DE60014664T2

DE60014664T2 - Leistunspulsanordnung mit hoher pulsrate und flüssigkeitskühlung

Info

Publication number: DE60014664T2
Application number: DE60014664T
Authority: DE
Inventors: L. Daniel BIRX; N. William PARTLO; M. Richard NESS; A. Daniel ROTHWEIL; C. Paul MELCHER; D. Brett SMITH
Original assignee: Cymer Inc
Current assignee: Cymer Inc
Priority date: 1999-08-09
Filing date: 2000-07-25
Publication date: 2006-02-23
Anticipated expiration: 2020-07-26
Also published as: DE60014664D1; KR100585624B1; JP2001135879A; AU1326301A; EP1203427A4; EP1203427B1; JP3462168B2; ATE279035T1; US6240112B1; EP1203427A1; TW480792B; KR20020032545A; WO2001011732A1

Description

Die Erfindung betrifft Pulsleistungssysteme bzw. gepulste Leistungssysteme und betrifft insbesondere Pulsleistungssysteme mit hoher Pulsrate für elektrische Entladungslaser.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In typischen Gasentladungslasern wird ein Verstärkungsmedium durch eine elektrische Entladung zwischen zwei länglichen Elektroden in einem zirkulierenden Gas erzeugt. Es sind im Allgemeinen sehr hohe Spannungen erforderlich, um die Entladung in Gang zu setzen; wenn jedoch die Entladung beginnt, wird ein Plasma erzeugt, das den elektrischen Widerstand zwischen den Elektroden auf nahezu Null verringert, wodurch nahezu ein Kurzschluss erzeugt wird. Dies erfordert ein Verfahren, um den Strom nach dem Beginn der Entladung zu begrenzen. Ein übliches Verfahren, mit diesen beiden Schwierigkeiten fertig zu werden, besteht darin, einen „Spitzenspannungs-Kondensator"(CP) parallel zu den Elektroden vorzusehen. Der Spitzenspannungskondensator wird periodisch mit der Spannung aufgeladen, die zum in Gang setzen der Entladung erforderlich ist, wobei jedoch lediglich ausreichend elektrische Energie für einen Puls vorhanden ist. Der Beinahe-Kurzschluss zwischen den Elektroden, der durch die hohe Spannung hervorgerufen wird, entnimmt dem Spitzenspannungskondensator dessen Energie, wodurch der Puls begrenzt wird. Bei elektrischen Entladungslasern mit hoher Pulsrate (beispielsweise 1000 Pulse pro Sekunde) erzeugt ein Gaszirkulations- bzw. Umwälzsystem eine Gasströmung (etwa 1000 inch/Sekunde) zwischen den Elektroden, die rasch das ionisierte Gas zwischen den Elektroden, das sich bei jedem Puls ergibt, durch frisches Gas vor dem nächsten Puls ersetzt. Der nächste Puls wird durch eine weitere rasche Ladung des Spitzenspannungskondensators in ähnlicher Weise zu dem vorhergehenden Puls erzeugt. Somit ist es die Aufgabe des Pulsleistungssystems, auf den Spitzenspannungskondensator ausreichend Spannung und elektrische Energie für einen Puls bei einer gewünschten Pulsrate, etwa 1000 pro Sekunde, zu übertragen.
In einem bekannten System wird der Spitzenspannungskondensator von einer 12 bis 20 kV Gleichspannungsquelle gespeist, wobei ein Hochspannungsschalter verwendet wird, um einen Ladekondensator Co aufzuladen und wobei ein Hochspannungsschalter, etwa ein Thyratron, verwendet wird, um die Energie von dem Ladekondensator auf den Spitzenspannungskondensator zu übertragen. In anderen konventionellen Pulsleistungssystemen werden magnetische Pulskompressionsschaltungen eingesetzt, um die erforderliche rasche sich wiederholende Hochspannung und Hochenergieaufladung des Spitzenspannungskondensators bereitzustellen. Beispiele sind in den US-Patenten 5,448,580 und 5,3132,481 beschrieben. In diesen Schaltungen werden für gewöhnlich mehrstufige LC-Netzwerke verwendet, die relativ lange Pulse mit relativ geringer Spannung in die erforderlichen sehr kurzen Hochspannungspulse umwandeln.
Das Dokument WO 99/31773 offenbart eine Leistungsquelle mit hoher Pulsrate für das Bereitstellen gesteuerter elektrischer Hochenergiepulse. Die Quelle beinhaltet eine Pulserzeugungsschaltung mit einem Ladekondensator, einem Halbleiterschalter und einer strombegrenzenden Induktivität. Pulse, die in der Pulserzeugungsschaltung erzeugt werden, werden zumindest in zwei Pulskompressionsschaltungen komprimiert und ein Aufwärtspulstransformator erhöht die Spitzenspannung. Es wird eine sehr schnelle gesteuerte Leistungsversorgung zum Laden des Ladekondensators bereitgestellt, und ein Pulssteuersystem enthält einen Programmprozessor, der das Laden des Ladekondensators steuert.
Zum Stand der Technik gehören Pulsleistungssysteme, die sehr kurze Pulse mit sehr hoher Spannung für industrielle Gasentladungslaser, etwa Excimerlaser, bei Pulsraten im Bereich von 1000 Hz bereitstellen. Diese Lasereinrichtungen müssen zuverlässig 24 Stunden pro Tage für viele Wochen betrieben werden, wobei lediglich kurze Standzeiten für routinemäßige Wartungsarbeiten vorgesehen sind. Es besteht ein Bedarf für Pulsleistungssysteme mit erhöhter Zuverlässigkeit, die bei Pulsraten im Bereich von 2000 bis 5000 Hz oder höher arbeiten können.
ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine Pulsleistungsquelle mit hoher Pulsrate bereit, wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine Blockansicht einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein vereinfachtes Schaltbild der obigen bevorzugten Ausführungsform.
3 ist eine Kombination aus einer Blockansicht und einem Schaltbild einer Hochspannungsleistungsversorgung, die ein Teil der obigen bevorzugten Ausführungsform ist.
4 ist eine Aufrisszeichnung eines Pulstransformators, der in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet ist.
5 ist eine Ansicht einer Primärwicklung eines Pulstransformators, wie er in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet ist.
6a, 6b und 6c sind Zeitablaufdiagramme, die die Pulskompression unter Anwendung der obigen bevorzugten Ausführungsform zeigen.
7 ist ein vereinfachtes Schaltbild zum Bereitstellen bipolarer Pulse.
8a und 8b sind Zeichnungen, die Draufsichten von sättigbaren bzw. sättigungsfähigen Induktivitäten zeigen.
8c, 8d und 8e zeigen Merkmale einer wassergekühlten sättigbaren Induktivität.
9 ist ein Schaltbild, die eine Resonanzleistungsversorgung zeigt.
10a und 10b zeigen die Montage eines Kompressionskopfes in einer bevorzugten Ausführungsform.
11 ist eine Modifizierung des Schaltbilds aus 2, wobei eine Ausführungsform mit geringeren Leckströmen gezeigt ist.
12 ist eine Querschnittsansicht, in der eine beispielhafte Implementierung der Schaltung aus 11 gezeigt ist.
13 ist eine Darstellung einer sättigbaren Induktivität.
14 und 14a sind Darstellung sättigbarer Induktivitäten.
DETAILLLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Mit Bezug zu den Zeichnungen werden nun bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
ERSTE BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORM
In 1 ist eine erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, die das Pulsleistungssystem für einen industriellen schmalbandigen KrF-Excimerlaser repräsentiert und in Blockansicht gezeigt ist. Eine vereinfachte Kombination einer Blockansicht und eines Schaltbildes dieser bevorzugten Ausführungsform ist in 2 gezeigt. Die Ansichten zeigen eine bevorzugte Ausführungsform, die von der Anmelderin aufgebaut und getestet wurde, um eine standardmäßige 208 V Dreiphasen-Netzwechselspannung in 0.5 Joule bis 6 Joule, 12 kV bis 22 kV elektrische Pulse auf einem Spitzenspannungskondensator des Excimerlasers bei Pulsraten im Bereich von 2000 Hz oder größer umzuwandeln. Zunächst folgt eine Systembeschreibung, an die sich eine detailliertere Beschreibung einiger der wichtigen Details der einzelnen Module und Komponenten des Systems anschließt.
