DE60019208T2

DE60019208T2 - Steuerverfahren eines sensorlosen Induktionsmotors

Info

Publication number: DE60019208T2
Application number: DE60019208T
Authority: DE
Inventors: Alfio Consoli; Guiseppe Scarcella; Antonio Testa
Original assignee: Universita degli Studi di Catania
Current assignee: Universita degli Studi di Catania
Priority date: 1999-07-29
Filing date: 2000-07-20
Publication date: 2006-02-09
Also published as: DE60019208D1; ATE292856T1; EP1073193B1; ITTO990669A1; EP1073193A2; EP1073193A3; ES2239973T3; DK1073193T3; ITTO990669A0; IT1310649B1; US6559618B1; DE60019208T8

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Steuerverfahren für sensorlose Antriebe mit Induktionsmotoren.
Üblicherweise werden Antriebe mit Induktionsmotoren weitverbreitet in elektrischen Antriebssystemen und in verschiedenen Industrieanwendungen, wie beispielsweise Werkzeugmaschinen, Pumpen, Förderbänder usw., eingesetzt, wobei sie dank ihrer verbesserten Widerstandsfähigkeit, reduzierten Wartungszeit und geringeren Produktionskosten nach und nach die traditionellen Gleichstrommotor-Antriebe ersetzen.
Gemäß ihres dynamischen Verhaltens können die Induktionsmotor-Antriebe in zwei Kategorien eingeteilt werden: Niedrigleistungsantriebe und Hochleistungsantriebe.
Bei Niedrigleistungs- Induktionsmotor-Antrieben können Drehzahlregulatoren vom Offen-Regelkreis-Typ (konstante Volt/Hertz-Technik) oder Geschlossen-Regelkreis-Typ (Schlupfüberwachungstechnik) sein, während Fluss- und Drehmomentsteuerung durch Skalarsteuerungsansätze durchgeführt werden, die nur auf die Amplitude der elektrischen Variablen wirken. Solche Skalarsteuerungsansätze benötigen die Kenntnis über die Amplitude des Statorflusses, um die Statorspannung als Funktion der Frequenz und der Drehzahl zu bestimmen.
In Hochleistungs-Induktionsmotor-Antrieben sind Drehzahl- und Positionscontroller vom Geschlossenen-Regelkreistyp, während Fluss- und Drehmomentsteuerung durch Vektorsteuerungsansätze durchgeführt werden, die sowohl auf die Amplitude als auch die Winkelstellung der Drehvektoren, die die elektrischen Variablen regulieren, wirkt. Unter den Induktionsmotor-Vektorsteuerungstechniken von ist heutzutage die Feldorientierung der am weitesten verbreitetste Ansatz. Er übt eine unabhängige Regelung des Flusses und des Drehmoments aus, indem er auf Komponenten des Statorstroms gemäß einem zweiphasen rotierenden Bezugssystem wirkt, synchron mit dem Rotorfluss. Steuertechniken, die auf dem Feldorientierungsprinzip basieren, benötigen sowohl die Kenntnis über die Amplitude als auch über die Winkelstellung Rotorflusses.
Die Amplitude und die Winkelstellung sowohl des Statorflusses als auch des Rotorflusses kann über die Amplitude und der Winkelstellung des Luftspaltflusses erhalten werden, indem geeignete Korrekturterme hinzugefügt werden, die von dem Statorstrom und den Parametern der Induktionsmaschine abhängig sind.
Die Amplitude und die Winkelstellung des Luftspaltflusses könnte theoretisch direkt unter Verwendung von Halleffekt-Flusssensoren gemessen werden. Jedoch stellen solche Sensoren in der Praxis nicht die benötigte Präzision bereit; ferner ist ihre Installation in der Maschine oft komplex.
In Niedrigleistungs-Antrieben wird stattdessen eher ein genäherter, konstanter Wert verwendet, als dass die Amplitude des Luftspaltflusses gemessen wird. Bei Hochleistungs-Antrieben beruhend auf dem Feldorientierungsprinzip; können die Amplitude und die Stellung des Rotorflusses direkt aus den gemessenen Statorspannungen und -strömen (direkte Feldorientierung) oder, üblicherweise in indirekter Weise mittels eines mathematischen Models des Motors (indirekte Feldorientierung) bestimmt werden. Die letztgenannte Technik ist mit Anstand die am meisten verwendetste, auch wenn sie einen Winkelstellungs-Messwertgeber der Motorwelle mit einer Auflösung von mindestens gleich 8 Bits benötigt und obwohl die so erhaltenen Ergebnisse extrem sensibel auf durch die Temperatur verursachte Widerstandsveränderungen des Rotors sind.
