätzlich erlaubt das vorgeschlagene Schema eine fortlaufende Verbesserung der Einzelschuss-Kanalschätzung.
Die existierende Präambel (oder Teile dieser Präambel) werden in den OFDM-Symbolstrom eines damit verknüpften Datenbursts gemultiplext, um die Kanalverfolgung im Empfänger zu unterstützen. Vorzugsweise wird die schon definierte Präambel verwendet, da diese den Vorteil einer einfachen Durchführung mit sich bringt, ohne den existierenden Kanalschätzalgorithmus zu verändern.
Bei der zugrunde liegenden Erfindung werden die folgenden Annahmen als Empfehlungen des OFDM-Systems gemacht:

das Präambelfeld (P) enthält ein zyklisches Präfix (CP), welches als ein Sicherheitsintervall verwendet wird.
– Die Impulsantwort des Kanals ist kürzer als das zyklische Präfix (CP). Andernfalls würde ISI auftreten, verursacht durch Multipfadverzerrungen des mobilen Funkkanals.
– Das Kanalrauschen wird als zusätzliches, weißes und zusammengesetztes Gausches-Rauschen angenommen.
– Es wird angenommen, dass der Schwund für den Kanal, der in betracht gezogen wird, als konstant während eines OFDM-Symbolintervalls klein genug ist.

Im Übertrager des angewandten OFDM-Übertragungssystems werden die folgenden Schritte ausgeführt: nach der OFDM-Modulation wird das Sicherheitsintervall eingeführt, um ISI zu unterdrücken, welches durch Multipfadverzerrung verursacht wird. Dieses Sicherheitsintervall wird als zyklisches Präfix (CP) bezeichnet. Es umfasst eine Kopie des letzten Teils des OFDM-Symbols, welches vor dem Übertragungssymbol angeordnet ist. Da durch wird das übertragene Symbol periodisch, was eine entscheidende Rolle zum korrekten Identifizieren von Rahmen spielt, um ISI und ICI zu vermeiden. Der Preis, der für diesen Vorteil zu zahlen ist, ist ein Verlust des Signal-Rausch-Verhältnisses, da das zyklische Präfix dem "Rausch"-Kanal unterworfen ist, unmittelbar als das Signal, welches betroffen ist, und durch Besetzen von Signalraum weniger Leistung für die Übertragung des Signalrahmens vorgesehen ist. Wenn das Sicherheitsintervall eingeführt ist, wird eine Filterungsfunktion angewandt, um die Außerband-Strahlung zu reduzieren. Danach wird das Signal einer D/A-Umsetzung unterworfen, um das analoge Basisbandsignal zu erzeugen, welches auf die Funkfrequenz (RF) nach obenhin umgesetzt ist und schließlich übertragen wird. Der Empfänger des verwendeten OFDM-Übertragungssystems führt die komplementären Operationen in ungekehrter Reihenfolge aus.
Kurzbeschreibung der Ansprüche
Allgemein wird der Fachmann schnell erkennen, dass die Realisierung der zugrunde liegenden Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt ist. Viele Modifikationen und Variationen können in Bezug auf die Ausführungsformen der zugrunde liegenden Erfindung, die hier offenbart ist, getätigt werden, ohne im Wesentlichen den Rahmen der Erfindung zu verlassen, wie dieser in den folgenden Ansprüchen definiert ist.
Gemäß einem ersten Merkmal der Erfindung wird eine Datenburststruktur, welche eine erste Präambel und einen OFDM-Symbolstrom umfasst, bereitgestellt, wobei die erste Präambel ein zyklisches Präfix für die Synchronisation eines Übertragers und eines Empfängers dieser Datenburststruktur umfasst, und zumindest ein Pilotsymbol, um eine Kanalschätzung durchzuführen, wobei zumindest eine zusätzliche Präambel in den OFDM-Symbolstrom gemultiplext ist, wobei die zumindest eine zusätzliche Präambel zumindest ein Pilotsymbol aufweist, um eine Kanalschätzung durchzuführen.