SYSTEMBESCHREIBUNG
Diese bevorzugte Ausführungsform ist aus vier separaten Modulen aufgebaut, wie dies in den 1 und 2 gezeigt ist, wovon jedes ein wichtiger Teil des Excimer-Lasersystems ist und wovon jedes rasch im Falle eines Bauteilausfalls oder im Laufe eines regulären präventiven Wartungsprogramms ersetzt werden kann. Diese Module werden von der Anmelderin bezeichnet als: Hochspannungsleistungsversorgungsmodul 20, Kommutatormodul 40, Kompressionskopfmodul 60 und Laserkammermodul 80.
HOCHSPANNUNGSLEISTUNGSVERSORGUNGSMODUL
Das Hochspannungsleistungsversorgungsmodul 20 umfasst einen 300 Volt Gleichrichter 22 zum Umwandeln der Dreiphasennetzleistung mit 208 Volt von der Quelle 10 in eine 300 Volt Gleichspannung (DC). Ein Inverter bzw. Wechselrichter 24 wandelt die Ausgangsspannung des Gleichrichters 22 in 300 Volt Pulse mit hoher Frequenz im Bereich von 100 kHz bis 200 kHz um. Die Frequenz und die Einschaltphase des Inverters 24 werden durch die HV-Leistungsversorgungssteuerungsplatine 21 gesteuert, um letztlich die Ausgangspulsenergie des Systems zu regeln. Die Ausgangsspannung des Inverters 24 wird auf ungefähr 1200 Volt mit einem Hochsetztransformator 26 heraufgesetzt. Die Ausgangsspannung des Transformators 26 wird durch einen Gleichrichter 28, der eine standardmäßige Brückengleichrichterschaltung 30 und einen Filterkondensator 32 umfasst, in eine 1200 Volt Gleichspannung umgewandelt. Die elektrische Gleichspannungsenergie aus der Schaltung 30 lädt einen 8,1 μF Ladekondensator 42 Co in dem Kommuatormodul 40 unter der Steuerung des HV-Leistungsversorgungssteuerungsplatine 21, die die Arbeitsweise des Inverters 24 steuert, wie in 1 gezeigt ist. Sollwerte innerhalb der HV-Leistungsversorgungssteuerungsplatine 21 werden von der Lasersystemsteuerungsplatine 100 festgelegt.
Der Leser sollte beachten, dass in der Ausführungsform, wie sie in 1 gezeigt ist, die anfängliche Ladeenergiesteuerung für das Lasersystem durch das Leistungsversorgungsmodul 20 bewerkstelligt wird. Es wird dann ein Puls mit hoher Spitzenleistung durch die Schaltung in dem Kommutatormodul 40 erzeugt und die restlichen elektrischen Schaltungen in dem Kommutator 40 und dem Kompressionskopf 60 dienen lediglich dazu, die Spitzenleistung zu verstärken und die Pulslänge der in dem Ladekondensator 42 gespeicherten elektrischen Energie zu komprimieren. Als ein Beispiel dieser Steuerung zeigt 1, dass die Steuerplatine 100 die Leistungsversorgung so steuert, um 700 Volt an den Ladekondensator 42 anzulegen, der während des Ladezyklusses von nachfolgenden Schaltungen mittels eines Halbleiterschalters 46 abgetrennt ist.
Kommutatormodul
Das Kommutatormodul 40 umfasst den Ladekondensator 42 Co, der in dieser Ausführungsform eine Bank aus Kondensatoren repräsentiert, die parallel geschaltet sind, um eine Gesamtkapazität von 8,1 μF zu erzeugen. Ein Spannungsteiler 44 liefert ein rückgekoppeltes Spannungssignal an die HV-Leistungsversorgungssteuerungsplatine 21, das von der Steuerplatine 21 verwendet wird, um das Laden des Kondensators 42 auf diejenige Spannung zu begrenzen (die als „Steuerspannung" bezeichnet ist), die beim Umwandeln in einen elektrischen Puls und nach dem Komprimieren und Verstärken in dem Kommutator 40 und dem Kompressionskopf 60 die gewünschte Entladungsspannung auf dem Spitzenspannungskondensator 82 und an den Elektroden 82 und 84 erzeugt.
In dieser Ausführungsform (die so gestaltet ist, um elektrische Pulse im Bereich von 3 Joule und 14000 Volt mit einer Pulsrate von 2000 Pulsen pro Sekunde zu erzeugen) sind ungefähr 250 Mikrosekunden (wie dies in 6a gezeigt ist) für die Leistungsversorgung 20 erforderlich, um den Ladekondensator 42 auf 700 Volt aufzuladen. Daher ist der Ladekondensator 42 vollständig geladen und weist stabil die gewünschte Spannung auf, wenn ein Signal von der Kommutatorsteuerplatine 41 den Halbleiterschalter 44 bis 46 schließt, wodurch der sehr schnelle Schritt des Umwandelns der elektrischen Energie von 3 Joule, die in dem Ladekondensator gespeichert sind, und eine 14000 Volt Entladung an den Elektroden 83 und 84 bewirkt. Für diese Ausführungsform ist der Halbleiterschalter 46 ein IGBT-Schalter, obwohl andere Schaltertechnologien, etwa SCR, GTO, MCT, etc. ebenso verwendet werden können. Eine 600 nH-Ladeinduktivität 48 ist mit dem Halbleiterschalter 46 in Reihe geschaltet, um kurzzeitig den Strom durch den Schalter 46 zu begrenzen, während dieser sich zum Entladen des Ladekondensators 42 Co schließt.
Pulserzeugungsstufe
Für die erste Stufe der Pul serzeugung 50 wird somit die Ladung an den Ladekondensator 42 auf einen 8,5 μF Kondensator 52 C₁ in ungefähr 5 μs übertragen, wie dies in 6b gezeigt ist.
Erste Stufe der Kompression
Eine sättigbare Induktivität 54 verhindert einen Spannungsanstieg am Kondensator 52 und geht in die Sättigung über, wodurch das Übertragen von Ladung von dem Kondensator 52 über den 1:23 Hochsetzpulstransformator 56 zu dem Kondensator 62 C_p-1 in einer Transferzeitdauer von ungefähr 550 ns möglich ist, wie dies in 6c für die erste Stufe der Kompression 61 gezeigt ist.
Die Gestaltung des Pulstransformators 56 ist nachfolgend beschrieben. In Hinblick auf das Leistungsverhalten ist der Transformator ein äußerst effizienter Pulstransformator, der einen 700 Volt, 17500 Ampere, 550 Nanosekundenpuls in einen 16100 Volt, 760 Ampere, 550 Nanosekundenpuls umwandelt, der zwischenzeitlich in der Kondensatorbank 62 C_p-1 in dem Kompressionskopfmodul 60 gespeichert wird.
Kompressionskopfmodul
Das Kompressionskopfmodul 60 komprimiert die Pulsbreite noch weiter und verstärkt die Spitzenleistung des Pulses.
Zweite Stufe der Kompression
Eine sättigbare Induktivität 64 L_p-1 (mit einem sättigungsfähigen Induktivitätswert von ungefähr 125 nH) verzögert den Spannungsanstieg an der 16,5 nF-Kondensatorbank 62 C_p-1 für ungefähr 550 ns und ermöglicht dann, dass die Ladung auf C_p-1 auf den 16,5 nF Cp-Spitzenspannungskondensator 82 fließt (in ungefähr 100 ns), der auf der Laserkammer 80 angeordnet ist und der elektrisch parallel zu den Elektroden 83 und 84 angeschlossen ist. Diese Transformation eines 550 ns langen Pulses in einen 100 ns langen Puls zum Aufladen des Spitzenspannungskondensators 82 Cp repräsentiert die zweite und letzte Stufe der Kompression, wie dies in 1 als 65 bezeichnet ist.