Sensitivität auf Parameterveränderung und die Erfordernis innerhalb des Antriebs einen relativ teuren Stellungssensor einzuführen, haben die Entwicklung alternativer Techniken des „sensorlosen" Typs ausgelöst, die geeignet sind, die Amplitude und die Winkelstellung des Rotorflusses zu bestimmen, ohne einen Stellungsmesswertgeber zu verwenden.
Die am meisten verbreiteten sensorlosen Steuertechniken basieren auf einem Direkt-Feldorientierungsansatz, wobei die Amplitude und die Winkelstellung des Rotorflusses von der gegenelektromotorischen Kraft (EMV) erhalten wird. Techniken, die auf einem solchen Prinzip basieren, können einfach zu niedrigen Kosten implementiert werden, aber sie versagen bei niedrigen Statorspannungsfrequenzen.
Das Fehlen einer korrekten Abschätzung der Amplitude und/oder der Winkelstellung des Luftspaltflusses bei niedriger Frequenz verursacht starke Einschränkungen bei Induktionsmotor-Angetriebenen Anwendungen bei niedriger Drehzahl wie auch bei gesperrtem Rotor.
Ausgeklügeltere sensorlose Arten an Steuertechniken, die auf einem Einspeisen geeigneter Testsignale und auf Messen der Hochfrequenz-Strom Oberschwingungen basieren, erlauben eine merkliche Reduktion der minimalen Motordrehzahl, die durch die Steuerung erlaubt wird; jedoch lösen auch solche Techniken das Problem der Drehmoment- und Flusssteuerung bei sehr kleiner oder Null-Drehzahl nicht vollständig.
Diesbezüglich ist festzustellen, dass die Motorsteuerung bei sehr kleiner bzw. keiner Null-Drehzahl sehr häufig benötigt wird und insbesondere ist es nützlich bei elektrischen Kraftschlussanwendungen, in der Robotik, in vielen Werkzeugmaschinen der neueren Generation und, im Allgemeinen, in all jenen Anwendungen, wo es nötig ist zwischen Last im Stillstand auszugleichen oder eine Welle zurück in eine bestimmte Position zu bringen.
Ein Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors ist aus der US 5,559,419 bekannt.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist deswegen ein Steuersystem für Niedrigleistungs-Induktionsmotor-Antriebe zu realisieren, das imstande ist, die oben genannten Nachteile zu bewältigen und insbesondere ein Steuersystem zu definieren, das einen „sensorlosen Typ" eines Elektroantriebsmittels realisiert, das auf der konstanten Volt/Hertztechnik oder auf der Schlupfsteuerungstechnik basiert und geeignet ist, bei sehr niedrigen Drehzahlen oder auch bei Null-Drehzahl genau zu arbeiten.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Steuersystem für Hochleistungs-Induktionsmotor-Antriebe zu realisieren, das geeignet ist, die oben genannten Nachteile zu bewältigen und insbesondere ein Steuersystem zu definieren, das einen „sensorlosen Typ" eines Elektroantriebsmittels realisiert, der auf dem Direkt-Feldorientierungsansatz basiert und geeignet ist, bei sehr niedrigen Drehzahlen oder auch bei Null-Drehzahl genau zu arbeiten.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zum Messen der Amplitude und/oder der Winkelstellung des Luftspaltflusses in Induktionsmotor-Antrieben zu definieren, das geeignet ist, bei jeglicher Statorspannungsfrequenz und insbesondere bei sehr niedrigen und Null-Frequenzen genau zu arbeiten.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein System zum Messen der Amplitude und/oder der Winkelstellung des Luftspaltflusses zu indizieren, das in der Realisation des sensorlosen Hochleistungs- und Niedrigleistungs-Induktionsmotor-Antrieb eingesetzt wird.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einige Steuerschemen für Induktionsmotor-Antriebe, die das besagte Verfahren und Messsystem verwenden und imstande sind bei sehr niedriger und Nulldrehzahl ungeachtet von Lastwechseln korrekt zu arbeiten, zu definieren. Ferner, um einige beispielhafte Ausführungsschemen zu indizieren, die übliche Schaltungen und Computervorrichtungen verwenden, die einfach installieren und anzuwenden sind, zu geringen Kosten im Vergleich zu Standardtechniken und in Betracht der erreichten Vorteile.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden solche Ziele durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 erreicht.
Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Induktionsmotor-Antriebe, die entsprechend der Erfindung realisiert werden, werden mit der folgenden detaillierten Beschreibung bezogen auf ein Beispiel einer bevorzugten, nicht einschränkenden erläuternden Ausführung, die sich auf die begleitenden und beigefügten schematischen Zeichnungen beziehen, besser verstanden, wobei:
1 die Beziehung zwischen der dritten harmonischen Flusskurve und des Luftspaltflusses eines Induktionsmotors zeigt;
2 die Beziehung zwischen der Amplitude der Nullsequenz-Statorspannungskomponente, die durch Interaktion zwischen dem Hauptrotationsfeld und einem geeigneten Hochfrequenz-Magnetfeld erzeugt wird, und der Amplitude des Luftspaltflusses zeigt.
3 ein schematisches Diagramm eines ersten beispielhaften sensorlosen Steuersystems für Niedrigleistungs-Induktionsmotor-Antrieb ist, wobei die Amplitude des Luftspaltflusses gemäß der vorliegenden Erfindung geschätzt wird.
4 ein schematisches Diagramm eines ersten beispielhaften sensorlosen Steuersystems für Hochleistungs-Induktionsmotor-Antrieb ist, wobei die Winkelstellung des Luftspaltflusses gemäß der vorliegenden Erfindung geschätzt wird.
5 ein schematisches Diagramm eines ersten beispielhaften sensorlosen Steuersystems für Hochleistungs-Induktionsmotor-Antrieb ist, wobei die Amplitude und die Winkelstellung des Luftspaltflusses gemäß der vorliegenden Erfindung geschätzt werden.
Unter Bezugnahme auf die oben genannten Figuren gibt T3 der dritte harmonische Komponente des Luftspaltflusses TF an, BS gibt die Zuführungsleitung des Inverters PWM an, ST 1, ST 2, ST 3 gibt die Wicklungen der drei Phasen des Stators ST der Elektromaschine an, TV gibt den Spannungsmesswertgeber an, TA einen Stromstärkemesswertgeber an, PB gibt einen Bandpassfilter an, EB gibt einen Sperrfilter an, CA gibt eine elektronische Vorrichtung oder eine Softwareprozedur zum Auswerten der Amplitude FA des Luftspaltflusses TF an, CP gibt eine elektronische Vorrichtung oder eine Softwareprozedur an, um die Winkelstellung FP des Luftspaltflusses TF auszuwerten, RC gibt ein Steuersystem des Statorstroms an, während BO eine elektronische Vorrichtung oder eine Softwareprozedur angibt, um die Maschinensteuerung, gemäß der konstanten Volt/Hertztechnik durchzuführen, und XF gibt eine elektronische Vorrichtung oder eine Softwareprozedur an, um die Maschinensteuerung gemäß des Feldorientierungsprinzips durchzuführen.
Detaillierte Darstellung der Erfindung
Induktionsmotoren bei normalen Betriebsbedingungen und ausgelegten Fluss arbeiten in dem gekrümmten Bereich der Kurve B-H des ferromagnetischen Materials, welches den Kern darstellt; ferner ist der ferromagnetische Kern der Maschine entlang der Flussrichtung mehr gesättigt.
Als eine Konsequenz verursacht die Sättigung eine örtliche Anisotropie der Induktionsmaschine, welche an sich keine hervortretende magnetische Struktur hat.
