DE60123625T2

DE60123625T2 - Datenübertragung mittels pulsbreitenmodulation

Info

Publication number: DE60123625T2
Application number: DE60123625T
Authority: DE
Inventors: Chandra Carmel MOHAN; James Zhiming Indianapolis ZHANG; Jayanta Carmel MAJUMDAR
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2000-07-25
Filing date: 2001-07-20
Publication date: 2007-09-20
Anticipated expiration: 2021-07-21
Also published as: EP1303958A2; MXPA03000759A; US6862317B1; MY123608A; BR0112752A; JP2004505506A; WO2002009380A2; KR20030026989A; AU7599801A; CN1449613A; KR100852611B1; WO2002009380A3; DE60123625D1; EP1303958B1; AU2001275998B2; CN100466642C

Description

Es ist auf jeden Fall wünschenswert, Daten mit höheren Datengeschwindigkeiten auf Kanälen bereitzustellen, die eine begrenzte Bandbreite aufweisen. Es gibt viele Modulationstechniken, die zur Erhöhung der Datengeschwindigkeit durch einen Kanal entwickelt wurden. Zum Beispiel ermöglichen Techniken wie M-ary PSK (Phase Shift Keyed – Phasenverschiebungs-Codierung) und QAM (Quadraturamplitudenmodulation) die Verdichtung durch Codieren einer Mehrzahl von Datenbits in jedem übertragenen Symbol. Mit diesen Systemen sind Einschränkungen verknüpft. Erstens ist die mit solchen Systemen verbundene Hardware teuer. Der Grund dafür ist, dass diese Techniken einen hohen Grad an Kanallinearität benötigen, um korrekt zu funktionieren. Folglich muss eine umfangreiche Signalverarbeitung für Trägerverfolgung, Symbolwiederherstellung, Interpolation und Signalformung durchgeführt werden. Zweitens reagieren diese Techniken empfindlich auf Mehrweg-Effekte. Für diese Effekte muss im Empfänger ein Ausgleich geschaffen werden. Drittens benötigen diese Systeme oft Bandbreiten, die jenseits der Bandbreiten liegen, die in einigen Anwendungen (zum Beispiel „Inband Onchannel Broadcast (IBOC) FM Subcarrier Service") für die gewünschten Datengeschwindigkeiten zur Verfügung stehen.
Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung ist der digitale Datenmodulator an eine Quelle eines digitalen Datensignals gekoppelt. Ein Codierer codiert die digitalen Daten mit Hilfe eines variablen Impulsbreitencodes. Ein Impulssignalgenerator erzeugt Impulse, die die Flanken des codierten digitalen Datensignals darstellen. Ein Trägersignalgenerator erzeugt ein Trägersignal mit Trägerimpulsen, die den Impulsen des Impulssignalgenerators entsprechen. Ein entsprechender digitaler Datendemodulator ist an eine Quelle eines modulierten Signals mit Trägerimpulsen, die voneinander beabstandet sind und ein codiertes digitales Datensignal mit variabler Impulsebreite darstellen, gekoppelt. Ein Detektor erzeugt ein codiertes Signal mit variabler Impulsbreite in Reaktion auf empfangene Trägerimpulse. Ein Decodierer decodiert das codierte variable Impulsbreitensignal, um ein digitales Datensignal zu erzeugen.
Die Technik gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung kann mit Hilfe einer relativ preiswerten Schaltungsanordnung implementiert werden, sie ist unempfindlich gegenüber Mehrweg-Störungen und stellt eine beträchtliche Bandbreitenverdichtung bereit.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Modulators;
2 ist ein Wellenformdiagramm, welches zum besseren Verständnis des Betriebs des Modulators von 1 dient;
3 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers zum Empfang eines erfindungsgemäß modulierten Signals;
4 ist ein Spektrum-Diagramm, welches zum besseren Verständnis eines Einsatzes der Modulationstechnik von 1 und 2 dient;
5 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunksenders, der einen digitalen IBOC-Übertragungskanal enthält, der mit Hilfe der erfindungsgemäßen Modulationstechnik implementiert wurde;
6 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunkempfängers zum Empfang eines durch einen FM-Rundfunksender von 5 modulierten Signals;
7 ist ein Wellenformdiagramm zur Erleichterung des Verständnisses des Betriebs eines Modulators gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung;
8 ist ein Blockdiagramm einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform;
9 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers zum Empfang des vom System nach 8 erzeugten Signals.
1 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Modulators. In 1 empfängt ein Eingangsterminal IN ein digitales Signal. Das Eingangsterminal IN ist an ein Eingangsterminal eines Codierers 10 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Codierers 10 ist an ein Eingangsterminal eines Differentiators 20 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Differentiators 20 ist an ein Eingangsterminal eines Pegeldetektors 25 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Pegeldetektors 25 ist an ein erstes Eingangsterminal eines Mixers 30 gekoppelt. Ein lokaler Oszillator 40 ist an ein zweites Eingangsterminal des Mixers 30 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Mixers 30 ist an ein Eingangsterminal eines Bandpassfilters (BPF) 50 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des BPF 50 ist an ein Ausgangsterminal OUT gekoppelt, welches ein moduliertes Signal erzeugt, welches das digitale Signal am Eingangsterminal IN darstellt.
