DE60101932T2

DE60101932T2 - Fernsteuerungssystem für Kraftfahrzeuge mit einer verbesserten Empfangsantenne

Info

Publication number: DE60101932T2
Application number: DE2001601932
Authority: DE
Inventors: Guy Lelandais
Original assignee: Delphi Technologies Inc
Current assignee: Delphi Technologies Inc
Priority date: 2000-08-04
Filing date: 2001-08-01
Publication date: 2005-01-05
Anticipated expiration: 2021-08-02
Also published as: DE60101932D1; EP1178170A1; EP1178170B1; FR2812780A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Fernsteuern eines Bauteils eines Kraftfahrzeugs, insbesondere eines Bauteil zum Verhindern des Zugangs zum Fahrzeug und/oder eines Bauteil zum Starten, sowie ein Fernsteuerungssystem zur Durchführung dieses Verfahrens. Ein derartiges Steuerungssystem wird beispielsweise verwendet, um den freihändigen Zugang zu einem Fahrzeug und/oder das freihändige Starten des Fahrzeugs zu ermöglichen. „Freihändig" bedeutet in diesem Fall, dass es nicht notwendig ist, für diese Tätigkeiten einen Schlüssel zu benutzen.
Bekanntlich weist ein solches Steuerungssystem im Allgemeinen eine tragbare Identifikationseinrichtung auf, die von einem Benutzer zu tragen ist und die einen bidirektionalen, drahtlosen Ferndialog mit einer in dem Fahrzeug eingebauten zentralen Steuereinheit aufbauen kann, um den Benutzer zu authentifizieren und die Mittel zur Zugangsverhinderung/Zugangsgestattung der Türschlösser zu steuern, wenn der Benutzer als berechtigt erkannt worden ist. Die Initialisierung des Kommunikationsprotokolls kann durch Betätigen des äußeren Türgriffs für einen freihändigen Zugang oder durch Drücken eines Startknopfes bei einem freihändigen Startmodus aktiviert werden.
Ein gegenwärtig vorgeschlagenes System nützt Trägerwellen mit einer niedrigen Frequenz, in der Größenordnung von 125 kHz, für die Kommunikation von dem Fahrzeug zu der Identifikationseinrichtung und ultrahochfrequente (UHF) Trägerwellen, beispielsweise in der Größenordnung von 434 oder 868 MHz im europäischen Bereich und von 315 oder 902 MHz im Bereich der USA, für die Kommunikation von der Identifikationseinrichtung zum Fahrzeug. Es sei darauf hingewiesen, dass das Radiofrequenzspektrum im Wesentlichen die Frequenzen unterhalb von 10¹¹ Hz umfasst, was sowohl diese niedrigen Frequenzen als auch diese ultrahohen Frequenzen umfasst.
Wie in 1 erkennbar umfasst der bidirektionale Dialog eine erste Übertragung eines ersten Signal S₁, das durch Modulation einer von einem Niederfrequenzgenerator 2 der Zentraleinheit 1 des Fahrzeugs V erzeugten Trägerwelle in Richtung eines Niederfrequenzempfängers 3 der Identifikationseinrichtung D ausgestrahlt wird, und eine zweite Übertragung eines zweiten Signals S₂, das von einem Steuermodul 34 erzeugt wird, um von einem zweiten Sender 4 der Identifikationseinrichtung D zu einem zweiten Empfänger 5 der Zentraleinheit 1 ausgestrahlt zu werden.
Die ersten und zweiten Übertragungen können nur dann stattfinden, wenn sich die Identifikationseinrichtung D in einer Entfernung von dem Fahrzeug V befindet, die kleiner oder gleich einer vorbestimmten Kommunikationsdistanz ist, die im Allgemeinen in der Größenordung von einigen Metern liegt, um einerseits zu verhindern, dass Interferenzen mit anderen Signalquellen der Umgebung auftreten und andererseits, um das Funktionieren des Systems in einer Entfernung zu verhindern, bei der sich der Benutzer zu weit vom Fahrzeug entfernt befindet, um die durch das System ausgelösten Aktionen wahrnehmen zu können.
Zum Zwecke der Authentifizierung des Benutzers weist das erste Signal S₁ für das Fahrzeug V charakteristische Daten auf, die durch die Identifikationseinrichtung D erkannt werden können, und/oder das zweite Signal S₂ weist für die Identifikationseinrichtung D charakteristische Daten auf, die von dem Fahrzeug V erkannt werden können. Der bidirektionale Dialog zwischen dem Fahrzeug und der Identifikationseinrichtung kann verschlüsselt stattfinden, um jegliche ungewollte Funktion des Systems zu verhindern und es gegenüber Fehlfunktionen zu sichern.
Um eine einfache Nutzung eines derartigen Systems zu ermöglichen, wird die Identifikationseinrichtung vorzugsweise so ausgelegt, dass sie das erste Signal unabhängig von ihrer Orientierung empfangen kann, damit sich der Benutzer nicht darum kümmern muss, wie sie angeordnet ist, wenn er sie, beispielsweise in einer seiner Taschen, bei sich trägt. Nun weist eine Radiofrequenzempfangsantenne üblicherweise eine bevorzugte Empfangsachse auf, nämlich die Achse senkrecht zu den Wicklungen einer zylindrischen Induktionsspule, die sie trägt. Bei einer solchen Antenne ist die Amplitude des empfangenen Signals maximal, wenn der Vektor der magnetischen Induktion der Trägerwellen, die sie empfängt, parallel zu ihrer Vorzugsachse orientiert ist, und im Wesentlichen Null, wenn dieser Vektor im Wesentlichen senkrecht zu dieser Achse orientiert ist. Bekanntlich besteht eine mögliche Lösung, einen isotropen Empfang des ersten Signals sicherzustellen darin, den ersten Empfänger, nämlich denjenigen der Identifikationseinrichtung, mit drei Eingängen zu versehen, die jeweils mit drei Empfangsantennen verbunden sind, deren jeweilige Vorzugsachsen paarweise senkrecht zueinander ausgerichtet sind.