LASERKAMMERMODUL
Ungefähr 100 ns nach dem Beginn des Aufladens des Spitzenspannungskondensators 82, der auf den Laserkammermodul 80 montiert ist und einen Teil davon bildet, erreicht die Spannung an dem Spitzenspannungskondensator 82 ungefähr 14000 Volt und die Entladung zwischen den Elektroden beginnt. Die Entladung dauert ungefähr 50 ns, wobei während dieser Zeit ein Lasereffekt innerhalb der Resonanzkammer des Excimerlasers auftritt. Die Resonanzkammer ist definiert durch eine linienverschmälernde Anordnung 86, die in diesem Beispiel aus einem Dreiprismen-Strahlaufweiter, einem Einstellspiegel und einem Eschelle-Gitter und einem Ausgangskoppler 88, der in diesem Falle einen 10% R-Spiegel umfasst, aufgebaut ist. Der Laserpuls für diesen Laser ist ein schmalbandiger 20 ns, 248 nm Puls von ungefähr 10 Millijoule und die Wiederholungsrate beträgt 2000 Pulse pro Sekunde. Die Pulse definieren einen Laserstrahl 90 und die Pulse des Strahles werden von einer Photodiode 92 überwacht.
STEUERUNG DER PULSENERGIE
Das Signal von der Photodiode 92 wird dem Prozessor 102 in der Steuerplatine 100 zugeleitet und der Prozessor verwendet dieses Energiesignal und vorzugsweise andere historische Pulsenergiedaten, um die Sollspannung für den nächsten und/oder weitere Pulse festzulegen. In einer bevorzugten Ausführungsform, in der der Laser mit einer Reihe kurzer Pulssequenzen (etwa 100 Sequenzen mit 100 Pulsen mit 0,5 Sekunden bei 2000 Hz, die durch eine Totzeit von ungefähr 0,1 Sekunde getrennt sind) betrieben wird, ist der Prozessor 102 in der Steuerplatine 100 mit einem speziellen Algorithmus programmiert, wobei das aktuellste Pulsenergiesignal zusammen mit dem Energiesignal aller vorhergehenden Pulse in der Sequenz und mit anderen historischen Pulsprofildaten verwendet wird, um eine Steuerspannung für den nachfolgenden Puls so zu bestimmen, um die Puls-zu-Puls-Energieschwankungen zu minimieren und um auch die Sequenzzu-Sequenz-Energieschwankungen zu minimieren. Diese Berechnung wird von dem Prozessor 102 in der Steuerplatine 100 durchgeführt, wobei dieser Algorithmus während einer Dauer von ungefähr 35 μs angewendet wird. Die Laserpulse treten ungefähr 5 μs nach dem Ansteuern des IGBT-Schalters 46 To auf, wie dies in 6c gezeigt ist, und es sind ungefähr 20 Mikrosekunden erforderlich, um die Laserpulsenergiedaten zu gewinnen (der Beginn des Ansteuerns des Schalters 46 wird als To bezeichnet). Somit ist ein neuer Steuerspannungswert (wie in 6a gezeigt ist) ungefähr 70 Mikrosekunden nach dem Ansteuern des IGBT-Schalters 46 für den vorhergehenden Puls verfügbar (bei 2000 Hz beträgt die Ansteuerperiode 500 Mikrosekunden). Die Merkmale dieses Algorithmus sind detaillierter in der US-Patentanmeldung 09/034,870 beschrieben.
ENERGIERÜCKGEWINNUNG
Diese bevorzugte Ausführungsform ist mit einer elektronischen Schaltung versehen, die überschüssige Energie in dem Ladekondensator 42 aus dem vorhergehenden Puls zurückgewinnt, wodurch Energieverluste deutlich verringert und das Nachschwingen in der Laserkammer 80 nahezu vermieden wird.
Dies wird durch die Energierückgewinnungsschaltung 57 erreicht, die aus einer Energierückgewinnungsinduktivität 58 und einer Energierückgewinnungsdiode 59 aufgebaut ist, deren Reihenschaltung parallel zu dem Ladekondensator 42 angeschlossen ist. Da die Impedanz des Pulsleistungssystems nicht exakt an jene der Kammer angepasst ist und auf Grund der Tatsache, dass die Kammerimpedanz um einige Größenordnungen während der Pulsentladung variiert, wird eine ins Negative schwingende „Reflektion" von dem Hauptpuls erzeugt, die sich nach hinten in Richtung des Eingangs des Pulserzeugungssystems ausbreitet. Nachdem die überschüssige Energie sich nach hinten durch den Kompressionskopf 60 und den Kommutator 40 ausgebreitet hat, öffnet der Schalter 46 auf Grund des Wegfalls des Triggersignals von der Steuerung. Die Energierückgewinnungsschaltung 57 kehrt die Polarität der Reflektion um, die eine negative Spannung an dem Ladekondensator 42 erzeugt hat, mittels einer resonanten „Freilaufphase" (eine Halbschwingung der resonanten Schwingung der L-C-Schaltung, die aus dem Ladekondensator 42 und der Energierückgewinnungsinduktivität 58 besteht), da die Schaltung eine Stromumkehr in der Induktivität 58 auf Grund der Diode 59 verhindert. Das Gesamtergebnis besteht darin, dass im Wesentlichen die gesamte reflektierte Energie aus der Kammer 80 von jedem Puls wiedergewonnen und in dem Ladekondensator 42 als positive Ladung gespeichert wird, die zur Verwendung für den nächsten Puls zur Verfügung steht. 6 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Ladungen auf den Kondensatoren Co, C1, Cp-1 und Cp zeigt. Das Diagramm zeigt den Prozess der Energierückgewinnung in Co.
MAGNETSCHALTERVORMAGNETISIERUNG
Um den vollen Hub der B-H-Kurve der magnetischen Materialien, die in den sättigbaren Induktivitäten verwendet sind, vollständig auszunutzen, wird ein Vormagnetisierungsgleichstrom bereitgestellt, so dass jede Induktivität invers gesättigt ist, wenn ein Puls durch das Schließen des Schalters 46 initiiert wird.
Im Falle der sättigbaren Induktivitäten 48 und 54 des Kommutators wird dies durch Bereitstellen eines Vormagnetisierungsstromes von ungefähr 15 Ampere in umgekehrter Richtung (im Vergleich zu der normalen Pulsstromflussrichtung) durch die Induktivitäten erreicht. Dieser Vormagnetisierungsstrom wird von der Vormagnetisierungsstromquelle 120 durch die Trenninduktivität Lb1 bereitgestellt. Der tatsächliche Stromfluss findet von der Leistungsversorgung über die Masseverbindung des Kommutators, über die Primärwicklung des Pulstransformators, über die sättigbare Induktivität 54, über die sättigbare Induktivität 48 und über die Trenninduktivität Lb1 zurück zu der Vormagnetisierungsstromquelle 120 statt, wie dies durch die Pfeile B1 gezeigt ist. Eine alternative Vormagnetisierungsschaltung kann eingerichtet werden, indem ein Stromfluss durch die Masseverbindung des Kommutators, über einen angekoppelten Transformator, die Einzelwindungswicklung der sättigbaren Induktivität 54 und einen angekoppelten Transformator, die Einzelwindungswicklung der sättigbaren Induktivität 48 über die Trenninduktivität Lb1 zurück zu der Vormagnetisierungsstromquelle 120 erzeugt wird.
Im Falle der sättigbaren Induktivität des Kompressionskopfes wird ein Vormagnetisierungsstrom B2 von ungefähr 5 Ampere von der zweiten Vormagnetisierungsstromsquelle 126 über die Trenninduktivität Lb2 bereitgestellt. An dem Kompressionskopf teilt sich der Strom und ein Teil B2-1 läuft durch die sättigbare Induktivität Lp-1 64 zurück zu der Trenninduktivität Lb3 und zurück zu der zweiten Vormagnetisierungsstromquelle 126. Der Rest des Stromes B2-2 läuft zurück durch das HV-Kabel, das den Kompressionskopf 60 und den Kommutator 40 verbindet, über die Sekundärwicklung des Pulstransformators nach Masse und über einen Vorspannungswiderstand zurück zu der zweiten Vormagnetisierungsstromquelle 126. Dieser zweite kleinere Strom wird verwendet, um den Pulstransformator vorzumagnetisieren, so dass dieser für den gepulsten Betrieb zurückgesetzt ist. Der Betrag des Stromes, der sich in jedem der beiden Zweige einstellt, ist durch den Widerstand in jedem Zweig bestimmt und wird absichtlich so eingestellt, dass jeder Zweig den korrekten Betrag an Vormagnetisierungsstrom erhält.