2 ist ein Wellenformdiagramm zur Erleichterung des Verständnisses des Betriebs des Modulators von 1. 2 ist nicht maßstabsgerecht dargestellt, um die Wellenformen deutlicher zu veranschaulichen. In der dargestellten Ausführungsform ist das digitale Signal am Eingangsterminal IN ein doppelstöckiges Signal im NRZ-Format (Non-Return-to-Zero-Format). Dieses Signal ist die oberste Wellenform in 2. Das NRZ-Signal trägt die aufeinanderfolgenden Bits, die jeweils eine vordefinierte Dauer, genannt die Bitperiode, wie durch die gestrichelten Linien im NRZ-Signal dargestellt, und eine entsprechende Frequenz, genannt die Bitrate, aufweisen. Der Pegel des NRZ-Signals stellt, wie bekannt, den wert dieses Bits dar. Der Codierer 10 dient zur Codierung des NRZ-Signals mit einem variablen Impulsbreitencode. In der dargestellten Ausführungsform ist der variable Impulsbreitencode ein VAC (Variable Aperture Code). Das VAC-Verfahren (Variable Aperture Coding) ist im Detail in der internationalen Patentanmeldung WO 99 46 861 von Chandra Mohan, eingereicht am 11. März 1999, beschrieben. In dieser Patentanmeldung ist das NRZ-Signal in folgender Weise phasencodiert.
Jede Bitperiode im NRZ-Signal ist als Übergang im codierten Signal codiert. Ein Codierungstakt mit mehrfachem M der Bitrate dient zum Phasencodieren des NRZ-Signals. In der oben genannten Patentanmeldung läuft der Codierungstakt mit einer Rate M, die neunmal die Bitrate ist. Wenn das NRZ-Signal von einem logischen '1' Pegel in einen logischen '0' Pegel übergeht, erfolgt ein Übergang im codierten Signal nach acht Codierungstaktzyklen (M-1) ab des vorhergehenden Übergangs. Wenn das NRZ-Signal von einem logischen '0' Pegel in einen logischen '1' Pegel übergeht, erfolgt ein Übergang im codierten Signal zehn Codierungstaktzyklen (M+1) ab des vorhergehenden Übergangs. Wenn das NRZ-Signal keine Übergänge hat, das heißt, wenn aufeinanderfolgende Bits den gleichen Wert aufweisen, erfolgt ein Übergang im codierten Signal nach neun Codierungstaktzyklen (M) ab des letzten Übergangs. Das VAC-Signal ist die zweite Wellenform in 2.
Das VAC-Signal wird vom Differentiator 20 differenziert, um eine Reihe von Impulszeiten zu erzeugen, die mit den Über gängen im VAC-Signal fluchten. Der Differentiator verleiht dem VAC-Modulierungssignal ferner eine Phasenverschiebung von 90 Grad. Vorderflankenübergänge erzeugen, wie bekannt, Impulsanstiege und Hinterflankenübergänge Impulsabfälle.
Das differenzierte VAC-Signal
ist das dritte Signal in 2.
Der Pegel des
Signals wird vom Pegeldetektor 25 erkannt, um eine Reihe von dreistöckigen Impulsen mit konstanten Amplituden zu erzeugen. Wenn das differenzierte VAC-Signal
einen Wert aufweist, der größer als ein positiver Schwellenwert ist, wird ein Pegelsignal mit einem hohen Wert erzeugt; wenn es einen Wert aufweist, der kleiner als ein negativer Schwellenwert ist, wird ein Pegelsignal mit einem niedrigen Wert erzeugt, andernfalls weist es einen mittleren Wert auf, was alles bekannt ist. Das Pegelsignal ist als viertes Signal (LEVEL) in 2 dargestellt.
Das LEVEL-Signal moduliert ein Trägersignal des lokalen Oszillators 40 im Mixer 30. Ein Impulsanstieg erzeugt einen Trägersignalimpuls mit einer ersten Phase, und ein Impulsabfall erzeugt einen Trägersignalimpuls mit einer zweiten Phase. Die ersten und zweiten Phasen sind vorzugsweise um ungefähr 180 Grad phasenverschoben. Der Trägersignalimpuls hat vorzugsweise eine Länge von ungefähr einer Codierungstaktperiode, und hat in der dargestellten Ausführungsform eine Dauer von ungefähr 1/9 der NRZ-Bitperiode. Die Frequenz des lokalen Oszillator-(40)Signals wird so gewählt, dass vorzugsweise mindestens 10 Zyklen des lokalen Oszillatorsignals während der Trägersignalimpulszeitperiode vorkommen können. In 2 ist das Trägersignal CARR die unterste Wellenform, in welcher das Trägersignal durch vertikale Schraffierung innerhalb entsprechender rechteckiger Umhüllungen dargestellt ist. In dem CARR-Signal von 2 ist die Phase der Trägerimpulse, die in Reaktion auf LEVEL-Impulsanstiege erzeugt werden, durch ein „+" und die Phase der Trägerimpulse, die in Reaktion auf LEVEL-Impulsabfälle erzeugt werden, durch ein „-" dargestellt. "+" und "-" bedeuten lediglich Phasendifferenzen von ungefähr 180 Grad, aber keineswegs eine absolute Phase.
Das BPF-Filter 50 entfernt alle „Außerband" Fourier-Komponenten im CARR-Signal sowie die Trägerkomponente selbst und eins der Seitenbänder, so dass nur ein einziges Seitenband übrigbleibt. Das Ausgangssignal OUT des BPF 50 ist somit eine SSB-Phase (Einseitenbandphase) oder ein frequenzmoduliertes Signal, welches das NRZ-Datensignal am Eingangsterminal IN darstellt. Das Signal kann mit irgendeiner der bekannten Übertragungstechniken an einen Empfänger übertragen werden.
3 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der ein erfindungsgemäß moduliertes Signal empfangen kann. In 3 ist ein Eingangsterminal IN an eine Quelle eines Signals gekoppelt, das, wie mit Bezug auf 1 und 2 beschrieben, moduliert wurde. Das Eingangsterminal IN ist an ein Eingangsterminal eines BPF 110 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des BPF 110 ist an ein Eingangsterminal eines Integrators 120 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Integrators 120 ist an ein Eingangsterminal eines Begrenzungsverstärkers 130 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Begrenzungsverstärkers 130 ist an ein Eingangsterminal eines Detektors 140 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Detektors 140 ist an ein Eingangsterminal eines Decodierers 150 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Decodierers 150 reproduziert das NRZ-Signal, welches durch das am Eingangsterminal IN modulierte Signal dargestellt ist, und ist an ein Ausgangsterminal OUT gekoppelt.