Die zumindest eine zusätzliche Präambel kann nach jedem N-ten OFDM-Datensymbol gemultiplext werden, wobei N definiert ist als 2^M, wobei M eine positive ganze Zahl ist.
Die zumindest eine zusätzliche Präambel kann der ersten Präambel entsprechen oder alternativ gegenüber der ersten Präambel verschieden sein.
Jede der zumindest einen zusätzlichen Präambel kann mehrere Pilotsymbole umfassen, um die Schätzung von mehreren Kanälen durchzuführen, die sich auf mehrere Übertragungsantennen beziehen.
Zumindest zwei zusätzliche Präambeln können in den OFDM-Symbolstrom eingefügt werden, wobei jede der zumindest beiden zusätzlichen Präambeln zumindest ein Pilotsymbol umfasst, um eine Kanalschätzung bezogen auf eine verschiedene Übertragungsantenne durchzuführen.
Das zyklische Präfix kann ein Teil von dem zumindest einem Pilotsymbol umfassen.
Das zumindest eine Pilotsymbol der ersten Präambel und das zumindest eine Pilotsymbol der zumindest einen zusätzlichen Präambel kann mittels einer Pseudo-Rausch-Verwürfelungssequenz verwürfelt werden, erzeugt durch ein Generator-Polynom.
Die Datenburststruktur kann weiter angepasst werden, um es einem Empfänger zu ermöglichen, stabil Kanalschätzungen während des Empfangs des Datenbursts auszuwerten, wobei vorher erlangte Kanalschätzungen gewichtet werden, um den Effekt an Rauschen bei der Kanalschätzung zu reduzieren.
Gemäß einem zweiten Merkmal der Erfindung wird ein mobiler Übertrager vorgeschlagen, der eine Einrichtung aufweist, um ein Signal zu erzeugen und zu übertragen, welches eine Datenburststruktur hat, wie oben definiert.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein mobiler Empfänger bereitgestellt, der eine Einrichtung aufweist, um ein Signal zu empfangen und zu demodulieren, welches eine Datenburststruktur wie oben definiert hat, und eine Einrichtung, um eine Kanalschätzung auf Basis des zumindest einen Pilotsymbols der zumindest einen zusätzlichen Präambel des Signals durchzuführen.
Der mobile Empfänger kann eine Einrichtung aufweisen, um eine Kanalentzerrung durchzuführen, und kann außerdem eine Einrichtung aufweisen, um eine Synchronisation auf Basis des zyklischen Präfix des Signal durchzuführen.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein mobiles Übertragungssystem bereitgestellt, wobei das mobile Übertragungssystem zumindest einen mobilen Übertrager wie oben definiert und zumindest einen mobilen Empfänger, wie oben definiert, aufweist.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein Verfahren zum Unterstützen drahtloser Kommunikation über einen Mobilfunkkanal mittels eines drahtlosen pilot-unterstützten Multiträgersystems vorgeschlagen. Dieses Verfahren umfasst die Schritte, um eine OFDM-Multiträger-Modulation und eine OFDM-Multiträger-Demodulation eines Signals durchzuführen, welches eine Datenburststruktur wie oben definiert hat, um eine Ka nalschätzung auf Basis des zumindest einen Pilotsymbols der zumindest einen zusätzlichen Präambel des Signals durchzuführen.