Die Benutzung eines solchen Empfängers mit drei Eingängen ist mit offensichtlichen Nachteilen verbunden. Sie führt zu beträchtlichen Mehrkosten bei der Herstellung der Identifikationseinrichtung, einerseits, weil der erste Empfänger in diesem Fall Logikschaltungen aufweisen muss, welche bei jeder Benutzung des System auswählen, welche der drei Antennen den besten Empfang des ersten Signals hat, und andererseits, weil die Empfänger mit nur einem Eingang im Handel bei Lieferanten von elektronischen Bauteilen zu wesentlich geringeren Kosten erhältlich sind. Außerdem erfordern diese Logikschaltungen und die zusätzlichen Eingänge weitere Komponenten in der Identifikationseinrichtung, während diese so platzsparend wie möglich ausgebildet sein sollte.
Das Dokument EP-A-783 190 beschreibt ein Fernübertragungssystem für Kraftfahrzeuge mit einer von dem Fahrzeug getragenen Abfrageeinheit und einer von einem Benutzer zu tragenden, tragbaren Identifikationseinrichtung. Die Identifikationseinrichtung weist wenigstens zwei getrennte Resonanzkreise auf, die in Serie geschaltet und unabhängig voneinander mit wenigstens zwei Empfangsantennen verbunden sind. Jede Empfangsantenne weist eine Induktionsspule auf, deren Wicklungen im Wesentlichen senkrecht zu einer Achse der Spule sind, wobei die Achsen der Induktionsspulen der Antennen senkrecht zueinander stehen.
Das Dokument FR-A-2 763 186 beschreibt ein System gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die oben erwähnten Nachteile zu beseitigen und ein Fernsteuerungssystem für Kraftfahrzeuge bereitzustellen, das unabhängig von der Orientierung der tragbaren Identifikationseinrichtung eine gute Funktion des Systems gewährleistet, während in dieser Identifikationseinrichtung ein Empfänger mit nur einem Eingang benutzt wird.
Dazu stellt die Erfindung ein Fernsteuerungssystem gemäß dem Anspruch 1 bereit.
Vorzugsweise stehen die Achsen der Induktionsspulen der ersten und zweiten Empfangselemente im Wesentlichen senkrecht zueinander.
Vorteilhaft wird die Phasendifferenz im Wesentlichen auf Π/2 im Bogenmaß festgelegt.
Bevorzugt umfasst jede der elektrischen Schaltungen einen Kondensator.
Vorteilhaft ist in diesem Fall in jeder der elektrischen Schaltungen der Kondensator parallel zu der Induktionsspule geschaltet.
Bevorzugt weisen die Kondensatoren eine variable Kapazität auf, um nach dem Zusammenbau des Systems eine Feineinstellung der Phasen zu ermöglichen.
Gemäß einer weiteren Eigenschaft der Erfindung sind die elektrischen Schaltungen der Empfangselemente so beschaffen, dass die eine eine erste Resonanzfrequenz besitzt, die merklich höher als die Trägerfrequenz ist, und die andere eine zweite Resonanzfrequenz, die merklich tiefer als die Trägerfrequenz ist.
Vorzugsweise sind die Gütefaktoren der elektrischen Schaltungen der ersten und zweiten Empfangselemente im Wesentlichen gleich 10.
Vorteilhaft sind die Amplituden der Impedanzen der ersten und zweiten Empfangselemente im Wesentlichen gleich.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann der Radiofrequenz-Sender solche Trägerwellen aussenden, die eine erste Welle mit einer im Wesentlichen linearen Polarisation, die parallel zu einer ersten Richtung ist, und eine zweite Welle mit einer im Wesentlichen linearen Polarisation, die parallel zu einer zweiten Richtung ist, aufweisen, wobei die ersten und zweiten Richtungen einen von Null verschiedenen Winkel bilden, vorzugsweise einen im Wesentlichen rechten Winkel, wobei der Radiofrequenz-Sender das erste Signal nacheinander auf der ersten Welle, dann auf der zweiten Welle aussenden kann, so dass die resultierende Spannung unabhängig von der Orientierung der Identifikationseinrichtung bezüglich des Fahrzeugs während des Empfang von einer der ersten oder zweiten Wellen durch die Empfangsantenne von Null verschieden ist.
Vorzugsweise weist der Radiofrequenz-Sender in diesem Fall einen mit einer ersten Emissionsspule, deren Achse die Richtung definiert, verbundenen ersten Ausgang zur Ausstrahlung der ersten Welle und einen mit einer zweiten Emissionsspule, deren Achse die zweite Richtung definiert, verbundenen zweiten Ausgang zur Ausstrahlung der zweiten Welle auf.
Die Erfindung selbst und weitere Ziele, Details, Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden im Laufe der folgenden Beschreibung einer speziellen Ausführungsform der Erfindung deutlich werden, die aber rein illustrativ und nicht einschränkend unter Bezugsnahme auf die beigefügte Zeichnung dargelegt wird. In der Zeichnung:
– ist 1 ein synoptisches Funktionsschema eines erfindungsgemäßen Fernsteuerungssytems;
– 2 ist ein Fresnel-Diagramm, das die Spannung an den Anschlussklemmen einer Empfangsantenne der Identifikationseinrichtung des Systems der 1 zeigt;
– 3 ist ein Schema der elektrischen Schaltung eines Empfangselements der Identifikationseinrichtung des Systems der 1;
– 4 ist eine Grafik, welche die Amplitude der Impedanz des Empfangselements der 3 wiedergibt;
– 5 ist eine Grafik, welche die Phase der Impedanz des Empfangselements der 3 wiedergibt.
Das erfindungsgemäße Steuersystem nutzt einen hertzschen Übertragungsweg für einen bidirektionalen Dialog zwischen einer von einem Fahrzeug V getragenen Zentraleinheit 1 zur Steuerung von einem von dessen in 1 gezeigten Bauteilen O und einer tragbaren Identifikationseinrichtung D, die von einem Benutzer des Fahrzeugs getragen werden soll. Das erfindungsgemäße Steuerungssystem umfasst eine Zentraleinheit 1 und eine tragbare Identifikationseinrichtung D, die im Folgenden unter Bezugnahme auf die 1 beschrieben werden.