Im Betrieb beseitigt das BPF-Filter 110 Außerbandsignale und lässt nur das modulierte SSB-Signal durch. Der Integrator 120 kehrt die 90-Grad-Phasenverschiebung um, die vom Differentiator 20 (von 1) eingeführt wurde. Der Begrenzungsverstärker 130 beschränkt die Amplitude des Signals vom Integrator 120 auf eine konstante Amplitude. Das Signal vom Begrenzungsverstärker 130 entspricht dem in 2 dargestellten Trägerimpulssignal CARR. Der Detektor 140 ist entweder ein FM-Diskriminator oder eine PLL-Schleife (Phase-Locked Loop), die zur Demodulierung der mit FM bzw. PM modulierten Trägerimpulssignale dient. Der Detektor 140 erkennt die Trägerimpulse und erzeugt ein zweistöckiges Signal mit Übergängen, die durch die Phase und die Timings dieser Impulse dargestellt sind. Der Ausgang des Detektors 140 ist das dem VAC-Signal von 2 entsprechende variable Bitbreitensignal. Der Decodierer 150 führt die umgekehrte Operation wie der Codierer 10 (von 1) durch und erzeugt das dem NRZ-Signal von 2 entsprechende NRZ-Signal am Ausgangsterminal OUT. Die oben erwähnte Patentanmeldung von Chandra Mohan beschreibt einen Decodierer 150, der in 3 eingesetzt werden kann. Anschließend wird das NRZ-Signal am Ausgangsterminal OUT durch (nicht dargestellte) Schaltungen verarbeitet.
Da die Trägerimpulse (Signal CARR in 2) mit Bezug zueinander zu genau definierten Zeiten eintreten, und da diese Impulse in ihrer Dauer begrenzt sind, ist es möglich, den Detektor 140 nur dann einzuschalten, wenn Impulse erwartet werden. Zum Beispiel hat in der dargestellten Ausführungsform, wie oben im Detail beschrieben, jeder Impuls eine Dauer von im Wesentlichen 1/9 der Zeit zwischen NRZ-Signalübergangszeiten. Nachdem ein Trägerimpuls 8/9 der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen seit dem vorhergehenden Trägerimpuls (eine Hinterflanke darstellend) empfangen wurde, werden nachfolgende Impulse nur zu 9/9 (kein Übergang) oder 10/9 (Vorderflanke) der Zeit zwischen NRZ-Sig nalübergängen ab diesem Impuls erwartet. Desgleichen, nachdem ein Trägerimpuls 10/9 der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen seit des vorhergehenden Trägerimpulses (eine Vorderflanke darstellend) empfangen wurde, werden nachfolgende Impulse nur zu 8/9 (Hinterflanke) oder 9/9 (kein Übergang) der Zeit zwischen NRZ-Signalübergängen ab diesem Impuls erwartet. Der Detektor 140 ist daher nur dann, wenn ein Trägerimpuls erwartet wird, und nur in der temporalen Nachbarschaft der Dauer des erwarteten Impulses einzuschalten.
Ein Zeitfenster-Timer, andeutungsweise als 160 in 3 dargestellt, hat ein Eingangsterminal, welches an ein Status-Ausgangsterminal von Detektor 140 gekoppelt ist, und ein Ausgangsterminal, welches an ein Einschalt-Eingangsterminal des Detektors 140 gekoppelt ist. Der Zeitfenster-Timer 160 überwacht die Signale vom Detektor 140 und schaltet den Detektor nur dann ein, wenn ein Trägerimpuls erwartet wird, und nur in der temporalen Nachbarschaft der Dauer dieses Impulses, wie oben beschrieben.
In der dargestellten Ausführungsform liegt die Energie im modulierten Signal primär zwischen 0,44 (8/18) und 0,55 (10/18) Mal der Bitrate, und demzufolge hat das Signal eine Bandbreite von 0,11 Mal der Bitrate. Dies führt zu einer neunfachen Erhöhung der Datenrate durch die Bandbreite. Andere Verdichtungsverhältnisse lassen sich ohne Weiteres durch Ändern des Verhältnisses von Codierungstakt zu Bitrate erzielen, wobei ein Fachmann ohne Weiteres die Vorteile und Nachteile erkennen wird.
Das oben beschriebene System lässt sich mit weniger ausgeklügelten Schaltungen als den M-ary PSK- oder QAM-Modulationstechniken sowohl im Sender als auch im Empfänger erzielen. Insbesondere können im Empfänger, nach Extraktion des modulierten Signals, Begrenzungsverstärker (zum Beispiel 130) eingesetzt werden, die weniger teuer und außerdem energiesparend sind. Auch das Codieren und Decodieren des NRZ-Signals kann mit nominal schnell programmierbaren Logikgeräten (PLDs) durchgeführt werden. Solche Geräte sind relativ billig (derzeit $1 bis $2). Außerdem gibt es keine Zwischensymbolstörungen in diesem System, es ist daher keine Formung von Wellenformen erforderlich. Ferner sind außer für die Taktwiederherstellungsschleife keine Verfolgungsschleifen erforderlich.
Da, wie oben beschrieben, Trägerübertragung nur an den Bitgrenzen stattfindet und nicht für die gesamte Bitperiode fortgesetzt wird, kann temporale Fenstertechnik im Empfänger benutzt werden, um empfangene Trägerimpulse nur zu Zeiten zu erkennen, wenn Impulse erwartet werden. Folglich gibt es im gegenwärtigen System keine Mehrweg-Probleme.