Eine Kanalentzerrung kann durchgeführt werden. Zusätzlich kann eine Synchronisation auf Basis des zyklischen Präfix des Signals durchgeführt werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile und Eignungen der zugrunde liegenden Erfindung resultieren aus den untergeordneten Ansprüchen, sowie aus der nachfolgenden Beschreibung von zwei bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung, wie diese in den folgenden Zeichnungen veranschaulicht sind. In diesem Fall zeigt:
1a den Aufbau eines Präambelfelds (P), welches im Rahmen eines pilot-unterstützten drahtlosen Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der ersten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird;
1b den Aufbau eines nicht erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines pilot-unterstützten drahtlosen Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der ersten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung vor dem Multiplexen von Zusatzreferenzinformation verwendet wird;
1c den Aufbau eines nicht erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der ersten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, einschließlich gemultiplexter Referenzinformation;
2a die Struktur des Präambelfelds (P), welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der zweiten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird;
2b die Struktur eines modifizierten Präambelfelds (P'), welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der zweiten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird;
2c die Struktur eines nicht erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der zweiten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung vor dem Multiplexen von Zusatzreferenzinformation verwendet wird;
2d die Struktur eines erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der zweiten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, welche gemultiplexte Referenzinformation umfasst;
3a die Struktur eines Präambelfelds (P), welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der dritten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird;
3b die Struktur eines modifizierten Präambelfelds (P'), welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der dritten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird;
3c die Struktur eines nicht erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der dritten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung vor dem Multiplexen von Zusatzreferenzinformation verwendet wird, welche mit einer Pilotverwürfelungssequenz multipliziert wird;
3d die Struktur eines erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Mehrfachträgersystems gemäß der dritten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, welche gemultiplexte Referenzinformation umfasst, welche mit einer Pilotverwürfelungssequenz multipliziert ist;
4a die Struktur des Präambelfelds (P), welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der vierten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung in Bezug auf Kanalschätzung verwendet wird, welche von m unterschiedlichen Übertragungsantennen erlangt wird;
4b die Struktur eines erweiterten OFDM-Symbolstroms, welches im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der vierten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, welche gemultiplexte Referenzinformation aufweist, die sich auf nachfolgende Multiplexkanalschätzungssymbole bezieht, welche von zwei unterschiedlichen Übertragungsantennen erlangt werden;
4c die Struktur eines erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der vierten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, welche gemultiplexte Referenzinformation aufweist, die sich auf alternatives Multiplexen von Kanalschätzungssymbolen bezieht, welche durch zwei unterschiedliche Übertragungsantennen erlangt werden;
5a die Struktur eines nicht erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen des drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der fünften Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung vor dem Multiplexen von zusätzlicher Referenzinformation verwendet wird;
5b die Struktur eines erweiterten OFDM-Symbolstroms, der im Rahmen eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems gemäß der fünften Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung verwendet wird, welche gemultiplexte Referenzinformation umfasst, wobei Kanalschätzungen während des Empfangs des erweiterten OFDM-Symbols stabil ausgewertet werden, wobei vorher erlangte Kanalschätzungen gewichtet werden, um den Effekt von Rauschen bezüglich Kanalschätzung zu reduzieren;
6 ein Blockdiagramm für ein mobiles Übertragungssystem, welches drahtlose Kommunikation über einen Mobilfunkkanal unterstützt, mittels eines drahtlosen pilot-unterstützten Hochgeschwindigkeits-Multiträgersystems, wobei Kanalschätzung und Entzerrung in betracht gezogen werden;
7a eine ausführliche Ansicht eines OFDM-Modulators; und
7b eine ausführliche Ansicht des OFDM-Demodulators.
Ausführliche Beschreibung der zugrunde liegenden Erfindung
Anschließend werden die Funktionen der Strukturen, die von der ersten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung umfasst werden, wie in 1 veranschaulicht, erläutert.
Die Lösung, welche durch eine erste bevorzugte Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung vorgeschlagen wird, bezieht sich auf einen erweiterten OFDM-Symbolstrom, der Datensymbole 107a–d und gemultiplexte Referenzsymbole 105 umfasst, welche durch das oben beschriebene Präambelfeld (P) 101 dargestellt werden, wie in der 1a veranschaulicht, welches nach jedem n-ten OFDM-Datensymbol D_k·n-1 folgt, wobei N := 2M nmax := 26 M : 1, 2, 3, ..., ⎣ld(nmax = 1)⎦,und k := 1, 2, 3, ..., ⎣nmax – 1/N⎦ gewählt werden. 1b zeigt den nicht erweiterten OFDM-Symbolstrom 106; der erweiterte OFDM-Symbolstrom 107, der die Datensymbole 107a–d und die gemultiplexten Referenzsymbol 105 aufweist, kann der 1c entnommen werden.