Die Zentraleinheit 1 umfasst einen mit dem Bauteil O verbundenen Mikrokontroller 6, wobei das Bauteil O insbesondere ein Steuerungs-Servomechanismus eines Kontaktunterbrechers oder eines Türschlosses sein kann. Der Mikrokontroller 6 befindet sich im Allgemeinen in einem Halbschlaf-Zustand oder wartet auf ein Wecksignal. Wenn der Benutzer den äußeren Griff der Tür P betätigt, wird ein Aktivierungssignal 7 an den Mikrokontroller 6 geschickt. Als Antwort sendet der Mikrokontroller 6 ein allgemeines Versorgungssignal aus, um die verschiedenen elektronischen Komponenten der Zentraleinheit zu versorgen. Dazu ist die Zentraleinheit mit einer (nicht dargestellten) Batterie des Fahrzeugs V verbunden. Dann erzeugt der Mikrokontroller 6 das an die Identifikationseinrichtung D zu übertragende Signal S₁ und sendet es zum Eingang eines Niederfrequenzgenerators 2, um die niederfrequenten Trägerwellen, die er erzeugt, zu modulieren. Der Niederfrequenzgenerator 2 besitzt eine Basisträgerfrequenz f₀ in einer Größenordnung von beispielsweise 125 kHz. Der Ausgang des Niederfrequenzgenerators 2 ist mit einem Sendeantennenpaar 8a, 8b verbunden, um das Signal S₁ tragende Trägerwellen 9 in Richtung der Identifikationseinrichtung D auszusenden. Beispielsweise ist das Sendeantennenpaar 8a, 8b in der (nicht dargestellten) Fahrertür des Fahrzeugs angeordnet. Jede der Sendeantennen 8a, 8b weist eine durch eine (nicht dargestellte), im Wesentlichen zylindrische Spule mit einem Kern definierte Achse auf. Die Sendeantennen 8a, 8b sind so in dem Fahrzeug V angeordnet, dass ihre jeweiligen Achsen im Wesentlichen senkrecht zueinander stehen. Die erste, durch die erste Sendeantenne 8a ausgestrahlte Trägerwelle 9a weist einen ersten Vektor der magnetischen Induktion H_a auf, der parallel zu der Achse der ersten Sendeantenne 8a linear polarisiert ist, und die zweite, durch die zweite Sendeantenne 8b ausgestrahlte Trägerwelle 9b weist einen zweiten Vektor der magnetischen Induktion H_b auf, der parallel zu der Achse der zweiten Sendeantenne linear polarisiert ist. Im Folgenden werden, gemäß der angelsächsischen Konvention, Vektorgrößen durch fettgedruckte Buchstaben bezeichnet.
Vorzugsweise sind weitere (nicht dargestellte) Antennenpaare, die entsprechend den oben beschriebenen aufgebaut und angeordnet sind, an unterschiedlichen Stellen des Fahrzeugs V angebracht und mit dem Niederfrequenzgenerator 2 verbunden, damit das Signal S₁ in verschiedene Richtungen um das Fahrzeug V herum ausgestrahlt werden kann. Beispielsweise befindet sich ein zweites Paar in der (nicht dargestellten) Beifahrertür und ein drittes Paar auf dem (nicht dargestellten) Kofferraum des Fahrzeugs.
Die Identifikationseinrichtung D weist eine Empfangsantenne 12 auf, die zwei in Serie geschaltete Empfangselemente 12a und 12b umfasst. Ein erster Anschluss eines ersten 12a der beiden Empfangselemente ist mit Masse M, beispielsweise einem (nicht dargestellten) Gehäuse der tragbaren Identifikationseinrichtung I verbunden, während der zweite Anschluss B des ersten Empfangselements 12a mit dem ersten Anschluss des zweiten 12b der beiden Empfangselemente übereinstimmt, wobei der zweite Anschluss des zweiten Empfangselements 12b mit einem Eingang 16 des Niederfrequenzempfängers 3 verbunden ist. Jedes der Empfangselemente 12a, 12b weist eine Induktionsspule 13a beziehungsweise 13b auf, die parallel zu einem Kondensator mit veränderlicher Kapazität 14a beziehungsweise 14b zwischen den beiden Anschlüssen des Empfangselements montiert ist. Die Induktionsspulen 13a beziehungsweise 13b der beiden Empfangselemente 12a, 12b sind mit Kernen versehen und weisen Achsen auf, die jeweils zueinander senkrecht stehen und jeweils durch Einheitsvektoren e₁ und e₂ definiert sind.
Der Niederfrequenzempfänger 3 weist einen Ausgang auf, der mit einem Steuerungsmodul 34 verbunden ist, um die Ausstrahlung des zweiten Signals S₂ als Antwort auf das erste Signal S₁ zu bewirken. Das Steuerungsmodul 34 erzeugt das zweite Signal S₂ und überträgt es auf den zweiten Hochfrequenzsender 4, damit dieser es auf einer Trägerwelle mit einer Frequenz f' ausstrahlt, die von der Basisträgerfrequenz f₀ verschieden ist und beispielsweise in der Größenordnung von 434 MHz liegt. Die Trägerwelle 17 wird über eine Antenne 18 des zweiten Senders 4 in Richtung einer mit einem zweiten Empfänger 5 der Zentraleinheit 1 verbundenen Antenne 19 abgestrahlt. Die Identifikationseinrichtung I weist auch eine Batterie 20 zur Versorgung ihrer verschiedenen Bauelemente auf wobei der Niedertrequenzempfänger 3 und der zweite Sender 4 sowie das Steuermodul 34 und der Niederfrequenzempfänger 3 vorzugsweise stromsparend ausgebildet sind. Um den Stromverbrauch zu minimieren kann man beispielsweise vorsehen, dass sich die Identifikationseinrichtung D dann, wenn sie nicht mit der Zentraleinheit 1 kommuniziert, im Laufe von 10 ms langen Perioden jeweils 9 ms im Ruhezustand und 1 ms im Bereitschaftszustand ist.