Die Raumverteilung des Luftspaltflusses TF ist nicht völlig sinusförmig aufgrund Sättigung mit einem Oberschwingungsinhalt, der durch das Anwesensein von ungeraden und Nullsequenz-Oberschwingungen charakterisiert, sondern stark durch die dritte harmonische Komponente T3 beeinflusst. Die dritte Oberschwingung T3 des Flusses an dem Luftspalt TF induziert, in den drei Phasen F1, F2, F3, der Statorwicklungen ST1, ST2, ST3, drei Spannungen V31, V32, V33 der dritten Oberschwingungen, untereinander phasengleich sind und eine Nullsequenz-Dreiphasenspannung bilden.
Variationen des dritten harmonischen Flusses T3 als eine Funktion des Hauptflusses TF kann experimentell bestimmt werden und ist, wie in 1 dargestellt, nicht linear.
Falls ein direkter oder ein umgekehrter Satz an Hochfrequenz-Dreiphasen-Spannungen VHF zu der Stator-Dreiphasen-Spannung addiert wird, wird ein Hochfrequenz-Magnetdrehfeld erzeugt, das mit dem Hauptmagnetfeld interagiert.
Das Hochfrequenz-Drehfeld erzeugt eine Änderung des Sättigungslevels des magnetischen Kreises der Maschine, welcher eine Funktion der Position ist, die während der Rotation eingenommen worden sind; insbesondere wird der Sättigungslevel maximal sein, wenn solch ein Hochfrequenz-Feld ausgerichtet und mit dem Hauptfeld in Phase ist, er wird bei dem Wert sein, der nur durch den Hauptluftspaltfluss bestimmt wird, wenn das Hochfrequenz-Feld 90° Grad phasenverschoben mit dem Hauptfeld ist, und letztendlich wird er minimal sein, wenn der Hochfrequenz-Fluss gegenphasig zum Hauptfeld ausgerichtet ist.
Aufgrund des periodischen Wechsels der Sättigung aufgrund der Interaktion zwischen dem Hauptfeld und dem Hochfrequenz-Feld, enthält die Nullfrequenzkomponente des Flusses an dem Luftspalt TF, was üblicherweise durch die Anwesenheit der dritten harmonischen Komponente T3 charakterisiert wird, auch eine hochfrequente Oberschwingung FOA bei einer Frequenz, die gleich der Differenz zwischen der Frequenz der zusätzlichen Spannung VHF und der Frequenz des Haupt-Drehmagnetfeld ist. Ferner korrspondieren Maximum- und Minimumpunkte in der Wellenform der FOA jeweils zu einem Maximal- und Minimalwert des Sättigungslevels, die abweichend auftreten, wenn das Hochfrequenzfeld gleichphasig bzw. gegenphasig mit dem Hauptdrehfeld ausgerichtet ist. Da der hochfrequente Fluss der zusätzlichen Hochfrequenz-Spannungen VHF um 90° vorauseilt, ist es möglich, eindeutig die Winkelstellung FP des Luftspaltflusses TF aus der bekannten Winkelstellung der Spannung VHF zu dem Zeitpunkten in denen Maximum-, Minimum- und Nullpunkte des FOA stattfinden, zu bestimmen,.
Die Tatsache, dass die Beziehung zwischen dem Luftspaltfluss und seiner dritten harmonischen Komponente, wie in 1 gezeigt, nicht linear ist, stellt eine Verbesserung des Phänomens bereit, was folglich die hochfrequente Oberschwingung des Flusses deutlich macht und ermöglicht eine Nullsequenz-Hochfrequenz-Spannungskomponente VOA zu induzieren, die die gleiche Frequenz der FOA hat, überlagert mit den dritten harmonischen Spannungen V31, V32, V33.
Die Amplitude der harmonischen Nullsequenz-Spannung VOA ist genau proportional zu der Amplitude der Nullsequenz-Luftspaltflusskomponente FOA und steht mit der Amplitude des Luftspaltflusses TF mittels der in 2 gezeigten Funktion in Beziehung Ferner eilt VOA der Nullsequenz-Luftspaltflusskomponente FOA um 90° voraus, so dass die Position FP des Luftspaltflusses TF ebenso eindeutig von der bekannten Winkelstellung der Spannung VHF, zu den Zeitpunkten, in denen Maximum-, Minimum- und Nullpunkte der FOA stattfinden, bestimmt werden kann.