Anschließend werden die Funktionen der Strukturen, die die zweite Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung aufweisen, wie in 2 gezeigt ist, erläutert.
Für die besondere Ausführungsform einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung wird ein modifiziertes Präambelfeld (P') 206, wie in 2b veranschaulicht, vorgeschlagen, welches die gleiche Länge TMC = TG + TS = 0,8 μs + 3,2 μs = 4,0 μswie ein einfaches OFDM-Verkehrssymbol hat. Es besteht aus einer Erweiterung von 16 Abtastungen. Dadurch verbleibt das Multiplexen des modifizierten Präambelfelds (P') 206 das gleiche wie oben beschrieben für das nicht veränderte Präambelfeld (P) 201, welches wiederum in 2a veranschaulicht ist. 2c zeigt den nicht erweiterten OFDM-Symbolstrom 211; der erweiterte OFDM-Symbolstrom 212, der die Datensymbole 212a–d und die multiplexten Referenzsymbole 209 aufweist, kann aus 2d ersehen werden.
Nachfolgend werden die Funktionen der Strukturen, welche die dritte Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung aufweist, wie in 3 gezeigt ist, erläutert.
Die Hauptaufgabe der angewandten Pilotverwürfelungssequenz besteht darin, das übertragene Signal zufällig zuzuordnen (zu "weißen"). Um das Multiplexen unterschiedlicher Referenzsymbole soviel wie möglich mit der ursprünglichen Beschreibung zu harmonisieren, wird vorgeschlagen, das Verwürfeln beizubehalten, sogar während der Übertragung des zusätzlichen Referenzsymbols. Dies bedeutet, dass vom Standpunkt des Pilotverwürflers das Multiplexen zusätzlicher Referenzsymbole transparent ist.
Die für die zusätzlichen Referenzsymbole wird vorgeschlagen, das vollständige zusätzliche Referenzsymbol (und nicht nur die Träger der vier Pilotpositionen mit den aktuellen Verwürfelungswert SC_n ∊ {–1, +1} zum Multiplizieren. Als ein zusätzlicher Vorteil dient außerdem diese Multiplikation dazu, das Spektrum des Signals, welches zu übertragen ist, zufällig zuzuordnen. Die Multiplikation des zusätzlichen Referenzsymbols kann entweder in dem Zeitbereich durchgeführt werden, wobei die komplexen Symbole mit entweder "+1" oder "–1" multipliziert werden, oder im Frequenzbereich (Hilfsträgerbereich), wobei die komplexe Hilfsträgerfunktion der zusätzlichen Referenzsymbolinformation mit entweder "+1" oder "–1" multipliziert wird, wie in den 3c bzw. 3d gezeigt ist. 3a zeigt wiederum die Struktur des nicht veränderten Präambelfelds (P) 301, während 3b die Struktur des modifizierten Präambelfelds (P') 306 zeigt. In gleicher Weise sind die weiteren Komponenten 309–312d, welche in 3b und 3c veranschaulicht sind, identisch mit den oben beschriebenen Komponenten 209–212d, welche in den 2b und 2c veranschaulicht sind.
Nachfolgend werden die Funktionen der Strukturen, welche bei einer vierten Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung bestehen, wie in 4 gezeigt ist, erläutert.