RICHTUNG DES STROMFLUSSES
In dieser Ausführungsform wird der Fluss der Pulsenergie durch das System von der Netzleistungsquelle 10 zu den Elektroden und nach Masse über die Elektrode 84 als „Vorwärtsstrom" bezeichnet und diese Richtung stellt die Vorwärtsrichtung dar. Wenn eine elektrische Komponente, etwa eine sättigbare Induktivität, als vorwärtsleitend bezeichnet wird, so bedeutet dies, dass diese bis zur Sättigung vormagnetisiert wird, um „Pulsenergie" in eine Richtung zu den Laserkammerelektroden hin zu leiten. Wenn die Komponente rückwärtsleitend ist, ist diese bis zur Sättigung so vormagnetisiert, um Energie in einer Richtung weg von den Elektroden in Richtung auf den Ladekondensator zu führen. Die eigentliche Richtung des Stromflusses (oder Elektronenflusses) durch das System hängt davon ab, wo man sich innerhalb des Systems befindet. Die Richtung des Stromflusses wird nun erläutert, um damit diesbezüglich Unklarheiten auszuräumen.
In dieser bevorzugten Ausführungsform wird Co mit (beispielsweise) einer positiven Spannung von 700 Volt aufgeladen, so dass, wenn der Schalter 46 geschlossen wird, Strom von dem Kondensator 42 über die Induktivität 48 in eine Richtung zum Kondensator 52 C₁ fließt (was bedeutet dass die Elektronen tatsächlich in der umgekehrten Richtung fließen).
In ähnlicher Weise findet der Stromfluss von dem Kondensator 52 C₁ durch die Primärseite des Pulstransformators 56 nach Masse statt. Somit ist die Stromrichtung und die Richtung der Pulsenergie vom Ladekondensator 42 zu dem Pulstransformator 56 gleich. Wie später in dem Abschnitt mit dem Titel „Pultransformator" erläutert ist, ist der Stromfluss in den Primärwindungen und den Sekundärwindungen des Pulstransformators 56 jeweils nach Masse gerichtet. Das Ergebnis ist dann, dass der Stromfluss zwischen dem Pulstransformator 56 und den Elektroden während des Entladens in der Richtung weg von den Elektroden zum Transformator 56 hin stattfindet. Daher ist die Richtung des Elektronenstroms während der Entladung von Masse über die Sekundärseite des Pulstransformators 56 temporär zum Kondensator 62 C_p-1 über die Induktivität 64, temporär zum Kondensator 82 Cp über die Induktivität 81, durch die Elektrode 84 (die die Entladungskathode ist) über das Entladungsplasma durch die Elektrode 83 und zurück zur Masse. Somit fließen zwischen dem Pulstransformator 56 während der Entladung die Elektronen in der gleichen Richtung wie die Pulsenergie.
Unmittelbar nach der Entladung werden die Ströme und die Elektronenströme umgekehrt, wie dies zuvor erläutert ist, und spezielle Vorkehrungen werden in dieser Ausführungsform getroffen, um diese umgekehrten Stromflüsse zu handhaben, wie dies zuvor in dem Abschnitt mit dem Titel „Energierückgewinnung" erläutert ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER LEISTUNGSVERSORGUNG
Ein detaillierteres Schaltungsbild des Leistungsversorgungsbereichs der bevorzugten Ausführungsform ist in 3 gezeigt. Wie in 3 gezeigt ist, ist der Gleichrichter 22 ein 6-Puls-Gleichrichter mit Phasensteuerung mit einer Ausgangsspannung von + 150 Volt und – 150 Volt. Der Wechselrichter bzw. Inverter 24 ist eigentlich aus drei Invertern 24a, 24b und 24c aufgebaut. Die Inverter 24b und 24c werden ausgeschaltet, wenn die Spannung auf dem Ladekondensator 42 Co mit 8 μF 50 Volt weniger als die Steuerspannung beträgt und der Inverter 24a wird ausgeschaltet, wenn die Spannung an Co 42 geringfügig über der Sollspannung liegt. Dieses Vorgehen verringert die Laderate am Ende des Ladevorgangs. Die Hochsetztransformatoren 26a, 26b und 26c besitzen jeweils eine Nennleistung von 7 kW und transformieren die Spannung auf eine 1200 Volt Wechselspannung.
Es sind drei Brückengleichrichterschaltungen 30a, 30b und 30c gezeigt. Die HV-Leistungsversorgungssteuerplatine 21 wandelt einen digitalen 12 Bit-Befehl in ein analoges Signal um und vergleicht dieses mit einem Rückkopplungssignal 45 von dem Spannungsmonitor 44 für Co. Wenn die Rückkopplungsspannung die Sollspannung übersteigt, wird der Inverter 24 abgeschaltet, wie dies zuvor erläutert ist, der Schalter 34 Q2 schließt, um die in der Versorgung gespeicherte Energie abzuführen, der Trennschalter 36 Q3 öffnet, um zu vermeiden, dass weitere Energie die Versorgung verlässt und der Entladeschalter 38 Q1 schließt, um die Spannung auf Co 42 abzusenken, bis die Spannung auf Co gleich der Sollspannung ist. Zu diesem Zeitpunkt öffnet Q1.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DES KOMMUTATORS UND DES KOMPRESSIONSKOPFES
Die wesentlichen Komponenten des Kommutators 40 und des Kompressionskopfes 60 sind in den 1 und 2 gezeigt und sind zuvor mit Bezug zu der Funktionsweise des Systems erläutert. In diesem Abschnitt werden Details der Herstellung des Kommutators und des Kompressionskopfes beschrieben.
HALBLEITERSCHALTER
Der Halbleiterschalter 46 ist ein P/N CM 1000 HA-28H IGBT-Schalter, der von Powerex, Inc. mit Niederlassungen in Youngwood, Pennsylvania vertrieben wird. In einer bevorzugten Ausführungsform werden derartige Schalter parallel geschaltet verwendet.
INDUKTIVITÄTEN
Die Induktivitäten 48, 54 und 64 sind sättigbare Induktivitäten ähnlich zu jenen, wie sie in den US-Patenten 4,448,580 und 5,315,611 beschrieben sind.
13 zeigt eine bevorzugte Ausgestaltung der Induktivität 48 L_o. In dieser Induktivität gehen vier Leiter von den IGBT-Schaltern 46b durch eine Reihe von Ferrittoroiden 49, um einen Teil 48a zu bilden, der ein ungefähr 8 inch langer hohler Zylinder mit einem Material mit sehr hoher Permeabilität mit einem Innendurchmesser von ungefähr 2,54 cm (1 inch) und einem Außendurchmesser von ungefähr 3,81 cm (1,5 inch) ist. Jeder der vier Leiter wird dann zwei mal um einen krapfenförmigen Kern gewickelt, um den Teil 48b zu bilden. Die vier Leiter sind dann mit einer Platte verbunden, die wiederum mit der Hochspannungsseite der Kondensatorbank 52 C₁ verbunden ist.
Eine bevorzugte Ausbildung einer sättigbaren Induktivität 54 ist in 14 gezeigt. In diesem Falle besitzt die Induktivität eine Einzelwicklungsgeometrie, wobei die oberen und unteren Abschlüsse 541 und 542 und der Mittelschenkel 543, die alle auf hoher Spannung liegen, die einzelne Windung durch die magnetischen Kerne der Induktivität bilden. Das äußere Gehäuse 545 liegt auf Massepotential. Die magnetischen Kerne sind ein 0,015 cm (0,0005 Inch) dickes auf Band gewickeltes 50–50% Ni-Fe-Legierungsmaterial, das von Magnetics, Butler, Pennsylvania oder National Arnold, Adelanto, Kalifornien vertrieben wird. Rippen 546 an dem Spulengehäuse erleichtern das Übertragen der intern erzeugten Abwärme mittels Zwangsbelüftung. Ferner ist eine Keramikscheibe (nicht gezeigt) unterhalb der oberen Schale der Anordnung montiert, um die Wärmeleitung von dem mittleren Abschnitt der Anordnung zu der Grundplatte des Modulchassis zu unterstützen. 4 zeigt die Hochspannungsverbindungen eines der Kondensatoren der Kondensatorbank 52 C₁ mit dem Hochspannungsanschluss eines der Induktivitätseinheiten des 1-23 Hochsetzpulstransformators 56. Das Gehäuse 545 ist mit dem Masseanschluss der Einheit 56 verbunden.