Falls der Nullsequenzpfad durch Masse geschlossen ist, dann wird auch eine Hochfrequenz-Nullsequenzkomponente IOA des Statorstroms erzeugt, die die gleiche Frequenz der Nullsequenz-Luftspaltflusskomponente FOA hat. Aufgrund der Merkmale des Hochfrequenz-Nullsequenzstrompfads, ist die Amplitude der Nullsequenz-Stromkomponente IOA proportional zu der Amplitude der Nullsequenz-Spannungskomponente VOA. Ferner existiert zwischen IOA und VOA eine konstante Phasenverschiebung, die eine Bestimmung der Winkelstellung FP des Luftspaltflusses TF aus der bekannten Winkelstellung der Spannung VHF, zu dem Zeitpunkten, in denen Maximum-, Minimum- und Nullpunkt des IOA stattfinden, ermöglicht.
Diese Ergebnisse können ebenso mittels Einführens eines direkt- oder invers-symmetrischen Satzes von drei Hochfrequenzströmen oder mittels Einführens einer Hochfrequenzspannungs- oder -stromkomponente entlang der Richtung des Luftspaltflusses TF erhalten werden.
Die dritten harmonischen Phasenspannungen V31, V32, V33 und die harmonische Hochfrequenz-Nullsequenzkomponenten können direkt zwischen den Anschlüssen des Stators ST und des Sternzentrums N der Statorwicklungen ohne einen signifikanten Phasenfehler aufgenommen werden. Dann kann zu jedem Zeitpunkt, die Gesamt-Nullsequenz-Spannung VSM durch Addieren der drei Phasenspannungen der Maschine erhalten werden.
Alternativ kann die globale Nullsequenzspannung VSM zwischen dem Sternzentrum N der Statorwicklungen ST1, ST2, ST3 und dem zentralen Punkt O die Kapazitäten C1, C2 der direkten Stromzuleitung BS aufgenommen werden, welche die Inverter PWM mit Breiten-Impulsmodulation versorgt.
Falls das Sternzentrum N der Statorwicklungen ST1, ST2, ST3 nicht erreichbar ist, dann kann eine Spannung, die proportional zu der globalen Nullspannung VSM ist, zwischen einem fiktiven Sternzentrum NF, das durch Verbinden eines Sterns von drei gleichen Impedanzen in irgendeinem Punkt des Kabels, das den Inverter an der Maschine verbindet, und des zentralen Punktes O die Kapazitäten C1 und C2 des Gleichstromleitung BS, der den Inverter PWM versorgt, aufgenommen werden.
Eine weitere Alternative besteht darin, den totalen Nullsequenzstrom ISM zu messen.
Die dritte harmonische Komponente T3 der Nullspannung VSM, die der Output des Spannungsmesswertgebers TV oder von dem Nullsequenzstrom ISM ist, wird durch einen Bandpassfilter PB beseitigt, der auch weitere Hochfrequenz-Oberschwingungen, wie diejenigen, die durch den Inverter PWM und durch die Rotorschlitze erzeugt werden, wie auch hochfrequentes Rauschen, beseitigt.
Die Amplitude FA des Luftspaltflusses TS wird durch Verwendung einer Computervorrichtung CA aus der Amplitude der Spannung VOA, die der Output des Bandpassfilters PB ist, erhalten, gemäß der in 2 gezeigten experimentellen Funktion.
Die Winkelstellung FP des Luftspaltflusses TF wird durch Verwendung einer Computervorrichtung CP und von der bekannten Winkelstellung der Spannung VHF erhalten, mittels Feststellens des Maximums-, Minimums- und Nullpunkts der Spannung VOA.
Alternativ kann die Winkelstellung EP des Luftspaltflusses TF durch Verwendung einer geeigneten Computervorrichtung erhalten werden, mittels Integration der Differenz zwischen der bekannten Winkelgeschwindigkeit der Spannung VHF und der messbaren Winkelgeschwindigkeit der Null-Frequenz-Spannungskomponente VOA.
Ein Hochleistungs-Induktionsmotor-Antrieb gemäß der vorliegenden Erfindung kann experimentell in einem einfachen und günstigen Weg, wie derjenige, der in dem schematischen Diagramm von 4 dargestellt ist, implementiert werden, der das Verfahren und das System zum Messen der Winkelstellung des Luftspaltflusses gemäß der vorliegenden Erfindung ausnutzt.