Wenn Mehrfachübertragungsantennen verwendet werden, ist eine Kanalschätzung für jede separate Übertragungsantenne notwendig. Dies ist für Verfahren anwendbar, beispielsweise Space-Time Block Coding (STC), bei dem Mehrfachübertragungsantennen verwendet werden. In diesem Fall wird die Referenzinformation, welche durch eine individuelle Präambel 402–405 dargestellt wird (= P_μ, wobei 1 ≤ μ ≤ m) für jede Antenne μ, wie in 4a gezeigt ist, aufeinanderfolgend in den OFDM-Symbolstrom 406a–d gemultiplext. In 4b und 4c sind Beispiele mit zwei Übertragungsantennen jeweils (m := 2) veranschaulicht. In 4b bezeichnet das Symbol "P" die Sequenz der Kanalschätzungsinformation (P: ... P_μ ...P_m), welche für jede der m Antennen erlangt wird. Eine andere Multiplexoption ist beispielsweise alternatives Multiplexen von Kanalschätzungssymbolen für eine oder die andere Übertragungsantenne in den OFDM-Symbolstrom 407a–f, wie in 4c gezeigt ist.
Nachfolgend werden die Funktionen der Strukturen, welche eine fünfte Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung aufweist, wie in 5 gezeigt ist, erläutert.
Bei einer fünften Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung werden Kanalschätzungen 507a–d stabil während des Empfangs des erweiterten OFDM-Symbolstroms ausgewertet, der die Datensymbole 508a–d beziehungsweise die gemultiplexten Referenzsymbole 501 und 505 aufweist, durch Wichtung früherer erlangter Kanalschätzungen 507a–d, um den Rauscheffekt bezüglich der Kanalschätzung zu reduzieren. Die angewandten Wichtungen sind typischerweise Leistungen einer Zahl innerhalb des Bereichs von 0 bis 1. Beispielsweise liefert die gesamte Kanalschätzung H_total(t), welche in der diskreten Zeit ausgewertet wird, t = 4 Htotal(t = 4) = a0·H(t = 4) + a1·H(t = 3) + a2·H(t = 2) + a3·H(t = 1) + a4· H(t = 0)mit dem Wichtungsfaktor a := 0,8
Im obigen Beispiel wird H_total(t) = 4 während 508d verwendet, H(t = 4) basiert auf 507d, H(t = 3) basiert auf 507c, H(t = 2) basiert auf 507b, und H(t = 1) basiert auf 507a.
Bei einer verfeinerten Version der gesamten Kanalschätzung H_total(t), welche im diskreten Zeitpunkt t = 3 ausgewertet wird, liefert Htotal(t = 3) = 1/1 + a + b + c)·[H(t = 3) + a·H(t = 2) + b·H(t = 1) + c·H(t = 0)]mit einem Wichtungsfaktor a, b, c ∊ [0; 1]
6 bezieht sich auf ein Blockdiagramm für das verwendete mobile Übertragungssystem, welches einen Übertrager 601 und einen Empfänger 602 aufweist, um drahtlose Kommunikation über einen Mobilfunkkanal mittels einer drahtlosen pilot-unterstützten Mehrfachträgersystem- Kanalschätzung und Entzerrung zu unterstützen.
Der Eingang ist ein binärer Datenstrom 604. Zunächst wird ein Verwürfeler 605 verwendet, um die übertragenen Eingangsdatenbits 604 zufällig zuzuordnen. Nachdem sie einem Codierer 606 und einem Verschachteler 607 unterworfen werden, dem ein Bitsymbol-Mapper 608 folgt, werden die Daten dann in ein Multiebenensignal transformiert, um für eine OFDM-Modulation 609 vorbereitet zu werden. Wenn der serielle Datenstrom parallel mittels des Seriell-Parallel-Umsetzers 609a umgesetzt ist, wird die Datenrate um N reduziert, wobei N die Anzahl paralleler Hilfskanäle ist, welche für die angewandte OFDM-Modulation verwendet werden. Folglich sind diese parallelen Kanäle im Wesentlichen Niedrigdaten-Ratenkanäle, und, da sie Schmalbandkanäle sind, erfahren sie einen flachen Schwund. Dies ist der größte Vorteil der angewandten OFDM-Technik. Um Orthogonalität zwischen den Hilfsträgern zu erlangen, werden die Datensymbole