Die oben beschriebene Modulationstechnik kann dazu benutzt werden, digitale Musiksignale mit CD-Qualität simultan mit FM monophonen und stereophonen Rundfunk-Audiosignalen zu senden. 4 ist ein Spektrum-Diagramm, das zur Erleichterung des Verständnisses dieses Einsatzes der Modulationstechnik nach 1 und 2 dient. 4a veranschaulicht die Leistungshülle für FM-Rundfunksignale in den USA. In 4a stellt die horizontale Linie die Frequenz und zwar einen Abschnitt des VHF-Bandes irgendwo zwischen ungefähr 88 MHz und ungefähr 107 MHz dar. Die Signalstärke ist in der vertikalen Richtung dargestellt. Die zulässigen Spektrumshüllen von zwei benachbarten Rundfunksignalen sind veranschaulicht. Jeder Träger ist als vertikaler Pfeil dargestellt. Jeder Träger ist von Seitenbändern umgeben, die das auf dem Träger modulierte Rundfunksignal FM führen.
In den USA können FM-Rundfunkstationen monophones und stereophones Audio mit Höchstleistung in Seitenbändern innerhalb 100 kHz des Trägers senden. In 4a sind diese Seitenbänder unschraffiert dargestellt. Die Rundfunkgesellschaft kann andere Information in den Seitenbändern von 100 kHz bis 200 kHz senden, aber die in diesem Band übertragene Leistung muss 309 dB weniger als die Höchstleistung betragen. Diese Seitenbänder sind schraffiert dargestellt. Benachbarte Stationen (im gleichen geografischen Bereich) müssen um mindestens 400 kHz voneinander getrennt sein.
Das obere Seitenband über dem Träger des Niederfrequenz-Rundfunksignals in 4a ist im unteren Spektrum-Diagramm von 4b dargestellt. In 4b wird das monophone L + R Audiosignal im 0-bis-15-kHz-Seitenband mit 90% Modulationspegel übertragen. Das L – R Audiosignal wird als Zweitenseitenband-unterdrücktes Trägersignal im Bereich einer unterdrückten 38 kHz Subträgerfrequenz mit 45% Modulationspegel übertragen. Ein unteres Seitenband (lsb) läuft im Bereich von 23 kHz bis 38 kHz, und ein oberes Seitenband (usb) im Bereich von 38 kHz bis 53 kHz. Ferner ist ein 19 kHz Pilotton (die Hälfte der Frequenz des unterdrückten Trägers) in den Seitenbändern um den Hauptträger herum enthalten. Somit stehen der Rundfunkgesellschaft 47 kHz sowohl im oberen (4b) als auch im unteren Seitenband (nicht dargestellt) um den Hauptträger herum (das heißt von 53 bis 100 kHz) zum Senden von zusätzlicher Information mit Höchstleistung zur Verfügung. Wie oben beschrieben, muss die Sendeleistung zwischen 100 kHz und 200 kHz 30 dB unter Höchstleistung liegen.
Mit der oben gemäß 1 und 2 beschriebenen Modulationsatechnik kann ein 128 Kilobit-pro-Sekunde-Signal (kbps), welches ein MP3 Audiosignal mit CD-Qualität enthält, in einer Bandbreite von weniger als 20 kHz betrieben werden. Dieses digitale Audiosignal kann in dem Platz zwischen 53 kHz und 100 kHz im oberen Seitenband (zum Beispiel) eingesetzt und als Subträgersignal zusammen mit dem regulären Rundfunk-Stereo-Audio-Signal, wie in 4b dargestellt, gesendet werden. In 4b ist das digitale Audiosignal das oben beschriebene SSB-Signal mit 70 kHz Mittenfrequenz, welches in einem Bereich von 60 bis 80 kHz läuft. Dies liegt innerhalb 100 kHz des Hauptträgers und kann somit mit Höchstleistung gesendet werden.
5 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunksenders mit einem digitalen IBOC-Übertragungskanal, wie er gemäß der oben mit Bezug auf 1 bis 3 beschriebenen Modulationstechnik implementiert ist. In 5 sind diejenigen Elemente, die die gleichen wie in 1 sind, innerhalb eines gestrichelten, mit „1" bezeichneten Rechtecks dargestellt, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und unten nicht im Detail beschrieben. Die Kombination von Codierer 10, Differentiator 20, Mixer 30, Oszillator 40 und BPF 50 erzeugt ein phasen- oder frequenz-moduliertes SSB-Signal (CARR in 2), welches ein digitales Eingangssignal (NRZ von 2) darstellt, wie bereits mit Bezug auf 1 beschrieben. Ein Ausgangsterminal des BPF 50 ist an ein Eingangsterminal eines Verstärkers 60 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal eines Verstärkers 60 ist an ein erstes Eingangsterminal eines zweiten Mixers 70 gekoppelt. Ein zweiter Oszillator 80 ist an ein zweites Eingangsterminal des zweiten Mixers 70 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des zweiten Mixers 70 ist an ein Eingangsterminal eines ersten Filters/Verstärkers 260 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des ersten Filters/Verstärkers 260 ist an ein erstes Eingangsterminal eines Signalkombinierers 250 gekoppelt.
Ein Ausgangsterminal eines Rundfunk-Basisbandsignalprozessors 210 ist an ein erstes Eingangsterminal eines dritten Mixers 220 gekoppelt. Ein dritter Oszillator 230 ist an ein zweites Eingangsterminal des dritten Mixers 220 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des dritten Mixers 220 ist an ein Eingangsterminal eines zweiten Filters/Verstärkers 240 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des zweiten Filters/Verstärkers 240 ist an ein zweites Eingangsterminal des Signalkombinierers 250 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des ersten Signalkombinierers 250 ist an ein Eingangstermi nal eines Leistungsverstärkers 270 gekoppelt, welcher an eine Sendeantenne 280 gekoppelt ist.