Der Ultrahochfrequenzempfänger 5 kann die durch die Antenne 19 empfangene Trägerwelle 17 demodulieren, um an seinem Ausgang das zweite Signal S₂ zum Mikrokontroller 6 zu übertragen. Der Mikrokontroller 6 kann das von ihm empfangene Signal S₂ authentifizieren und einen Aktivierungsbefehl 21 zu dem Bauteil 9 senden, nachdem die Authentizität des zweiten Signals S₂ erkannt worden ist. Beispielsweise kann der Aktivierungsbefehl 21 dazu dienen, ein Türschloss zu entriegeln und/oder das Fahrzeug V zu starten.
Vorzugsweise ist das Steuerungsmodul 34 mit einem Permanentspeicher 23 verbunden, wo die für die Identifikationseinrichtung D charakteristischen Identifikationsdaten 22 gespeichert sind, um die Identifikationsdaten 22 in das zweite Signal S₂ einzubeziehen. Der Mikrokontroller 6 der Zentraleinheit 1 ist außerdem mit einem Permanentspeicher 24 verbunden, wo die für das Fahrzeug charakteristischen Identifikationsdaten 25 gespeichert sind, um die Identifikationsdaten in das erste Signal S₁ einzubeziehen und/oder diese Daten heranzuziehen, um das zweite Signal S₂ zu authentifizieren. Weitere Merkmale der Empfangselemente 12 werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die 2 bis 5 beschrieben. 3 ist ein vereinfachtes elektrisches Schema des ersten Empfangselementes 12a. Die ersten 12a und zweiten 12b Empfangselemente sind identisch aufgebaut und unterscheiden sich nur durch Merkmale, die weiter unten erläutert werden. Die Induktionsspule 13a des Empfangselements 12a besitzt einen von Null verschiedenen elektrischen Widerstand R, der explizit durch den Widerstand 26 in 3 wiedergegeben wird. Beim Empfang einer elektromagnetischen Welle wird die Spule 13a durch einen Strom I₁ durchflossen, der in Richtung von dem zweiten Anschluss B zum ersten Anschluss M des Empfangselements 12a positiv gerechnet wird und der proportional zur Projektion des Vektors der magnetischen Induktion in dem Kern der Spule 13a H₁ auf die Achse der Spule 13a ist. Der Strom I₁ ist in Phase mit dem Vektor der magnetischen Induktion H₁.
Im Folgenden betrachten wir lediglich den harmonischen Frequenzanteil, welcher der Basisträgerfrequenz f₀ des Vektors der magnetischen Induktion H₁ entspricht, wobei die anderen Anteile im Wesentlichen vernachlässigbar sind. Wir verwenden dabei eine komplexe Amplitudenschreibweise für die harmonischen elektromagnetischen Größen. In dieser Schreibweise ist eine reelle Größe A(t), die bei der Frequenz f harmonisch von der Zeit abhängt, durch eine komplexe Amplitude A wie folgt definiert: A(t) = Re{A exp(j2Πft)}, wobei j die komplexe Zahl j = √–1 ist und Re{} den Realteil definiert.
Die Beziehung zwischen dem Vektor der elektromagnetischen Induktion H₁ und dem Strom I₁ ist: I 1 = K1(H 1·e1), (E1)wobei K₁ eine von den Konstruktionsmerkmalen der Induktionsspule 13a abhängige reelle Konstante ist. Man definiert die komplexe Impedanz Z ₁ des Empfangselements 12a durch den Quotient zwischen der komplexen Amplitude der Potentialdifferenz U₁, die auch als Spannung U₁ bezeichnet wird, zwischen seinem zweiten Anschluss B und seinem ersten Anschluss M und der komplexen Amplitude des Stroms I₁ als U 1 = Z 1 I 1. (E2)
Die Gleichungen (E1) und (E2) können in gleicher Weise für das zweite Empfangselement 12b aufgestellt werden, indem man die Indizes 1 in 2 umwandelt, wobei der Vektor der magnetischen Induktion H₂ den magnetischen Induktionsvektor im Kern der Spule 13b bezeichnet, die Potentialdifferenz U₂ zwischen dem zweiten Anschluss und dem ersten Anschluss des Empfangselements 12b anliegt, der Strom I₂ in der Spule 13b positiv in Richtung vom zweiten Anschluss 16 zum ersten Anschluss B des Empfangselements 12b gerechnet wird.
Das von dem Niederfrequenzempfänger 3 an dessen Eingang 16 empfangene Spannungssignal U ist die Summe der Spannungen U₁ und U₂, das heißt: U = U 1 + U 2. (E3)
Durch Kombination der Gleichungen (E1), (E2) und (E3) erhält man für die komplexe Amplitude des Spannungssignals U: U = Z 1K1(H 1·e1) + Z 2K2(H 2·e2). (E4)
Tatsächlich sind die beiden Empfangselemente 12a und 12b voneinander durch einen Abstand getrennt, der gegenüber der Wellenlänge λ₀ der Trägerwellen 9 vollkommen vernachlässigbar ist, wobei λ₀ = c/f₀ in der Größenordnung von 2400 m liegt, wobei c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen in Luft ist. Folglich sind die beiden Vektoren der magnetischen Induktion H₁ und H₂ gleich und im Folgenden wird ihr gemeinsamer Wert als H bezeichnet.