auf die Hilfsträger unter Verwendung einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) aufgelistet, welche durch einen Digitalsignalprozessor 609b durchgeführt wird, und seriell mittels eines Parallel-Seriell-Umsetzers 609c zurück umgesetzt. Nach deren OFDM-Modulation wird ein Sicherheitsintervall mit Hilfe der Sicherheitsintervall-Einfigungseinheit 610 eingefügt. Die Verwendung eines zyklischen Präfix (CP) anstelle eines einfachen Sicherheitsintervalls vereinfacht die Kanalentzerrung im Empfänger. Außerdem ist es vorteilhaft, die Trägersynchronisation im Empfänger beizubehalten. Anschließend wird ein Signalfiltern durchgeführt, um die Außerband-Strahlung zu reduzieren. Daher kann eine erhöhte Kosinusfensterfunktion verwendet werden. Das Signal wird dann einem Digital-Analog-Umsetzer 611 unterworfen, um das analoge Basisbandsignal zu erzeugen, auf die RF-Trägerwelle moduliert mittels einer RF-Aufwärtsumsetzungseinheit 612a, verstärkt und über den Mobilfunkkanal 603 übertragen. Dadurch wird für den Mobilfunkkanal 603 vorausgesetzt, dass dieser ein additiver Weiß-Gauss-Rausch-Kanal (AWGN) ist. Im Empfänger werden die komplementären Operationen in umgekehrter Reihenfolge angewandt. Zunächst wird das empfangene RF-Signal abwärts in das Basisband mittels des RF-Abwärtsumsetzers 614b umgesetzt und einem Analog-Digital-Umsetzer 615 unterworfen. Wenn das Sicherheitsintervall mit Hilfe der Sicherheitsintervall-Entfernungseinheit 616 entfernt ist, kann die OFDM-Demodulation 617 durchgeführt werden. Die Daten werden dann in ein Multiebenensignal transformiert, um somit für eine OFDM-Demodulation vorbereitet zu sein. Wenn der serielle Datenstrom parallel mittels des Seriell-Parallel-Umsetzers 617a umgesetzt ist, werden alle Hilfsträger durch Anwenden einer schnellen Fourier-Transformation (FFT), welche durch einen Digitalsignalprozessor 617b durchgeführt wird, getrennt und seriell zurück mittels eines Parallel-Seriell-Umsetzers 617c umgesetzt. Nach der Durchführung der Kanalschätzung 618 und der Entzerrung 619 wird der Datenstrom einem Symbol-Bit-Demapper 620 unterworfen, dem ein Entschachteler 621, ein Decoder 622 und ein Entwürfeler 623 folgt, um die Ausgangsdatenbits 624 zu erlangen.
7 zeigt eine ausführliche Ansicht der OFDM-Modulation 701, welche im Übertrager mit dem Multiplexen von Datensymbolen und Pilotsymbolen durchgeführt wird, und die OFDM-Demodulation 602, welche im Empfänger durchgeführt wird. Dadurch werden die Daten auf N_ST = 64 Hilfsträger mittels einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) im Übertrager moduliert und mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) im Empfänger demoduliert.
Die Bedeutung der Symbole, welche mit Bezugszeichen in den 1 bis 7 bezeichnet sind, kann aus der angehängten Tabelle der Bezugszeichenliste entnommen werden.
Tabelle der veranschaulichten Merkmale und deren entsprechende Referenzbezugszeichen

Claims

Datenburststruktur, welche eine erste Präambel (209) und einen OFDM-Symbolstrom aufweist, wobei die erste Präambel (209) aufweist: ein zyklisches Präfix (202) zur Synchronisation eines Übertragers (601) und eines Empfängers (602) der Datenburststruktur, und zumindest ein Pilotsymbol (203, 204) zum Durchführen einer Kanalschätzung, dadurch gekennzeichnet, dass sie aufweist: zumindest eine zusätzliche Präambel (210) im OFDM-Symbolstrom (211), wobei die zumindest eine zusätzliche Präambel (210) zumindest ein Pilotsymbol (208) zum Durchführen einer Kanalschätzung aufweist.