Im Betrieb empfängt der Codierer 20 ein digitales Signal, welches das digitale Audiosignal darstellt. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Signal ein MP3 entsprechendes digitales Audiosignal. Insbesondere ist der digitale Audiodatenstrom mit Hilfe von Reed-Solomon-Code (RS-Code) FEC-codiert (Forward Error Correction). Daraufhin wird der FEC-codierte Datenstrom verpackt. Diese verpackten Daten werden mit den in 1 veranschaulichten Schaltungen zu einem SSB-Signal verdichtet, wie oben im Detail beschrieben.
Für die Frequenz des vom Oszillator 40 erzeugten Signals wird 10,7 MHz ausgewählt, so dass die vom Codierer 10 kommende digitale Information für eine Mittenfrequenz von 10,7 MHz moduliert wird. Die Modulationsfrequenz kann jede beliebige Frequenz sein, wird jedoch aus praktischen Gründen so gewählt, dass sie den Frequenzen vorhandener preiswerter BPF-Filter entspricht. Zum Beispiel weisen typische BPF-Filter Mittenfrequenzen von 6 MHz, 10,7 MHz, 21,4 MHz, 70 MHz, 140 MHz usw. auf. In der dargestellten Ausführungsform wurde 10,7 MHz als Modulationsfrequenz gewählt, und BPF 50 wird als eins der vorhandenen 10,7 MHz-Filter implementiert. Das gefilterte SSB-Signal vom BPF 50 wird von Verstärker 60 verstärkt und durch eine Kombination des zweiten Mixers 70 und zweiten Oszillators 80 aufwärts konvertiert. In der dargestellten Ausführungsform erzeugt ein zweiter Oszillator 80 ein Signal mit 77,57 MHz und das SSB wird aufwärts zu 88,27 MHz konvertiert. Das Signal wird vom ersten Filter/Verstärker 260 gefiltert und weiter verstärkt.
Der Rundfunk-Basisbandsignalprozessor 210 empfängt ein Stereo-Audiosignal (nicht dargestellt) und nimmt die notwendige Signalverarbeitung zur Bildung des zusammengesetz ten Basisband-Stereosignals vor, welches das L + R Signal mit Basisbandfrequenz, das Zweiseitenband-unterdrückte L – R Trägersignal mit einer (unterdrückten) Trägerfrequenz von 30 kHz und einen 19 kHz Pilotton enthält, was alles bekannt ist. Dieses Signal wird nun mit der zugewiesenen Frequenz der FM-Station auf ein Trägersignal moduliert. Der dritte Oszillator 230 erzeugt ein Trägersignal mit der zugewiesenen Rundfunkfrequenz, die in der dargestellten Ausführungsform 88,2 MHz beträgt. Der dritte Mixer 220 erzeugt ein moduliertes Signal, das mit den zusammengesetzten monophonen und stereophonen Basisband-Audiosignalen, wie in 4b veranschaulicht, moduliert wurde. Das modulierte Signal, welches eine Trägerfrequenz von 88,2 MHz und die standardmäßigen Runkfunk-Audioseitenbänder von 4b aufweist, wird nun vom zweiten Filter/Verstärker 240 gefiltert und verstärkt. Dann wird dieses Signal mit dem modulierten digitalen SSB-Signal vom ersten Filter/Verstärker 260 kombiniert, um ein zusammengesetztes Signal zu bilden. Dieses zusammengesetzte Signal enthält sowohl die auf dem Träger mit 88,2 MHz modulierten standardmäßigen Rundfunk-Stereo-Audioseitenbänder als auch das modulierte SSB-Signal, welches das digitale Audiosignal mit 70 kHz Mittenfrequenz über dem Träger (88,27 MHz), wie in 4b dargestellt, führt. Das zusammengesetzte Signal wird nun durch Leistungsverstärker 270 leistungsverstärkt und der Sendeantenne 280 zur Ausstrahlung an FM-Rundfunkempfänger zugeführt.
6 ist ein Blockdiagramm eines FM-Rundfunkempfängers, der ein Signal empfangen kann, das von einem FM-Rundfunksender nach 5 moduliert wurde. In 6 sind diejenigen Elemente, die die gleichen wie in 3 sind, innerhalb eines gestrichelten, mit „3" bezeichneten Rechtecks dargestellt, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und unten nicht im Detail beschrieben. In 6 ist eine Empfangsantenne 302 an einen HF-Verstärker 304 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des HF-Verstärkers 304 ist an ein erstes Eingangsterminal eines ersten Mixers 306 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal eines ersten Oszillators 308 ist an ein zweites Eingangsterminal des ersten Mixers 306 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des ersten Mixers 306 ist an entsprechende Eingangsterminals eines BPF 310 und an ein abstimmbares BPF 110 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des BPF 310 ist an ein Eingangsterminal eines Zwischenfrequenz(IF) Verstärkers 312 gekoppelt, der ein Begrenzungsverstärker sein kann. Ein Ausgangsterminal des IF-Verstärkers 312 ist an ein Eingangsterminal eines FM-Detektors 314 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des FM-Detektors 314 ist an ein Eingangsterminal eines FM-Stereo-Decodierers 316 gekoppelt.