Wenn aus Gründen der Einfachheit und zur Kostenreduktion die beiden Empfangselemente 12a und 12b völlig identisch aufgebaut sind entsprechen ihre komplexen Impedanzen Z ₁ und Z ₂ einem gemeinsamen Wert Z und die reellen Konstanten K₁ und K₂ einem gemeinsamen Wert K. Auf diese Weise und durch Definition eines Vektors e3 durch e3 = e1 + e2 vereinfacht sich die Gleichung (E4) zu: U = ZK(H·e3). (E5)
Unter dieser Hypothese erkennt man somit, dass das Spannungssignal U Null wird, sobald der Vektor H senkrecht zum Vektor e3 steht, wie dies in 1 gezeigt ist. In diesem Fall ist nämlich die komplexe Amplitude U' ₁ der Spannung an den Anschlüssen des ersten Empfängers 12a von Null verschieden und exakt der komplexen Amplitude U' ₂ der Spannung an den Anschlüssen des zweiten Empfangselements 12b entgegengesetzt. Die komplexen Amplituden U' ₁ und U' ₂ zu einem gegebenen Zeitpunkt t₀ sind in dem Fresnel-Diagramm der 2 dargestellt. Wie bekannt wird in einem solchen Diagramm die komplexe Amplitude einer skalaren Größe durch einen Vektor in der komplexen Ebene dargestellt, wobei sein Realteil auf der Abszisse und sein Imaginärteil auf der Ordinate aufgetragen wird. Ohne Verlust der Allgemeingültigkeit wurde die Phase der magnetischen Induktion H zum Zeitpunkt t₀ als Ursprung der Phasen in dem Diagramm der 2 gewählt.
Die Faktorisierung der Gleichung (E5) lässt sich sofort für den Fall einer Antenne verallgemeinern, die N identische, in Serie geschaltete Empfangselemente aufweist von denen jedes eine Spule mit einer durch einen Vektor e_i auf weist, wobei i = 1,2,...,N. Man erhält immer ein verschwindendes Spannungssignal an den Anschlüssen einer solchen Antenne, sobald die magnetische Induktion H senkrecht zu dem Vektor Σ_i{1,N}e_i ist.
Um das Auftreten eines solchen Falls zu verhindern, bei dem sich die Spannungen an den Anschlüssen der beiden Empfangselemente 12a und 12b exakt kompensieren, sieht das erfindungsgemäße System vor, dass die komplexen Impedanzen Z ₁ und Z ₂ so gewählt werden, dass die Phasenwerte Φ₁ und Φ₂ unterschiedlich sind. Somit weisen, wie in 2 dargestellt, die Spannungen U₁ und U₂ Fresnel-Vektoren auf, die nicht kolinear sind und Winkel Φ₁ und Φ₂ mit dem Phasenursprung H einschließen. In dieser Darstellung bilden die Fresnel-Vektoren der Spannungen U₁ und U₂ einen algebraischen Winkel, welcher der Phasendifferenz (Φ₁–Φ₂) zwischen den komplexen Impedanzen des ersten 12a und zweiten 12b Empfangselements entsprechen, der von Null und von Π verschieden ist. Dies bedeutet, dass sich die Spannungen U₁ und U₂ nicht exakt kompensieren können. Das Spannungssignal U kann nur dann Null sein, wenn die beiden Spannungen U₁ und U₂ jeweils identisch Null sind, das heißt, wenn der Vektor der magnetischen Induktion H gleichzeitig zu den beiden Vektoren e1 und e2 senkrecht ist.
Um nun auf die in 1 gezeigten Sendeantennen 8 zurückzukommen, so wurde bereits gesagt, dass diese zwei Trägerwellen 9a und 9b mit zueinander jeweils senkrechter linearer Polarisation ausstrahlen. Der Niederfrequenzgenerator 2 sendet das erste Signal nacheinander zu der ersten Sendeantenne 8a, und anschließend zu der zweiten Sendeantenne 2b, um das erste Signal S₁ nacheinander mit den beiden Trägerwellen 9a und 9b auszusenden. Wenn der erste Vektor der magnetischen Induktion H_a nicht senkrecht zu den beiden Vektoren e1 und e2 ist, erzeugt die erste Trägerwelle 9a ein von Null verschiedenes Spannungssignal U am Eingang 16 des Empfängers 3 und der Empfang des ersten Signals S₁ durch die Identifikationseinrichtung I ist sichergestellt. Wenn im Moment der Ausstrahlung des ersten Signals S₁ der erste Vektor der magnetischen Induktion H_a senkrecht zu den beiden Vektoren e1 und e2 ist, beispielsweise auf Grund der Art, wie die Identifikationseinrichtung I während der Emission der beiden Trägerwellen 9a und 9b angeordnet ist, dann kann der zweite Vektor der magnetischen Induktion H_b nicht auch senkrecht zu den beiden Vektoren e1 und e2 sein und der Empfang des ersten Signals S₁ durch die Identifikationseinrichtung I ist auf Grund der zweiten Trägerwelle 9b ebenfalls gewährleistet. So wird die Aufgabe, einen guten Empfang des ersten Signals S₁ unabhängig von der Orientierung der Identifikationseinrichtung sicherzustellen, erreicht. Auf Grund der sukzessiven Ausstrahlung von zwei Trägerwellen 9a und 9b wird die Kommunikationsdauer zwischen der Zentraleinheit 1 und der Identifikationseinrichtung I verdoppelt.
Gemäß einer Variante können die Achsen der Sendeantennen 8a und 8b einen von Null verschiedenen Winkel einschließen, ohne senkrecht zueinander zu stehen, beispielsweise einen Winkel von 30°. Die Wahl eines rechten Winkels optimiert dennoch die Wahrscheinlichkeit eines guten Empfangs von wenigstens einer der beiden Trägerwellen 9a beziehungsweise 9b durch die Identifikationseinrichtung I.