Eine Draufsicht bzw. eine Schnittansicht der sättigbaren Induktivität 64 ist in 8a bzw. 8b gezeigt. Jedoch sind bei den Induktivitäten dieser Ausführungsform flussausschließende Metallstücke 301, 302, 303 und 304 hinzugefügt, wie in 8b gezeigt ist, um den Streufluss in den Induktivitäten zu verringern. Diese flussausschließenden Stücke verringern deutlich die Fläche, in die der magnetische Fluss eindringen kann und helfen damit, den gesättigten Induktivitätswert der Induktivität zu minimieren. Der Strom absolviert 5 Durchläufe durch die vertikalen Leiterstäbe in der Induktivitätsanordnung um den magnetischen Kern 307 herum. Der Strom tritt bei 305 ein und fließt nach unten in einem Leiter mit großem Durchmesser in der Mitte, der als „1" bezeichnet ist und fließt nach oben in sechs kleineren Leitern am Umfang, die ebenso als „1" bezeichnet sind. Der Strom fließt dann nach unten in zwei Leitern an der Innenseite, die mit 2 bezeichnet sind, und dann nach oben in sechs Leitern an der Außenseite, die als 2 bezeichnet sind, dann nach unten in dem flussausschließenden Metall auf der Innenseite und dann nach oben in den sechs Leitern, die als 3 bezeichnet sind und an der Außenseite vorgesehen sind; dann fließt der Strom nach unten in den zwei Leitern an der Innenseite, die als 3 bezeichnet sind, dann nach oben in den sechs Leitern an der Außenseite, die mit 4 bezeichnet sind, denn näch unten in den Leitern an der Innenseite, die mit 4 bezeichnet sind. Die flussausschließenden Metallkomponenten werden auf der Hälfte der vollen gepulsten Spannung an den Leitern gehalten, wodurch eine Verringerung des Sicherheitsabstands zwischen den flussausschließenden Metallteilen und den Metallstäben der anderen Wicklungen möglich ist. Der magnetische Kern 307 ist aus drei Spulen 307a, b und c aufgebaut, die durch Wicklungen von 0,015 cm (0,0005 inch) dickem Band aus einem 80–20% Ni-Fe-Legierungsmaterial gebildet sind, das von Magnetics, Inc. Butler, Pennsylvania oder National Arnold, Adelanto, Kalifornien vertrieben wird.
In konventionellen Pulsleistungssystemen ist die Leckage von Öl aus elektrischen Komponenten eine potentielle Gefahr. In dieser bevorzugten Ausführungsform sind ölisolierte Komponenten auf die sättigbaren Induktivitäten beschränkt. Ferner ist die sättigbare Induktivität, wie sie in 8b gezeigt ist, in einem behälterähnlichen ölenthaltenden Gehäuse untergebracht, in der alle Dichtungsverbindungen über dem Ölpegel angeordnet sind, um im Wesentlichen die Möglichkeit einer Ölleckage zu vermeiden. Beispielsweise ist die tiefliegende Dichtung in der Induktivität 64 bei 308 in 8b gezeigt. Da der normale Ölpegel unter der obersten Rippe des Gehäuses 306 liegt, ist es nahezu unmöglich, dass Öl aus der Anordnung heraussickert, solange das Gehäuse in einer aufrechten Stellung bleibt.
KONDENSATOREN
Die Kondensatorbänke 42, 52 und 62 weisen alle Bänke aus handelsüblichen Kondensatoren auf, die parallel geschaltet sind. Die Kondensatoren 42 und 52 sind Filmkondensatoren, die von Zulieferern wie etwa Vishay Roederstein mit Niederlassungen in Statesville, North Caroline, oder Wima aus Deutschland beziehbar sind. Das bevorzugte Verfahren der Anmelderin zum Verbinden der Kondensatoren und der Induktivitäten besteht darin, diese mit positiven und negativen Anschlüssen auf einer speziellen gedruckten Schaltungsplatine zu verlöten, die starke nickelbeschichtete Kupferanschlüsse in ähnlicher Weise aufweist, wie dies im US-Patent Nr. 5,448,580 beschrieben ist. Die Kondensatorbank 62 ist typischerweise aus einem parallelen Array aus Hochspannungskeramikkondensatoren aufgebaut, wie sie von Murata oder TDK, beide aus Japan, bezogen werden können.
PULSTRANSFORMATOR
Der Pulstransformator 56 ist ähnlich zu dem Pulstransformator, wie er im US-Patent 5,448,580 und 5,313,481 beschrieben ist; jedoch besitzen die Pulstransformatoren der vorliegenden Ausführungsform lediglich eine einzelne Windung in der Sekundärwicklung und 23 Induktionseinheiten äquivalent zu 1/23 einer einzelnen Primärwindung. Eine Darstellung des Pulstransformators 56 ist in 4 gezeigt. Jede der 23 Induktionseinheiten umfasst eine Aluminiumspule 56a mit zwei Flanschen (wovon jeder eine plane Kante mit Gewindebohrungen aufweist), die mit den positiven und negativen Anschlüssen auf der gedruckten Schaltungsplatine 56b verschraubt sind, wie dies entlang dem unteren Rand aus 4 gezeigt ist. Isolatoren 56c trennen den positiven Anschluss jeder Spule von dem negativen Anschluss der benachbarten Spule. Zwischen den Flanschen der Spule ist ein Hohlzylinder mit 2,70 cm (1 1/16 inch) Länge mit einem Außendurchmesser von 0,875 und einer Wandstärke von ungefähr 0,79 mm (1/32 inch) vorgesehen. Die Spule ist mit einer 1 inch breiten, 0,018 mm (0,7 mil) dicken Metglas 2696 S3A und einer 0,0254 mm (0,1 mil) dicken Mylar-Folie bewickelt, bis der Außendurchmesser der isolierten Metglas-Bewicklung 6,70 cm (2,24 inch) beträgt. Eine entsprechende Ansicht einer einzelnen gewickelten Spule, die eine Primärwicklung bildet, ist in 5 gezeigt.
Die Sekundärseite des Transformators ist ein einzelner rostfreier OD-Stahlstab, der in einer strengsitzenden isolierenden Röhre aus dielektrischem Glas montiert ist. Die Windung ist in vier Abschnitten vorgesehen, wie in 4 gezeigt ist. Die rostfreie Stahlsenkundärseite, die als 56d in 4 gezeigt ist, ist mit einem Masse- bzw. Erdungsanschluss auf der gedruckten Schaltungsplatine 56b bei 56e verbunden und der Hochspannungsanschluss ist bei 56f gezeigt. Wie zuvor dargelegt ist, wird ein 700 Volt Puls zwischen dem Plus- und dem Minusanschluss der Induktionseinheiten einen – 16100 Volt Puls am Anschluss 56f auf der Sekundärseite erzeugen. Diese Sekundärwicklung mit einer einzelnen Windung bietet eine sehr geringe Streuinduktivität, wodurch sehr schnelle Ausgangsanstiegszeiten möglich sind.
MONTAGE DES KOMPRESSIONSKOPFES
Diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ein Kompressionskopfmontageverfahren, wie es in den 10a und 10b gezeigt ist. 10 ist eine Seitenschnittansicht des Lasersystems, wobei die Position des Kompressionskopfmoduls in Bezug auf die Elektroden 83 und 84 dargestellt ist. Diese Technik wurde so gestaltet, um die mit der Verbindung zwischen Kammer und Kompressionskopf verknüpfte Impedanz zu minimieren und um gleichzeitig ein schnelles Ersetzen des Kompressionskopfes zu ermöglichen. Wie in den 10a und 10b gezeigt ist, wird die Masseverbindung mit einem ungefähr 71,12 cm (28 inch) langen Schlitzanschluss entlang der Rückseite des Kompressionskopfes hergestellt, wie bei 81a in 10a und 81b in 10b gezeigt ist. Die Oberseite des Schlitzes ist mit einem flexiblen Stangenmaterial versehen. Ein bevorzugtes Stangenmaterial wird unter dem Handelsnamen MC-Multilam LA Cu verkauft, das von Multi-Contact USA, Santa Rosa, Kalifornien hergestellt wird.