Datenburststruktur nach Anspruch 1, welche die zumindest eine zusätzliche Präambel (210) nach jedem N-ten OFDM-Datensymbol aufweist, wobei N definiert ist als 2^M, wobei M ein positiver ganzzahliger Wert ist.
Datenburststruktur nach Anspruch 1 oder 2, wobei die zumindest eine zusätzliche Präambel (210) der ersten Präambel (209) entspricht.
Datenburststruktur nach Anspruch 1 oder 2, wobei die zumindest eine zusätzliche Präambel (210) gegenüber der ersten Präambel (209) verschieden ist.
Datenburststruktur nach Anspruch 1 oder 2, wobei jede der zumindest einen zusätzlichen Präambel (210) mehrere Pilotsymbole (402, 403) aufweist, um die Schätzung von mehreren Kanälen in Bezug auf mehrere Übertragungsantennen durchzuführen.
Datenburststruktur nach Anspruch 1 oder 2, wobei zumindest zwei zusätzliche Präambeln (210) in den OFDM-Symbolstrom (211) eingefügt sind, wobei jede der zumindest beiden zusätzlichen Präambeln (210) zumindest ein Pilotsymbol (402, 403) zum Durchführen einer Kanalschätzung in Bezug auf eine andere Übertragungsantenne aufweist.
Datenburststruktur nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das zyklische Präfix (202) ein Teil des zumindest einen Pilotsymbols (203, 204) aufweist.
Datenburststruktur nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das zumindest eine Pilotsymbol (203, 204) der ersten Präambel (209) und das zumindest eine Pilotsymbol (208) der zumindest einen zusätzlichen Präambel (210) mittels einer Pseudorausch-Verschachtelungssequenz, welche durch ein Erzeugerpolynom erzeugt wird, verschachtelt sind.
Datenburststruktur nach einem der vorhergehenden Ansprüche und eingerichtet, es einem Empfänger zu ermöglichen, Kanalschätzungen während des Empfangs des Datenbursts stabil auszuwerten, wobei vorher erlangte Kanalschätzungen gewichtet werden, um den Effekt von Rauschen in Bezug auf die Kanalschätzung zu reduzieren.
Mobil-Übertrager, der eine Einrichtung (609, 612b) aufweist, um ein Signal zu erzeugen und zu übertragen, welches eine Datenburststruktur gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9 aufweist.
Mobil-Empfänger, der aufweist: eine Einrichtung (614a, 617) zum Empfangen und Demodulieren eines Signals, welches eine Datenburststruktur nach einem der Ansprüche 1 bis 9 hat, und eine Einrichtung (618) zum Durchführen einer Kanalschätzung auf Basis des zumindest einen Pilotsymbols (208) der zumindest einen zusätzlichen Präambel (210) des Signals.
Mobil-Empfänger nach Anspruch 11, der eine Einrichtung (619) zum Durchführen einer Kanalentzerrung aufweist.
Mobil-Empfänger nach Anspruch 11 oder 12, der eine Einrichtung zum Durchführen einer Synchronisation auf Basis des zyklischen Präfix (202) des Signals aufweist.
Mobil-Übertragungssystem, welches zumindest einen Mobil-Übertrager (601) gemäß Anspruch 10 und zumindest einen Mobil-Empfänger (602) gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13 aufweist.
Verfahren zum Unterstützen drahtloser Kommunikation über einen Mobil-Funkkanal (603) mittels pilot-unterstützter Drahtlosmultiträgersysteme, welches folgende Schritte aufweist: Durchführen einer OFDM-Multiträgermodulation (609) und einer OFDM-Multiträgerdemodulation (617) eines Signals, welches eine Datenburststruktur nach einem der Ansprüche 1 bis 9 hat, Durchführen einer Kanalschätzung (618) auf Basis des zumindest einen Pilotsymbols (248) der zumindest einen zusätzlichen Präambel (210) des Signals.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei eine Kanalentzerrung durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, wobei eine Synchronisation auf Basis des zyklischen Präfix (202) des Signals durchgeführt wird.