Die Injektion des Satzes aus drei Hochfrequenz-Spannungen VHF, das Messen der Nullsequenzkomponente VSM von den Statorspannungen V31, V32, V33, die filternde Funktion der Hochfrequenz-Oberschwingungen, das Messen der Maximum-, Minimum- und Nullpunkte durch Verwendung der Computervorrichtung CP, kann durch Verwendung von günstigen Analogschaltkreisen ausgeführt werden und es gibt verschiedene Schemen die realisiert werden können, wie das eine aus 4, das ein nichtlimitierendes Beispiel einer Ausführungsform eines Systems gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Es ist zu beachten, dass in solch einem Schema auch der Block XF, der die feldorientierte Steuerung des Motors in einem vorherbestimmten Bezugssystem durchführt, wie auch der Block RC gezeigt wird, der die Statorstromsteuerung durchführt.
Insbesondere wird die Spannung VOA mittels Messen, mittels des Messwertgebers TV, der Spannung VS 1 zwischen dem Sterncenter N der Statorwicklungen ST1, ST2, ST3 und dem zentralen Punkt O die Kapazitäten C1, C2 des Gleichstromzuleitung BS des Inverters PWM erhalten.
Das Signal VSM, das am Output des TV erhalten wird, wird dann gefiltert und verstärkt, um ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis zu erreichen. Der Block CP führt die Schätzung der Winkelstellung des Luftspaltflusses gemäß der Erfindung durch.
Die geschätzte Winkelstellung des Luftspaltflusses FP wird dann zu dem Block XF gesendet, der die Feldorientierung durchführt. Der Block XF empfängt als Eingangssignal die Referenz-Statorstromkomponenten ID und IQ, dann macht er eine Transformation aus dem Zweiphasen-Drehbezugssystem, welches, synchron mit dem Fluss ist, in ein Dreiphasen-Stationärbezugssystem, um die Statorstromreferenz IR zu erzeugen.
Der eigentliche Statorstrom wird mittels den Strommesswertgeber TA gemessen, während der Sperrfilter EB verwendet wird, um die Hochfrequenzkomponenten in der Stromrückkopplungsschleife zu eliminieren.
Die Stromregelvorrichtung RC verwaltet die Referenzstatorspannung VR, um den Fehler zwischen dem Referenzstatorstrom IR und dem Rückkopplungssignal IF zu minimieren.
Die Statorreferenzspannung VR wird dann zu der Hochfrequenzkomponente VHF addiert und schließlich zu dem Inverter PWM gesendet.
Von der gegebenen Beschreibung werden sowohl die Eigenschaften des Systems und das Steuerverfahren für einen Induktionsmotor-Antrieb, die Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind, als auch die Vorteile, deutlich definiert.
Ein alternatives Schema für Hochleistungs-Induktionsmotor-Antriebe gemäß der vorliegenden Erfindung, kann experimentell auf einfache und günstige Weise implementiert werden, wie die eine, die in dem schematischen Diagramm von 5 dargestellt ist, das ein nicht einschränkendes Beispiel einer Ausführungsform des Systems entsprechend der Erfindung darstellt, welches das Verfahren und das System zum Messen der Amplitude und der Winkelstellung des Luftspaltflusses, was die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ausnützt.
Falls mit dem Schema von 4 verglichen wird, wird in dem Schema von 5 die Anwesenheit des Blocks CA offensichtlich, der die Amplitude FA des Luftspaltflussvektors TF aus der Amplitude der Spannung VOA, gemäß der in 2 gezeigten Funktion bestimmt. Ein weiterer Unterschied besteht in der Anwesenheit des Blocks CT, der sowohl das elektromagnetische Drehmoment TM entsprechend der tatsächlichen Werte des Statorstroms IF, als auch die Amplitude FA und die Winkelstellung FP des Luftspaltflusses schätzt. Die Kenntnis der tatsächlichen Werte des Motordrehmoments und Flusses erlaubt eine Geschlossen-Schleifensteuerung solcher Variablen mittels des Drehmomentregulators RT und des Plusregulators RF durchzuführen. Solche Blöcke erzeugen die Referenzwerte ID und IQ der Statorstromkomponenten gemäß eines rotierenden Bezugssystem, welches synchron mit dem Fluss ist, die in dem Schema von 4 durch externe Vorrichtungen eingeführt werden.