Die Hochspannungsverbindung wird zwischen einer glatten Unterseite mit 6 inch Durchmesser einer sättigbaren Induktivität 64 und einem entsprechenden Array aus flexiblem Stangenmaterial bei 89 in 10a hergestellt. Wie zuvor ist ein bevorzugtes Stangenmaterial MC-Multilam La Cu. Diese Anordnung erlaubt das Ersetzen des Kompressionskopfmoduls für Reparaturzwecke oder vorbeugende Wartungsarbeiten in ungefähr 5 Minuten. Ebenso ist die Justierung stark vereinfacht, da die Hochspannungsverbindung des angepassten Arrays einen Kontakt an einer beliebigen Stelle des 6 inch Durchmessers der sättigbaren Induktivität 64 herstellen kann. Die Anzahl der Schraubverbindungen wurde ebenso minimiert und alle verbleibenden Befestigungselemente an die Seiten und den Vorderbereich des Moduls verlegt, um das Abnehmen und Installieren zu vereinfachen.
DETAILLS DER ELEKTRISCHEN KOMPONENTEN DER LASERKAMMER
Der Kondensator 82 Cp umfasst eine Bank aus 28 0,59 nF Kondensatoren, die an der Oberseite des Kammerdruckkessels montiert sind. (Typischerweise wird ein KrF-Laser mit einem Lasergas mit 1 % Krypton, 0,1 % Fluor und dem Rest Neon betrieben.) Die Elektroden sind jeweils massive Messingstäbe mit ungefähr 71,12 cm (28 inch) Länge, die einen Abstand von 0,5 bis 1,0 inch aufweisen. In dieser Ausführungsform ist die obere Elektrode die Kathode und die untere Elektrode ist mit Masse verbunden, wie in 1 gezeigt ist.
ANDERE AUSFÜHRUNGSFORMEN
UMGEKEHRTE POLARITÄT
In dem zuvor beschriebenen System wird Co mit einer positiven Spannung aufgeladen und die Stromrichtung der Elektronen ist in die Masseelektrode der Laserkammer hineingerichtet. Die Schaltung kann in einfacher Weise invertiert werden, wobei Co auf eine negative Ladespannung von ungefähr 700 Volt aufgeladen wird und die Elektronen strömen von der Masseelektrode zu den Hochspannungselektroden. Des weiteren kann auch eine umgekehrte Fließrichtung der Elektronen durch den Elektrodenspalt erreicht werden, indem die Polarität der zweiten Wicklung (d. h. die Röhre aus rostfreiem Stahl mit vier Abschnitten) geändert wird, so dass die Pulspolarität in dem Transformator nicht geändert wird (wie sie in der bevorzugten Ausführungsform ist).
BIPOLARER BETRIEB
7 zeigt eine Modifizierung, die einen bipolaren Betrieb des Lasers ermöglicht. In diesem Falle werden zwei Leistungsversorgungen vorgesehen, wobei eine + 1200 Volt und die andere – 1200 Volt liefert. Ferner ist der Schalter 46 zwei mal vorhanden, so dass man einen Schalter 46a und einen Schalter 46b erhält. Wenn 46a geschlossen wird, ist die Polarität des Systems so, wie dies zuvor detailliert beschrieben ist. Wenn jedoch der Schalter 46a offen und der Schalter 46b geschlossen ist, ist der resultierende Puls überall invertiert und die Elektronen fließen durch den Entladungsspalt von der Masseelektrode zu der Hochspannungselektrode hin (in diesem Falle ungefähr + 14000 Volt). In diesem Falle wird die Energierückgewinnungsschaltung 57 nicht benötigt. Stattdessen wird (beispielsweise) Co_a auf + 700 Volt bei To geladen, 46a wird geschlossen, wodurch Co_a sich über die Induktivität 48 entladen kann, woraufhin der Schalter 46a geöffnet und 46b geschlossen wird, wodurch die reflektierte Energie in Co_b zurückgewonnen wird und nach der Rückgewinnung der Energie öffnet der Schalter 46b. Anschließend wird Co_b auf – 700 Volt geladen und beim nächsten To schließt 46b, wodurch sich Co_b über die Schaltung entladen kann. Das Ergebnis sind abwechselnde Entladungsrichtungen. Diese Ausführungsform kann einen gleichmäßigeren Verschleiß der Elektroden liefern.
RESONANTES AUFLADEN
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Leistungsversorgungsmodul, das für die erste bevorzugte Ausführungsform beschrieben ist und in welcher zwei Gleichrichter, ein Inverter und ein Transformator verwendet ist, wie in den 1 und 2 gezeigt ist, durch eine handelsübliche Leistungsversorgung und eine resonante Ladeschaltung ersetzt. Diese zuletzt genannte Lösung liefert eine wesentlich schnellere Aufladung des Ladekondensators.
Eine elektrische Schaltung, in der diese bevorzugte Ausführungsform dargestellt ist, ist in 9 gezeigt. In diesem Falle wird eine standardmäßige Gleichspannungsleistungsversorgung 200 mit einem 480 VAC/40 Ampereeingang und einem 1200 VDC, 50 Ampereausgang verwendet. Derartige Leistungsversorgungen sind von Zulieferern, etwa Elgar/Sorensen, Maxwell, Kaiser und EMI/Ale erhältlich. Diese Leistungsversorgung lädt kontinuierlich einen 325 Mikrofaradkondensator 202 auf einen Spannungspegel auf, der von der Steuerplatine 204 vorgegeben wird 222. Die Steuerplatine 202 ordnet ferner das Schließen und Öffnen des IGBT-Schalters 206 an, um Energie von dem Kondensator 202 zu dem Kondensator 42 zu übertragen. Eine Induktivität 208 bestimmt die Übertragungszeitkonstante in Verbindung mit der äquivalenten Reihenkapazität der Kondensatoren 202 und 42. Die Steuerplatine 202 empfängt eine Rückkopplungsschwankung 212, die proportional zu der Spannung auf dem Kondensator 42 ist, und empfängt eine Rückkopplungsspannung 214, die proportional ist zu dem Strom, der durch die Induktivität 208 fließt. Aus diesen beiden Rückkopplungssignalen kann die Steuerplatine 204 die endgültige Spannung auf dem Kondensator 42 berechnen, wenn der IGBT-Schalter 206 zu diesem Zeitpunkt geöffnet wird. Daher kann mit einer Sollspannung 210, die der Steuerplatine 204 eingespeist wird, eine präzise Berechnung der in dem Kondensator 42 und der Induktivität 208 gespeicherten Energie durchgeführt werden, um diese mit der erforderlichen Ladespannung, die angewiesen wird 210, zu vergleichen. Aus dieser Berechnung bestimmt die Steuerplatine 204 den exakten Zeitpunkt in dem Ladezyklus, um den IGBT-Schalter 206 zu öffnen.
Nach dem Öffnen des IGBT-Schalters 206 wird die in dem magnetischen Feld der Induktivität 208 gespeicherte Energie auf den Kondensator 42 über den Diodenzweig 216 übertragen. Die Genauigkeit der Echtzeit-Energieberechnung bestimmt das Maß der Fluktuation, die bei der endgültigen Spannung auf dem Kondensator 42 auftritt. Auf Grund der extremen Ladegeschwindigkeit dieses Systems kann eine zu große Schwankung im Vergleich auf die Systemregelungserfordernisse von ± 0,5% vorhanden sein. Daher kann einen Entladeschaltung verwendet werden, um die Spannungsregelung weiter zu verbessern.
Die Entladeschaltung 216 wird zum Schließen angesteuert mittels der Steuerplatine 204, wenn der Stromfluss durch die Induktivität 208 aufhört. Die Zeitkonstante des Kondensators 42 und des Widerstandes 220 ist ausreichend kurz, um den Kondensator 42 geringfügig auf die Sollspannung 210 zu entladen, ohne dass dies ein nennenswerter Anteil des gesamten Ladezyklus ist.