Im Betrieb empfängt und verstärkt der HF-Verstärker Signale von der Empfangsantenne 304. Der erste Oszillator 308 erzeugt ein Signal mit 98,9 MHz. Der erste Oszillator 308 in Kombination mit dem ersten Mixer 306 konvertiert das Hauptträgersignal von 88,2 MHz abwärts zu 10,7 MHz, und das digitale SSB-Audiosignal abwärts von 88,27 MHZ zu 10,63 MHz. Das BPF 310 lässt nur die FM-Stereo-Seitenbänder (L + R und L – R) von ca. 10,7 MHz in bekannter Weise durch. Der IF-Verstärker 312 verstärkt dieses Signal und liefert es an den FM-Detektor 314, der das zusammengesetzte Basisband-Stereosignal erzeugt. Der FM-Stereo-Decodierer 316 decodiert das zusammengesetzte Basisband-Stereosignal, um monophone und/oder stereophone Audiosignale (nicht dargestellt) zu erzeugen, die die gesendeten Audiosignale darstellen, was alles bekannt ist.
In der dargestellten Ausführungsform wird das abstimmbare BPF 110 auf eine Mittenfrequenz von 10,63 MHz abgestimmt und lässt nur das digitale Audiosignal im Bereich dieser Frequenz durch. In der dargestellten Ausführungsform läuft das BPF 110 im Bereich von 10,53 MHz bis 10,73 MHz. Die Kombination aus BPF 110, Integrator 120, Begrenzungsverstärker 130, Detektor 140, Decodierer 150 und Zeitfenster-Timer 160 bewirkt, dass das modulierte digitale Audiosignal extrahiert wird, und demoduliert und decodiert das Signal, um das digitale Audiosignal zu reproduzieren, wie oben mit Bezug auf 3 beschrieben. Die vom Decodierer 150 kommenden digitalen Audiosignale werden in entsprechender Weise von weiteren (nicht dargestellten) Schaltungen verarbeitet, um Audiosignale zu erzeugen, die dem gesendeten digitalen Audiosignal entsprechen. Insbesondere wird das Signal ausgepackt, wobei während des Sendens aufgetretene Fehler werden erkannt und korrigiert werden. Dann wird der korrigierte Bitstrom, wie allgemein bekannt, zu einem Stereo-Audio-Signal konvertiert.
Die oben beschriebene Ausführungsform weist das Äquivalent der Verdichtungs-Performance eines 1024 QAM-Systems auf. In der Praxis sind QAM-Systeme jedoch auf ungefähr 256 QAM beschränkt, was auf die Schwierigkeiten beim Korrigieren von Geräuschen und Mehrweg-Zwischensymbolstörungen (ISI) zurückzuführen ist, die sich aus den engen Konstellationsabständen ergeben. Das obige System hat kein ISI-Problem, weil es schmale und breit beabstandete Trägerimpulse aufweist. Um es kurz zu fassen, können höhere Datenraten in Kanälen mit schmalerer Bandbreite übertragen werden, ohne dass die mit anderen Techniken wie QAM verknüpften Probleme auftauchen.
Nochmals bezugnehmend auf 2, im CARR Signal, ist zu sehen, dass die Abstände zwischen den Trägerimpulsen, während welcher kein Trägersignal gesendet wird, relativ breit sind. Diese Abstände können in einer anderen Ausführungsform der Erfindung ausgenutzt werden. In 7 ist in größerem Detail ein Wellenformdiagramm des CARR-Signals veranschaulicht, welches zum besseren Verständnis des Betriebs eines Modulators gemäß dieser anderen Ausführungsform dient. Wie oben beschrieben, hat im Codierer von 1 ein Codierungstaktsignal eine Dauer, die ein Neuntel der Bitperiode des NRZ-Signals beträgt. Die gestrichelten vertikalen Linien in 7 stellen Codierungstaktsignalpe rioden dar. Zulässige Trägerimpuls-Zeitorte sind durch gestrichelte Rechtecke dargestellt. Ein Trägerimpuls kann 8, 9 oder 10 Taktimpulse nach einem vorhergehenden Impuls auftreten. Somit können Trägerimpulse in jeder beliebigen von drei benachbarten Taktperioden auftreten. Es sei angenommen, dass Trägerimpuls A 8 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls, Trägerimpuls B 9 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls und Trägerimpuls C 10 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls entfernt ist.
Wie oben beschrieben, wenn ein Trägerimpuls 8 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls (A) entfernt ist, bedeutet dies eine Hinterflanke im NRZ-Signal, auf welche sofort entweder nur ein 9 Taktimpulsintervall (D) folgen kann, was keine Änderung im NRZ-Signal bedeutet, oder ein 10 Taktimpulsintervall (E) folgen kann, was eine Vorderflanke im NRZ-Signal bedeutet. Desgleichen, wenn ein Trägerimpuls 10 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls (C) entfernt ist, bedeutet dies eine Hinterflanke im NRZ-Signal, worauf entweder nur ein 8 Taktimpulsintervall (E) folgen kann, was eine Vorderflanke im NRZ-Signal bedeutet, oder nur ein 9 Taktimpulsintervall (F) folgen kann, was keine Änderung im NRZ-Signal bedeutet. Wenn ein Trägerimpuls 9 Taktimpulse vom vorhergehenden Impuls (B) entfernt ist, bedeutet dies keine Änderung im NRZ-Signal, worauf sofort entweder ein 8 Taktimpuls- (D), was eine Hinterflanke im NRZ-Signal bedeutet, ein 9 Taktimpuls-(E), was keine Änderung im NRZ-Signal bedeutet, oder ein 10 Taktimpuls-(F)Intervall folgen kann, was eine Vorderflanke im NRZ-Signal bedeutet. Dies ist alles in 7 veranschaulicht. Es ist zu sehen, dass von den neun Codierungstaktperioden in einer NRZ-Bitperiode einer von drei benachbarten Impulsen möglicherweise Trägerimpulse aufweisen kann, während die anderen sechs keinen Trägerimpuls aufweisen können.