Ein Niedrigleistungs-Induktionsmotor-Antrieb gemäß der vorliegenden Erfindung kann auch experimentell auf einfache und günstige Weise implementiert werden, wie die, die in dem schematischen Diagramm von 3 dargestellt ist, welches ein nicht einschränkendes Beispiel einer Ausführungsform des Systems gemäß der Erfindung repräsentiert, was das Verfahren und das System zum Messen der Amplitude des Luftspaltflusses ausnutzt, was eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
Falls mit den Schemen von 4 und 5 verglichen wird, sind in dem Schema von 3 keine Blöcke eingefügt, die die Drehmomentssteuerung (CT, RT), die Feldorientierung (XF), die Statorstromsteuerung (TA, EB, RC) und die Schätzung der Winkelstellung des Luftspaltflusses (CP) durchführen. Die Steuerung der Amplitude des Luftspaltflusses wird mittels dem Flussregulator RF durchgeführt, der den Referenzwert der Statorspannungsamplitude VS erzeugt, um den Fehler zwischen der Flussreferenz FR und der geschätzten Flussamplitude FA zu minimieren. Letztendlich wird das Referenzsignal VR des Inverters PWM mittels des Blocks BO, gemäß z.B. einer konstanten Volt/Hertztechnik, erzeugt.

Claims

Verfahren zum Steuern von Elektroantrieben mit Induktionsmotoren, wobei der Induktionsmotor einen Stator (ST) mit mehreren Statorwicklungen (ST1, ST2, ST3), einen in dem Stator (ST) drehbar angeordneten Rotor und einen ferromagnetischen Kern umfasst, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Betreiben des Motors mit einem Hauptmagnetfeld in einem Zustand magnetischer Sättigung, wobei ein Luftspaltfluss (TF) eine räumliche Verteilung mit einem Gehalt an Oberwellen hat, der zumindest eine harmonische Komponente (T3) umfasst, die in den Statorwicklungen (ST1, ST2, ST3) harmonische Phasenspannungen (V31, V32, V33) hervorrufen, die eine Statornullspannung (VSM) oder einen -strom (ISM) bilden, Überlagern des Hauptdrehmagnetfeldes mit einem hochfrequenten Drehmagnetfeld, das erzeugt wird, indem eine Gruppe direkt oder invers symmetrischer Hochfrequenzspannungen (VHF) oder -strömen (IHF) zu üblichen Statorphasenspannungen des Motors addiert wird, wodurch eine Veränderung des Sättigungsgrads des ferromagnetischen Kerns des Induktionsmotors verursacht und eine hochfrequente Nullkomponente (T3) des Luftspaltflusses (TF) erzeugt wird, die in den Statorwicklungen (ST1, ST2, ST3) hochfrequente harmonische Nullspannungs- (VSM) oder -stromkomponenten (ISM) hervorruft, wobei die hochfrequenten Nullspannungs- (VSM) oder -stromkomponente (ISM) Funktionen der Relativpositionen sind, die durch die zusätzliche Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) oder Ströme (IHF) und des Hauptdrehmagnetfeldes (MRF) eingenommen werden, sodass, wenn sich die zusätzliche Gruppe der Spannungen (VHF) und Ströme (IHF) mit dem Hauptdrehmagnetfeld (MRF) in Phase befindet, ein Maximum des Sättigungsgrads des ferromagnetischen Kerns des Motors einstellt, welches das Auftreten eines lokalen Minimums an der hochfrequenten Nullkomponente (T3) des Luftspaltflusses (TF) verursacht, das als lokales Maximum an den hervorgerufenen hochfrequenten Statornullspannungs- (VSM) oder -stromkomponenten (ISM) reflektiert wird; wobei sich das Verfahren weiterhin auszeichnet durch: – Feststellen der Nullspannung oder des Nullspannungsstroms, – Messen der Winkelstellung und/oder der Amplitude des Hauptmagnetflusses in dem Luftspalt gegenüber den hochfrequenten harmonischen Nullspannungs- oder -stromkomponenten
Steuerverfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den Schritt des Filterns und Verstärkens der Statornullphasenspannung (VSM) mittels Filter- und Verstärkungsmittel, um ein Verhältnis zwischen Signal und Rauschen zu erhalten, und Verwenden eines Sperrfilters (EB) umfasst, der mit einem ersten Signalverarbeitungs- und Steuerblock (RC) verbunden ist, um unerwünschte hochfrequente Komponenten eines Rückführkreises (FA, FP) von Stromsignale zu unterbinden.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückführkreis (FA, FP) zumindest eine Steuereinheit (RF) der Stromsignale, die ein Referenzsignal (VS) zu einem zweiten Verarbeitungs- und Steuerblock (BO) sendet, um einen Referenzwert (VR) bezüglich eines festen Achsensystems zu erzeugen, und eine elektronische inverterartige Vorrichtung (PWM) umfasst, die den Referenzwert (VR) empfängt, der mit der Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) addiert wurde.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch den Schritt, in dem die Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) zu einem Spannungsreferenzsignal (VR) oder zu einem Output der Stromsteuereinheit (RF) addiert wird.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Schritt zum Messen der Amplitude einer Komponente (VOA) der hochfrequenten Statornullphasenspannung (VSM), die eine Frequenz aufweist, die gleich der Differenz zwischen der Frequenz des zusätzlichen Magnetfeldes, das durch die zusätzliche Gruppe hochfrequenter Spannungen (VHF) erzeugt wird, und der Frequenz des Hauptdrehmagnetfeldes (MRF) ist, und einem Schritt umfasst, zum ermitteln der Amplitude einer Luftspaltflusskomponente (FOA) aus der Amplitude der Komponente (VOA) der hochfrequenten Statornullphasenspannung (VSM).
Steuerverfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Winkelstellung des Luftspaltflusses (TF) durch Integrieren der Differenz aus der Winkelfrequenz der zusätzlichen Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) und der hochfrequenten Statornullphasenspannung (VSM), die eine Frequenz besitzt, die gleich der Differenz aus der Frequenz des zusätzlichen Magnetfeldes und des Hauptdrehmagnetfeldes ist, bestimmt wird.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Winkelstellung des Luftspaltflusses (TF) durch Ermitteln der Winkelstellung der zusätzlichen Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) in den Augenblicken bestimmt wird, in denen ein Maximum, Minimum und der Nulldurchgang bei der Statornullphasenspannung (VSM) erfolgt, die eine Frequenz aufweist, die gleich der Differenz aus dem zusätzlichen Magnetfeld, das von der zusätzlichen Gruppe der hochfrequenten Spannungen (VHF) hervorgerufen wird, und der Frequenz des Hauptdrehmagnetfeldes ist.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Gesamt-Statornullphasenspannung (VSM), die eine dritte harmonische Spannungskomponente und hochfrequente harmonische Komponenten umfasst, als arithmetischer Mittelwert aus den harmonischen Phasenspannungen (V31, V32, V33) erhalten wird, wobei die Gesamt-Statornullphasenspannung (VSM) durch Messen einer Spannung zwischen einem Sternzentrum (N) der Statorwindungen (ST1, ST2, ST3) und einem Mittelpunkt (O) erhalten wird, der zwischen zwei Kapazitäten (C1, C2) liegt, die entlang einer direkten elektrischen Stromleitung (BS) verbunden sind, die eine elektronische inverterartige Vorrichtung (PVM) versorgen.
Steuerverfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Gesamt-Statornullphasenstrom (ISM) direkt durch geeignete Sensoren oder indirekt durch Messen eines Nullspannungsabfalls an beliebigen Punkten einer Verbindungsleitung zwischen der elektronischen inverterartigen Vorrichtung (PWM) und dem Elektromotor bestimmt wird, wobei der Spannungsabfall durch Bestimmung der Spannung zwischen einem Sternzentrum (NF), das durch Verbinden eines Drei-Impedanzsterns über eine Parallelleitung zu den Versorgungsleitungen des Motors erhalten wird, und einem Mittelpunkt (O) gemessen wird, der zwischen zwei Kapazitäten (C1, C2) liegt, die entlang einer direkten elektrischen Stromleitung (DC) verbunden sind, die die elektronische inverterartige Vorrichtung (PWM) versorgen.