Die Vorteile dieser Art des Ladesystems bestehen darin, dass der Kondensator 42 rasch aufgeladen werden kann (typischerweise nur durch die Spitzenstromwerte des IGBT-Schalters 206 begrenzt), und die Gleichspannungsleistungsversorgung kann kontinuierlich Leistung an den Kondensator 202 auf der Grundlage der gemittelten Leistung, die von der gesamten Schaltung aufgenommen wird, zuführen. Dies ist mit der Leistungsversorgung für eine Kondensatorladung zu vergleichen, die die Leistung zu dem Kondensator 42 vor der Initiierung einer Pulsentladung und eines Energierückgewinnungszyklus liefern kann. Als Folge davon müssen die Komponenten der Leistungsversorgung für die Kondensatorladung typischerweise für den Spitzenleistungsbetrieb ausgelegt sein, die typischerweise mindestens zwei mal so groß als die normale mittlere Leistung ist. Daher sind die meisten Leistungsversorgungen für die Kondensatorladung teurer als standardmäßige Leistungsversorgungen für eine vorgegebene mittlere Leistung.
Der IGBT-Schalter 206 kann auch durch andere Schaltertechnologien verwirklicht sein, etwa als MOSFET, HCT, SCR, GTO, etc.
SCHNELLERE ANSTIEGSZEIT
Durch jüngste Testdaten, die von einer Reihe von Excimerlasern gewonnen wurden, deutet sich an, dass Spannungspulse mit kürzerer Anstiegszeit, die der Laserkammer zugeführt werden, deutliche Vorteile auf diversen Bereichen einschließlich der Gesamtlasereffizienz, der Energiestabilität etc. ergeben können. Die Vorteile der kürzeren Anstiegszeiten scheinen noch entscheidender für die nächste Generation von Lasergeräten (ArF und F₂) zu sein als für gegenwärtige KrF-Laser.
Ein Grund dafür hängt mit den Entladungseigenschaften der Kammer zusammen. Bei typischen Drücken und Gemischen, die für Anwendungserfordernisse mit schmaler Bandbreite, etc. günstig sind, kann der Kammerdurchbruch vor dem vollständigen Übertragen von Energie von der letzten Stufe des gepulsten Leistungsmoduls zu der Kammerspitzenspannungskapazität auftreten. In diesem Falle ermöglicht ein Ausgangspuls mit kürzerer Anstiegszeit eine effizientere Energieübertragung an die Kammerspitzenspannungskapazität, bevor die Kammerentladung beginnt.
Üblicherweise erfordern Pulse mit schnelleren Anstiegszeiten aus einem magnetischen Modulator einfach nur mehr Stufen für die Pulskompressionszeit, da der anfängliche Puls typischerweise durch die primärseitigen Schalteinrichtungen begrenzt ist. Der Vorteil dieses spezifischen Lösungsansatzes besteht darin, dass zusätzlich Pulskompressionsstufen (mit den dazugehörigen Komplikationen mit reduzierter Effizienz erhöhten Kosten, etc.) nicht erforderlich sind.
In diesem Falle wird die schnellere Ausgangsanstiegszeit durch Verbesserungen in vorhergehenden Kompressionsstufenschaltungen sowie einer neu gestalteten Ausgangsstufe erreicht.
Um die schnellere Ausgangsanstiegszeit des Pulsleistungssystems zu erzielen, wurde die Ausgangsstufe dieses speziellen Beispiels umgestaltet, um weniger Windungen in toroidförmigen Induktivität zu verwenden. Zusätzliches Kernmaterial wurde in dem umgestalteten magnetischen Schalter eingesetzt, indem ein weiterer 1,27 cm (0,5 Inch) dicker Kern integriert wurde. Da die gesättigte Induktivität sich wie das Quadrat der Anzahl der Windungen in dem Schalter verhält, hat das Verringern der Anzahl der Windungen von 5 auf 2 einen merklichen Einfluss beim Verringern der Gesamtinduktivität (trotz der Tatsache, dass sich die Höhe des Schalters vergrößert). Der Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass eine zusätzliche Leckspannung an die Laserkammer während der Zeit angelegt wird, in der sich die Spannung an dem magnetischen Schalter aufbaut, da die nicht gesättigte Induktivität ebenso auf Grund der Verringerung der Anzahl der Windungen reduziert wird. Wenn dies nicht wünschenswert ist, sind andere Lösungen verfügbar, um die Auswirkungen dieser Leckspannung zu reduzieren.
Da das Spannungs-Zeit-Produkt des Schalters auch proportional zu der Anzahl der Windungen ist, muss zusätzliches Material zu dem Schalter hinzugefügt werden, um das gleiche Spannungs-Zeit-Produkt, wie es für die Ausführungsform erforderlich ist, beizubehalten. Nachteiligerweise sind auch die Kernverluste proportional zum Volumen des magnetischen Materials. Folglich ist es wünschenswert, das Kernmaterial im Hinblick auf die Effizienz sowie auf die Kosten des Materials zu minimieren. Wie zuvor beschrieben ist, wurde ein zusätzlicher Kern zu den drei bestehenden Kernen hinzugefügt und jeder Kern wurde umgestaltet, um die Querschnittsfläche zu vergrößern. Diese Modifizierungen kompensieren jedoch nicht vollständig die Verringerung des Spannungs-Zeit-Produkts in Folge der Reduzierung der Windungen. Eine Lösung für dieses Problem besteht darin, die Ausgangsanstiegszeit der vorhergehenden Stufen zu verbessern, so dass eine schnellere Übertragungszeit möglich ist. Dies wiederum verringert das geforderte Spannungs-Zeit-Produkt und verkleinert auch die Anforderungen an das Kernmaterial für den Ausgangsstufenschalter.
Die Ausgangsanstiegszeit der vorhergehenden Stufe kann durch eine Kombination diverser Vorgehensweisen verringert werden. Ungefähr die Hälfte der Induktivität der bestehenden Schaltung ist mit der gesättigten Induktivität des vorhergehenden magnetischen Schalters verknüpft. Als Folge davon kann der vorhergehende Schalter ebenso umgestaltet werden, um diesen Parameter zu verringern. Dies kann ähnlich zu dem Vorgehen ausgeführt werden, wie dies bei dem Ausgangsstufenschalter ausgeführt wurde (durch Verringern der Anzahl der Windungen). In diesem Falle wird jedoch in dem bestehenden Entwurf lediglich eine Windung verwendet. Daher besteht die einzige Alternative, die gesättigte Induktivität zu modifizieren, darin, die magnetische Weglänge der Kerne zu vergrößern (da die gesättigte Induktivität umgekehrt proportional zu diesen Parameter ist). Zu anderen Vorgehensweisen zur Verringerung der Schaltungsinduktivität gehören das Verringern der Verbindungskabellänge zwischen den beiden SSPPM-Modulen und das Reduzieren anderer diverser Schaltungsstreuinduktivitäten (beispielsweise Erhöhen der Anzahl der einzelnen Kondensatoren, die bei der Energiespeicherungsstufen beteiligt sind, da die Streuinduktivität die Parallelinduktivität jedes Kondensators ist). Die erste Pulserzeugungsstufe kann ebenso schneller gemacht werden, sofern der „Start"-Schalter in der Lage ist, erhöhte Spitzenstrompegel und dl/dt-Pegel auszuhalten.
VERRINGERTER LECKSTROM
Wie zuvor dargelegt ist, besteht eine mögliche Gefahr bei magnetischen Pulskompressionsschaltungen im Leckstrom von der Ausgangsstufe, der auftritt, wenn sich die letzte Kompressionsstufe auflädt. Dieser Leckstrom kann zu einem Anstieg der Spannung an den Laserelektroden vor dem Anlegen des Hauptspannungspulses führen. Wenn dieser Spannungsanstieg vor dem Puls zu hoch ist, kann das Verhalten der Laserentladung negativ beeinflusst werden. Ein Beispiel einer nachteiligen Wirkung des Spannungsanstiegs vor dem Puls ist ein vorzeitiges „Verlöschen" der Koronaröhre, die für die Vorionisierung des Lasergases verwendet wird. Die Koronaröhrenvorionisierung benutzt ein hohes elektrisches Feld an einer isolierenden Oberfläche, um eine Korona in dem Lasergas in der Nähe einer isolierenden Oberfläche zu erzeugen. Diese Korona erzeugt kurzwellige UV-Strahlung, die wiederum das Lasergas innerhalb des Volumens zwischen den Laserelektroden ionisiert. Wenn der Spannungsanstieg vor dem Puls, der durch Leckstrom aus der Ausgangsstufe der magnetischen Kompressionsschaltung resultiert, zu hoch wird, dann wird die Korona zu früh vor dem Hauptspannungspuls erzeugt und ein Großteil der Ionisierung geht vor dem Ereignis der Hauptentladung verloren.