Das Vorgehen bei der Wahl der Phasen Φ₁ und Φ₂ der komplexen Impedanzen Z ₁ und Z ₂ wird im Folgenden bezugnehmend auf die 4 und 5 beschrieben. In den 4 und 5 ist jeweils der Betrag |Z| und die Phase Φ der komplexen Impedanz Z = |Z| exp(jΦ) einer elektronischen Schaltung dargestellt, die als das in 3 dargestellte Empfangselement 12a und das Empfangselement 12b dienen soll. Eine solche Schaltung besitzt eine Resonanzfrequenz f_r, die definiert wird durch: fr 2 = 1/(4Π2LC), (E6)wobei L die Spuleninduktivität und C die Kapazität des Kondensators der Schaltung sind. Der Wert der Resonanzfrequenz f_r einer gegebenen Schaltung kann daher durch Veränderung der Eigenschaften des Kondensators und/oder der Spule der Schaltung angepasst werden. Die komplexe Impedanz Z bei der Resonanzfrequenz f_r ist durch ein Maximum des Betrags|Z| gekennzeichnet, wie dies in 4 gezeigt ist, sowie, wie in 5 gezeigt, durch einen Wert Null der Phase Φ.
Das Verhalten des Betrags |Z| in Abhängigkeit von der Frequenz f der anregenden magnetischen Induktion ist in 4 gezeigt, wo die Kurve 30 den Betrag |Z| auf der Ordinate in einem logarithmischen Maßstab zeigt, während die Frequenz f auf der Abszisse auf einem logarithmischen Maßstab wiedergegeben ist. Ausgehend von einer Frequenz deutlich unterhalb der Resonanzfrequenz f_r steigt der Betrag |Z| zunächst, in der gewählten Darstellung linear entlang einer ersten Asymptoten 27 an, zeigt dann in einem um die Resonanzfrequenz f_r, wo der Betrag |Z| seinen Maximalwert Z_r annimmt, herum zentrierten Resonanzband die Form eine Glocke 29, bevor er, in der gewählten Darstellung linear gemäß einer zweiten Asymptote 28 wieder abnimmt. Die Breite des Resonanzbandes und die Form der Glocke 29 werden durch den Gütefaktor Q der elektronischen Schaltung beeinflusst, der durch Q = 2ΠLf_r/R definiert ist. Das Resonanzband ist umso schmäler und die Glocke 29 umso spitzer, je höher der Gütefaktor Q ist.
Das Verhalten der Phase Φ in Abhängigkeit von der Frequenz f der anregenden magnetischen Induktion ist in 5 dargestellt, wo die Kurve 31 die Phase Φ auf der Ordinate in einem linearen Maßstab im Bogenmaß wiedergibt, während die Frequenz f auf der Abszisse in demselben logarithmischen Maßstab wie in 4 aufgetragen ist. Ausgehend von einer Frequenz weit unterhalb von der Resonanzfrequenz f_r bleibt die Phase Φ bei Π/2, nimmt dann linear ab, wenn die Frequenz f sich in den Resonanzfrequenzband befindet, bis zu einem Wert in der Nähe von –Π/2, wobei der Phasenwert Null bei der Resonanzfrequenz f_r erreicht wird. Bei Frequenzen f wesentlich oberhalb von der Resonanzfrequenz f_r bleibt die Phase Φ im Folgenden im Wesentlichen bei –Π/2. Die Steilheit der linearen Abnahme 32 ist umso stärker, je höher der Gütefaktor Q ist.
Herkömmlicherweise wird bei Radiofrequenzsystemen die Resonanzfrequenz einer Antenne, die eine wie in 3 dargestellte Schaltung aufweist, gleich einer Basisfrequenz der Trägerwelle gewählt, welche die Antenne empfangen und/oder aussenden soll. Diese Wahl erlaubt es, die Antennenverstärkung, die proportional zum Betrag |Z| ist, zu optimieren. Erfindungsgemäß wird im Gegensatz dazu die Resonanzfrequenz des ersten Empfängerelements 12a gleich einer ersten Resonanzfrequenz f_r1 gewählt, die etwas oberhalb von der fundamentalen Resonanzfrequenz f₀ der Trägerwellen 9 ist, welche die Empfangselemente 12a und 12b empfangen sollen. So ist bezüglich des ersten Empfangselements 12a die fundamentale Frequenz f₀ gleich einer Vorresonanzfrequenz f^–, unterhalb der ersten Resonanzfrequenz f_r1, bei welcher die Phase Φ₁ gleich einer Vorresonanzphase Φ^– ist, die, wie in 5 erkennbar, beispielsweise im Wesentlichen etwa π/4 entspricht.
Umgekehrt ist die Resonanzfrequenz des zweiten Empfangselements 12b gemäß einer zweiten Resonanzfrequenz f_r2 gewählt, die etwas niedriger als die fundamentale Frequenz f₀ der Trägerwellen 9 ist. Somit entspricht die fundamentale Frequenz f₀ bezüglich des zweiten Empfangselements 12b einer Postresonanzfrequenz f⁺, die größer als die zweite Resonanzfrequenz f_r2 ist und bei der die Phase Φ₂ einer Postresonanzphase Φ⁺ entspricht, die, wie in 5 erkennbar, beispielsweise im Wesentlichen gleich –Π/4 ist.
Die Resonanzfrequenzen der beiden Empfangselemente 12a und 12b werden durch Wahl der Induktionsspulen 13a und 13b und der Kondensatoren 14a und 14b eingestellt. Beispielsweise wird die erste Resonanzfrequenz f_r1 im Wesentlichen gleich 130 kHz und die zweite Resonanzfrequenz f_r2 gleich 120 kHz gewählt. Insbesondere wenn die Induktionsspulen 13a und 13b einen ferromagnetischen Kern haben wird eine solche Einstellung vorteilhaft dadurch realisiert, dass man den Kern in der Spule verschiebt, indem man den Kern in die Spule hineinschiebt, um die Induktivität der Spule zu erhöhen oder ihn herauszieht, um diese zu verringern. Um die Feineinstellung der ersten und zweiten Resonanzfrequenzen f_r1 und f_r2 bezüglich der fundamentalen Trägerfrequenz f₀ am Ende der Herstellung des Systems zu erleichtern, können die Kondensatoren 14a und 14b ebenfalls eine variable Kapazität aufweisen.