Während des Intervalls, in dem keine Trägerimpulse vom CARR-Signal (von Zeiten t4 bis t10) erzeugt werden können, können andere Nebendaten auf dem Trägersignal moduliert werden. Diese sind in 7 als gerundetes Rechteck (AUX DATA) mit vertikaler Schraffierung dargestellt. Eine Schutzperiode von Δt nach dem letzten potentiellen Trägerimpuls (C) und vor dem nächsten nachfolgenden potentiellen Trägerimpuls (D) um diese Lücke herum dient dazu, potentielle Störungen zwischen den Trägerimpulsen (A) – (F), die das digitale Audiosignal führen, und der Trägermodulation (AUX DATA), die die Nebendaten führt, auf ein Minimum zu reduzieren.
8 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die die Aufnahme der Nebendaten in den modulierten codierten Datenstrom implementieren kann. In 8 sind diejenigen Elemente, die die gleichen wie in 1 sind, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und sind daher im Folgenden nicht im Detail beschrieben. In 8 ist eine (nicht dargestellte) Quelle von Nebendaten (AUX) an ein Eingangsterminal eines FIFO-Puffers 402 (First-in-first-out) gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des FIFO-Puffers 402. ist an ein erstes Dateneingangsterminal eines Multiplexers 404 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des Multiplexers 404 ist an ein Eingangsterminal des Mixers 30 gekoppelt. Das Ausgangsterminal des Differentiators 20 ist an ein zweites Dateneingangsterminal des Multiplexers 404 gekoppelt. Ein Timing-Ausgangsterminal des Codierers 10 ist an ein Steuereingangsterminal des Multiplexers 404 gekoppelt.
In der dargestellten Ausführungsform wird angenommen, dass das Nebendatensignal in einem Zustand ist, in dem es direkt das Trägersignal modulieren kann. Ein Fachmann wird wissen, wie er ein Signal in einer Weise codieren und vorbereiten muss, die den Eigenschaften des Signals am besten gerecht wird. Außerdem wird angenommen, dass in der dargestellten Ausführungsform das Nebendatensignal ein digitales Signal ist. Dies ist jedoch nicht obligatorisch. Das Nebendatensignal kann auch ein analoges Signal sein.
Im Betrieb enthält der Codierer 10 interne Timing-Schaltungen (nicht dargestellt), die das relative Timing der Impulse steuern. Diese Timing-Schaltungen können in einer dem Fachmann bekannten Weise modifiziert werden, um ein Signal zu erzeugen, das während der drei aneinander angrenzenden Codierungstaktperioden t1 bis t4, während der möglicherweise Impulse im CARR-Signal auftreten können, einen ersten Zustand aufweist und während der restlichen aneinander angrenzenden Codierungs-Taktperioden t4 bis t10 einen zweiten Zustand aufweist. Dieses Signal kann dazu verwendet werden, den Multiplexer 404 zu steuern, um das Ausgangsterminal des Differentiators 20 an das Eingangsterminal des Mixers 30 während der Perioden (t1 bis t4) zu koppeln, während der Impulse auftreten können, und ansonsten das Ausgangsterminal des FIFO-Puffers 402 an den Mixer 30 zu koppeln (t4 + Δt bis t10 – Δt). Während der Perioden (t1 bis t4), während der das Ausgangsterminal des Differentiators 20 an den Mixer 30 gekoppelt ist, ist die Schaltung von 8 in der in 1 veranschaulichten Konfiguration, und funktioniert so wie oben im Detail beschrieben.
Während der Perioden (t4 + Δt bis t10 – Δt), wenn der FIFO-Puffer 402 an den Mixer 30 gekoppelt ist, modulieren die Daten vom FIFO-Puffer 402 das Trägersignal vom Oszillator 40. Der FIFO-Puffer 402 dient zum Empfang des digitalen Nebendatensignals mit einer konstanten Bitrate und zum Puffern des Signals während der Zeitperioden (t1 bis t4), wenn Trägerimpulse (A) – (C) erzeugt werden können. Dann stellt der FIFO-Puffer 402 die gespeicherten Nebendaten am Mixer 30 mit einer höheren Bitrate während der Zeitperiode (t4 + Δt bis t10 – Δt) bereit, wenn die Nebendaten gesendet werden sollen. Der Nettodurchsatz der Nebendatenstöße durch das CARR-Signal muss dem konstanten Nettodurchsatz der Nebendaten aus der Nebendaten-Signalquelle (nicht darge stellt) entsprechen. Einem Fachmann wird bekannt sein, wie die Durchsätze in Übereinstimmung gebracht werden können und wie für "Overruns" und "Underruns" gesorgt wird, alles wie bekannt.
9 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der das Signal des Systems nach 8 empfangen kann. In 9 sind die diejenigen Elemente, die die gleichen wie in 3 sind, mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und unten nicht im Detail beschrieben. In 9 ist das Ausgangsterminal des Detektors 140 an ein Eingangsterminal eines steuerbaren Schalters 406 gekoppelt. Ein erstes Ausgangsterminal des steuerbaren Schalters 406 ist an das Eingangsterminal des Decodierers 150 gekoppelt. Ein zweites Ausgangsterminal des steuerbaren Schalters 406 ist an ein Eingangsterminal eines FIFO 408 gekoppelt. Ein Ausgangsterminal des FIFO 408 erzeugt die Nebendaten (AUX). Das Ausgangsterminal des Zeitfenster-Timers 160 ist nicht an ein Einschalt-Eingangsterminal des Detektors 140, wie in 3, sondern an ein Steuer-Eingangsterminal des steuerbaren Schalters 406 gekoppelt.