In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist der Mittelwert der Phasen Φ₁ und Φ₂ der Impedanzen der beiden Empfangselemente 12 im Wesentlichen gleicht der Phase dieser Impedanzen bei ihrer Resonanzfrequenz, die Null ist. Wenn jedoch die Empfangselemente unterschiedlich konstruiert werden kann die Phase Φ bei der Resonanzfrequenz f_r von Null verschieden sein und der Mittelwert der Phasen Φ₁ und Φ₂ kann ebenfalls von Null verschieden sein.
Bei der fundamentalen Trägerfrequenz f₀ sind die Beträge ihrer jeweiligen komplexen Impedanzen im Betrieb Z_e1 = |Z₁(f₀)| und Z_e2 = |Z₂(f₀)| der beiden Empfangselemente 12a und 12b im Wesentlichen gleich. Sie Beträge Z_e1 und Z_e2 im Betrieb sind in 4 durch ihren gemeinsamen Wert Z_e dargestellt, wo die Beträge |Z₁| und |Z₁| durch dieselbe Kurve 30 repräsentiert werden, die mit zwei unterschiedlichen Frequenzbereichen für jedes der beiden Empfangselemente gelesen werden kann, wobei die Trägerfrequenz f₀ jeweils der Präresonanzfrequenz f^– für den Betrag |Z₁| und der Postresonanzfrequenz f⁺ für den Betrag |Z₂| entspricht. Die Maximalwerten Z_r1 und Z_r2 der beiden Beträge |Z₁| und |Z₂| bei ihren jeweiligen Resonanzfrequenzen f_r1 und f_r2 sind in 4 durch ihren gemeinsamen Wert Z_r dargestellt. Der Wert Z_e im Betrieb liegt nicht wesentlich niedriger als der Maximalwert Z_r, da die Gütefaktoren Q₁ und Q₂ nicht zu hoch gewählt werden, beispielsweise in der Größenordnung von 10. Somit ist die Antennenverstärkung, die man bei einer Wahl der Resonanzfrequenzen fr₁ und fr₂ erhält, die von der fundamentalen Trägerfrequenz f₀ verschieden sind, nur geringfügig gegenüber der Antennenverstärkung verringert, die mit der oben erläuterten Technik erhältlich ist, bei der die Resonanzfrequenz der Antenne gleich der fundamentalen Trägerfrequenz entspricht, die sie empfangen soll.
Im Gegenteil, wenn der Gütefaktor Q eines Empfangselements sehr hoch wäre, wäre die Abhängigkeit der Phase Φ seiner Impedanz von der Frequenz f sehr ausgeprägt, so dass die Wahl einer bestimmten Phase Φ erfordern würde, die Resonanzfrequenz des Empfangselements sehr präzise zu regulieren, was sehr hohe Genauigkeitsanforderungen an die technischen Spezifikationen der verwendeten elektronischen Komponenten stellen würde. Nun würde aber eine solche Präzision den Preis dieser Komponenten kräftig erhöhen.
Außerdem würde in diesem hypothetischen Fall einer sehr hohe Güte Q der Betrag |Z| der Impedanz, wie durch die Kurve 33 in 4 wiedergegeben, sehr abrupt um die Resonanzfrequenz f_r herum abnehmen, so dass sein Betriebswert Z_e' bei der fundamentalen Frequenz f₀ die der Präresonanzfrequenz f^– oder der Postresonanzfrequenz f⁺ entspricht, wesentlich niedriger als sein Maximalwert Z_r' bei Resonanz sein kann, was zu Verstärkungsverlusten führen kann, die für die Funktion des Systems sehr nachteilig sind.
Trotz ihres unterschiedlichen konzeptionellen Aufbaus, der es ermöglicht, zwei unterschiedliche Resonanzfrequenzen f_r1 und f_r2 zu erhalten, weisen die Induktionsspulen 13a und 13b Realkonstanten K₁ und K₂ auf, die im Wesentlichen gleich sind und einem gemeinsamen Wert K entsprechen. Schließlich ergibt sich für die komplexe Amplitude des Spannungssignals U = Z 1KH·{e1+e2 exp[–j(Φ1–Φ2)]}. (E7)
Folglich entspricht bei einer Phasendifferenz (Φ₁–Φ₂) von im Wesentlichen Π/2 die komplexe Amplitude U der Projektion einer Welle mit zirkularer Polarisation auf eine bestimmte Achse. Gemäß einer Variante können auch andere Werte der Phasendifferenz (Φ₁–Φ₂), die von 0 und Π verschieden sind, gewählt werden und die reellen Konstanten K₁ und K₂ können verschieden sein, was zu einer komplexen Amplitude U führt, die der Projektion einer elliptisch polarisierten Welle auf eine bestimmte Achse entspricht.
Obwohl die Erfindung im Zusammenhang mit verschiedenen speziellen Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, versteht sich, dass sie keineswegs darauf beschränkt sein soll und alle äquivalenten Techniken der beschriebenen Mittel sowie deren Kombinationen umfasst, soweit sich diese im Rahmen der Erfindung ergeben.
Obwohl die dargestellte Ausführungsform der Erfindung zwei Empfangselemente mit Resonanzfrequenzen oberhalb beziehungsweise unterhalb der Frequenz der zu empfangenden Trägerwelle aufweist, genügt es insbesondere, dass wenigstens eines der Empfangselemente eine Resonanzfrequenz besitzt, die im Wesentlichen von der Frequenz der Trägerwelle verschieden ist, um eine Phasendifferenz (Φ₁–Φ₂) zwischen den jeweiligen, beim Empfang der Trägerwelle an den Anschlüssen der beiden Empfangselemente erhältlichen Spannungen zu erzeugen, die von 0 und von Π verschieden ist.

Claims

Fernsteuerungssystem zur Steuerung eines Teil (O) eines Kraftfahrzeugs (V), insbesondere ein Mittel zur Verhinderung des Zugangs zum Fahrzeug und/oder ein Mittel zum Starten des Fahrzeugs, mit einer von dem Fahrzeug (V) getragenen Zentraleinheit (1) und einer tragbaren Identifikationseinrichtung (D), die von dem Benutzer zu tragen ist, wobei die Zentraleinheit (1) einen Mikrokontroller (6) zur Erzeugung eines ersten Signals (S₁), einen mit dem Mikrokontroller (6) verbundenen Radiofrequenz-Sender (2) zur Ausstrahlung des ersten Signals (S₁) an die Identifikationseinrichtung (D) auf Trägerwellen (9) mit einer bestimmten Trägerfrequenz (f₀), einen mit dem Mikrokontroller (6) verbundenen Radiofrequenz-Empfänger (5) zum Empfang eines von der Identifikationseinrichtung (D) als Antwort kommenden zweiten Signals (S₂) aufweist, wobei der Mikrokontroller (6) außerdem mit dem Teil (0) verbunden ist, um an dieses nach dem Empfang des zweiten Signals (S₂) einen Aktivierungsbefehl (21) abzugeben, wobei die Identifikationseinrichtung (D) ein mit einer Empfangsantenne (12) verbundenes Empfangsmodul (3) zum Empfang des ersten Signals (S₁) und ein Sendemodul (4) zur Ausstrahlung des zweiten Signals (S₂) an die Zentraleinheit (1) aufweist, wobei die Empfangsantenne (12) ein erstes (12a) und ein zweites (12b) Empfangselement aufweist, wobei jedes der Empfangselemente eine bestimmte elektrische Schaltung aufweist, die zwischen einem ersten und einem zweiten Anschluss des Empfangselements eine Induktionsspule (13a, 13b) umfasst, deren Windungen im Wesentlichen senkrecht zur Achse des Spule sind, wobei die Achsen der Induktionsspulen der ersten und zweiten Empfangselemente zueinander nicht parallel sind und jede elektrische Schaltung eine Impedanz (Z₁, Z₂) aufweist, welche die Potentialdifferenz (U₁, U₂) zwischen ihrem zweiten und ihrem ersten Anschluss linear mit dem ihre Induktionsspule (13a, 13b) durchströmenden Strom (I₁, I₂) verknüpft, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangselemente in Reihe geschaltet sind wobei der zweite Anschluss (B) des ersten Empfangselements (12a) mit dem ersten Anschluss des zweiten Empfangselements (12b) verbunden ist und der zweite Anschluss (16) des zweiten Empfangselements mit dem Empfangsmodul (3) verbunden ist, wobei die Impedanzen (Z₁, Z₂) der elektrischen Schaltung des ersten und zweiten Empfangselements eine Differenz zwischen ihren Phasen (Φ₁, Φ₂) aufweisen, die bei der Trägerfrequenz (f₀) von 0 und von Π verschieden ist, so dass die resultierende Spannung (U) zwischen dem ersten Anschluss (M) des ersten Empfangselements und dem zweiten Anschluss des zweiten Empfangselements, wobei die resultierende Spannung von dem Empfangsmodul (3) aufgenommen wird, unabhängig von der Orientierung der Identifikationseinrichtung (D) bezüglich des Fahrzeugs (V) von Null verschieden ist, außer gegebenenfalls wenn der Vektor der magnetischen Induktion (H) der Trägerwellen (9) gleichzeitig senkrecht zu den Achsen der Induktionsspulen der ersten und zweiten Empfangselemente ist.
System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Achsen der Induktionsspulen (13a, 13b) der ersten (12a) und zweiten (12b) Empfangselemente im Wesentlichen senkrecht zueinander stehen.
System gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasendifferenz (Φ₁–Φ₂) im Wesentlichen auf Π/2 (Bogenmaß) festgelegt ist.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass jede der elektrischen Schaltungen einen Kondensator (14a, 14b) umfasst.
System gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass in jeder der elektrischen Schaltungen der Kondensator (14a, 14b) parallel zu der Induktionsspule (13a, 13b) geschaltet ist.
System gemäß einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatoren (14a, 14b) eine variable Kapazität aufweisen, um nach dem Zusammenbau des Systems eine Feineinstellung der Phasen (Φ₁, Φ₂) zu ermöglichen
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrischen Schaltungen der Empfangselemente (12a, 12b) so beschaffen sind, dass sie eine erste Resonanzfrequenz (f_r1) besitzen, die merklich höher als die Trägerfrequenz (f₀) ist und eine zweite Resonanzfrequenz (f_r2), die merklich tiefer als die Trägerfrequenz (f₀) ist.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Gütefaktoren (Q₁, Q₂) der elektrischen Schaltungen der ersten (12a) und zweiten (12b) Empfangselemente im Wesentlichen gleich 10 sind.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplituden ( |Z₁|, |Z₂|) der Impedanzen der ersten (12a) und zweiten (12b) Empfangselemente im Wesentlichen gleich sind.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Radiofrequenz-Sender (2) solche Trägerwellen (9) aussenden kann, die eine erste Welle (9a) mit einer im Wesentlichen linearen Polarisation, die parallel zu einer ersten Richtung ist, und eine zweite Welle (9b) mit einer im Wesentlichen linearen Polarisation, die parallel zu einer zweiten Richtung ist, aufweisen, wobei die ersten und zweiten Richtungen einen von Null verschiedenen Winkel bilden, vorzugsweise einen im Wesentlichen rechten Winkel, wobei der Radiofrequenz-Sender (2) das erste Signal (S₁) nacheinander auf der ersten Welle (9a), dann auf der zweiten Welle (9b) aussenden kann, so dass die resultierende Spannung (U) unabhängig von der Orientierung der Identifikationseinrichtung (D) bezüglich des Fahrzeugs (V) wenigstens während des Empfangs von einer der ersten (9a) oder zweiten (9b) Wellen durch die Empfangsantenne (12) von Null verschieden ist.
System gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Radiofrequenz-Sender (2) einen mit einer ersten Emissionsspule (8a), deren Achse die erste Richtung definiert, verbundenen ersten Ausgang zur Ausstrahlung der ersten Welle (9a) und einen mit einer zweiten Emissionsspule (8b), deren Achse die zweite Richtung definiert, verbundenen zweiten Ausgang zur Ausstrahlung der zweiten Welle (9b) aufweist.