Im Betrieb ist der Detektor 140 in 9 immer eingeschaltet. Das Zeitfenster-Signal des Zeitfenster-Timers 160 entspricht dem Timing-Signal, das vom Codierer in 8 erzeugt wird. Das Zeitfenster-Signal weist einen ersten Zustand während der Periode (t1 bis t4), wenn möglicherweise Trägerimpulse (A) bis (C) auftreten können und ansonsten einen zweiten Zustand auf (t4 bis t10). Während der Periode (t1 bis t4), wenn möglicherweise Trägerimpulse (A) bis (C) auftreten können, richtet der Zeitfenster-Timer 160 den steuerbaren Schalter 406 darauf ein, den Detektor 140 an den Decodierer 150 zu koppeln. Diese Konfiguration ist identisch mit der in 3 und funktioniert gemäß der obigen ausführlichen Beschreibung.
Während des restlichen Teils der Bitperiode (t4 bis t10) ist der Detektor 140 an den FIFO 408 gekoppelt. Während dieser Periode werden die modulierten Nebendaten demoduliert und dem FIFO 408 zugeführt. Wie für den FIFO 402 (von 8) beschrieben, empfängt der FIFO 408 Nebendatenstöße von Detektor 140 und erzeugt ein Nebendaten-Ausgangssignal AUX mit einer konstanten Bitrate. Das Nebendatensignal stellt die Nebendaten dar, wie sie zum Modulieren des Trägers codiert wurden. Eventuell ist eine weitere Verarbeitung (nicht dargestellt) erforderlich, um das empfangene Nebendatensignal durch Decodieren in das gewünschte Format zu bringen.

Claims

Digitaler Datenmodulator, umfassend: eine Quelle (IN) eines digitalen Datensignals; einen Codierer (10) zum Codieren der digitalen Daten mittels eines variablen Impulsbreitencodes; dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Datenmodulator umfasst: einen Impulssignalgenerator (20, 25), der entsprechende Impulse erzeugt, die Flanken des codierten digitalen Datensignals darstellen; und einen Trägersignalgenerator (30, 40) zur Erzeugung eines Trägersignals mit Trägerimpulsen, die den entsprechenden Impulsen entsprechen.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der variable Impulsbreitencode ein VAC-Code ist.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer (10) ein codiertes digitales Datensignal mit Vorderflanken und Hinterflanken erzeugt; der Impulssignalgenerator (20, 25) Impulsanstiege in Reaktion auf eine erste Flanke im digitalen Datensignal und Impulsabfälle in Reaktion auf eine verschie dene zweite Flanke im digitalen Datensignal erzeugt; und der Trägersignalgenerator (30, 40) einen Trägerimpuls mit einer ersten Phase in Reaktion auf einen Impulsanstieg und mit einer zweiten Phase in Reaktion auf einen Impulsabfall erzeugt.
Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Phase gegenüber der zweiten Phase im Wesentlichen um 180 Grad phasenverschoben ist; die erste Flanke eine Vorderflanke ist; und die zweite Flanke eine Hinterflanke ist.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Impulssignalgenerator umfasst: einen Differentiator (20), der an den Codierer gekoppelt ist; und einen Pegeldetektor (25), der an den Differentiator gekoppelt ist.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Trägersignalgenerator umfasst: einen Trägeroszillator (40); und einen Mixer (30), der ein erstes Eingangsterminal aufweist, das an den Impulssignalgenerator (20, 25) gekoppelt ist, und ein zweites Eingangsterminal aufweist, das an den Trägeroszillator (40) gekoppelt ist.
Modulator nach Anspruch 6, ferner gekennzeichnet durch ein Bandpassfilter (50), das an ein Ausgangsterminal des Mixers (30) gekoppelt ist.
Ein digitaler Datendemodulator, umfassend: eine Quelle (IN) eines modulierten Signals, die voneinander beabstandete Trägerimpulse aufweist, um ein codiertes digitales Datensignal mit variabler Impulsbreite darzustellen; gekennzeichnet durch: einen Detektor (140) zur Erzeugung eines codierten Signals mit variabler Impulsbreite in Reaktion auf empfangene Trägerimpulse; einen Decodierer (150) zum Decodieren des Signals mit variabler Impulsbreite zur Erzeugung des digitalen Datensignals.
Demodulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der variable Impulsbreitencode ein VAC-Code ist.
Demodulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Trägerimpulse eine erste Phase oder eine zweite Phase aufweisen.
Demodulator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Phase gegenüber der zweiten Phase im Wesentlichen um 180 Grad phasenverschoben ist.
Demodulator nach Anspruch 8, ferner gekennzeichnet durch: einen Bandpassfilter (110); einen Integrator (120); und einen Begrenzungsverstärker (130), die zwischen der modulierten Signalquelle und dem Detektor gekoppelt sind.
Demodulator nach Anspruch 8, ferner gekennzeichnet durch: einen an den Detektor (140) gekoppelten Zeitfenster-Timer (160), um ein Zeitfenster-Signal in der temporalen Nachbarschaft zu erzeugen, wenn ein Trägerimpuls erwartet wird; und wobei der Detektor (140) von dem Zeitfenster-Signal eingeschalter wird.
Digitales Datenmodulationsverfahren, umfassend folgende Schritte: Bereitstellen einer digitalen Datensignalquelle; Codieren der digitalen Daten mit Hilfe eines variablen Impulsbreitencodes; gekennzeichnet durch folgende Schritte: Erzeugen entsprechender Impulse, die Flanken des codierten digitalen Datensignals darstellen; und Erzeugen eines Trägersignals mit Trägerimpulsen, die den entsprechenden Impulsen entsprechen.
Digitales Datenmodulationsverfahren, umfassend folgende Schritte: Bereitstellen einer modulierten Signalquelle mit voneinander beabstandeten Trägerimpulsen, um ein codiertes digitales Datensignal mit variabler Impulsbreite darzustellen; gekennzeichnet durch folgende Schritte: Erzeugen eines codierten variablen Impulsbreitensignals in Reaktion auf empfangene Trägerimpulse; Decodieren des variablen Impulsbreitensignals zur Erzeugung des digitalen Datensignals.