Die nachfolgend beschriebenen Modifizierungen liefern ein kompaktes und effizientes Verfahren, um den Spannungsanstieg vor dem Puls, der durch diesen Leckstrom hervorgerufen wird, im Wesentlichen zu vermeiden. Die Modifizierungen bestehen aus einer zusätzlichen Kompressionsstufe, die der vorher beschriebenen magnetischen Pulskompressionsschaltung hinzugefügt wird. Diese zusätzliche Stufe kann so gestaltet sein, dass sie selbst keine Kompression liefert, sondern lediglich einfach die Funktion besitzt, um zu verhindern, dass der Leckstrom aus der vorhergehenden Stufe den Laser erreicht.
In der in 1 gezeigten magnetischen Pulskompressionsschaltung sind die Spitzenspannungskapazität und die Induktivität des Kopfes des Lasers durch Cp und Lp repräsentiert. Die Kapazität und die sättigbare Induktivität der letzten Stufe der Kompressionsschaltung sind durch Cp-1 und Lp-1 repräsentiert. Die Stufen vor der letzten Stufe sind durch C1 und L1 repräsentiert. Der Leckstrom durch Lp-1 und Cp-1 verursacht einen Spannungsanstieg an Cp und damit eine Spannung an den Laserelektroden. Ein allgemeines Verfahren zur Vermeidung dieses Leckstromes besteht darin, eine oder mehrere Stufen zwischen Cp-1 und Cp vorzusehen.
Die Nachteile des Verwendens einer zusätzlichen Stufe nur für den Zweck, den Leckstrom abzublocken, sind u. a. zusätzliche Kosten, die Größe und insbesondere ein Energieverlust. Diese Stufe muss mit der Spannungsabblockung so gestaltet sein, um die volle Energie des Hauptpulses zu handhaben, wenn diese auf dem Blockkondensator gespeichert wird. Das Spannungs-Zeit-Produkt der abblockenden sättigbaren Induktivität muss ferner groß genug sein, um die Spannung abzublocken, bis der vollständige Transfer von Cp-1 zu dem Abblockkondensator stattfindet. Das Finden einer Gestaltung, die diese Erfordernisse berücksichtigt, ist nicht unmöglich, erfordert jedoch die Verwendung vieler teurer Komponenten (d. h. Hochspannungskondensatoren, sättigendes Magnetmaterial mit hoher Geschwindigkeit und Isolatoren mit hoher dielektrischer Festigkeit).
Die Energieverluste, die mit dieser Abblockstufe verknüpft sind, können beträchtlich sein. Da diese Stufe während der Aufladezeit der letzten Ausgangsstufe arbeiten muss, typischerweise 50 bis 150 ns, können Verluste auf Grund der Verlustwärme in den Hochspannungskondensatoren und Sättigungsverluste in den Magnetmaterialien der Induktivität bis zu 10 bis 20% der Gesamtenergie des Hauptpulses sein. Es mag möglich sein, den Energiebetrag zu erhöhen, der in die Kompressionsschaltung eingespeist wird, um diese Verluste zu kompensieren, aber dann muss jede Stufe entsprechend einem zusätzlichen sättigbaren Material umgestaltet werden, um dieser zusätzlichen gespeicherten Energie Rechnung zu tragen.
Die Wärmebelastung, die dieser Abblockstufe auferlegt wird, kann ebenso problematisch sein. Da die letzte Stufe eine schnelle Anstiegszeit aufweisen muss, muss die Streuinduktivität auf einem Minimum gehalten werden. Um eine geringe Streuinduktivität zu erreichen, müssen die Komponenten möglichst nahe aneinander angeordnet werden. Ein derartiges Gestaltungskriterium widerspricht jedoch den Erfordernissen für viele effiziente Wärmeübertragungsmechanismen. Die Verwendung von Kühlflüssigkeiten, etwa dielektrischem Öl, kann die Abfuhr von Wärme unterstützen, wobei jedoch die Gefahr eines Aussickerns dieses Öles in einer modernen Fertigungsstätte für integrierte Schaltungen nicht akzeptabel ist.
Ein typischer Spannungsanstieg vor dem Puls, der durch den Leckstrom hervorgerufen wird, ist in 6c gezeigt (siehe die Cp-Spannungskurve). Eine Abblockstufe, wie sie zuvor beschrieben ist, muss ein ausreichendes Spannungs-Zeit-Produkt aufweisen, um den Leckstrom und den Hauptpuls von 20 kV abzublocken. Die Fläche unter der Spannungskurve für den Leckstrom ist wesentlich kleiner als die für den Hauptpuls, und zwar bis zu einem Faktor von 100. Wenn eine Schaltung implementiert würde, die lediglich ein Spannungs-Zeit-Produkt abblocken kann, das äquivalent der Fläche unter dem Leckstrom ist, würde eine beträchtliche Verringerung des magnetischen Materials erforderlich sein.
Eine derartige Schaltung ist in 11 gezeigt, die eine Modifizierung der Schaltung aus 2 repräsentiert. Die Spitzenspannungskapazität dese Lasers, Cp wird in zwei Gruppen aufgeteilt, die als Cp1 und Cp2 bezeichnet sind, so dass die Summe aus Cp1 und Cp2 gleich Cp der Schaltung aus 2 ist. Die Kapazität Cp2 ist an der Kammer in der standardmäßigen Weise angebracht und somit besitzt die Induktivität zwischen Cp2 und den Laserelektroden, Lp2, den gleichen Wert wie die standardmäßige Konfiguration, d. h. Lp. Der zweite Bereich Cp1 ist von den Laserelektroden und Cp2 durch eine sättigbare Induktivität Lp1 getrennt. Aus den später dargelegten Gründen kann die gesättigte Induktivität von Lp1 auf einen ähnlichen Wert wie die standardmäßige Kopfinduktivität Lp eingestellt werden.
Wenn ein Leckstrom durch Lp-1 fließt, während Cp-1 geladen wird, verursacht dieser Strom einen Spannungsanstieg an Cp1. Auf Grund der sättigbaren Induktivität Lp1 tritt diese Spannung nicht über Cp2 oder den Laserelektroden auf. Das Spannung-Zeit-Produkt von Lp1 ist so gewählt, um nicht den von der Kompressionsschaltung erzeugten Hauptpuls abzublocken, sondern diese ist lediglich so bemessen, um die Spannung an Cp1 abzublocken, die von dem Leckstrom aus der Kompressionsschaltung hervorgerufen wird. Wenn Cp-1 vollständig geladen ist und Lp-1 in die Sättigung gerät, gerät Lp1 ebenso in die Sättigung, so dass es einen Pfad mit geringer Induktivität zwischen Cp1 und Cp2 gibt, der aus der Reihenschaltung aus Lp1 (gesättigt) und Lp2 besteht. Diese Reihenschaltung ist typischerweise zehn mal kleiner als die gesättigte Induktivität der letzten Kompressionsstufe Lp-1, so dass diese eine geringe oder gar keine Auswirkung auf die Transferzeit von Cp-1 auf die Parallelschaltung von Cp1 und Cp2 ausübt.
Der Grund, warum die gesättigte Induktivität von Lp1 im Wesentlichen gleich Lp (und damit gleich Lp2) gemacht werden kann, besteht darin, dass die Erfordernisse für das Spannungs-Zeit-Produkt äußerst gering sind und dass das maximale Spannungspotential, das an Lp1 angelegt wird, kleiner als 1 kV ist. Da die an Lp1 abgeblockte Spannung kleiner als 1 kV ist, kann eine einzelne Schicht aus 0,13 mm (0,005 Inch) dicker Kapton-Folie als Isoliermaterial zwischen dem Cp1-Kondensatorbus 102 und dem Cp2-Kondensatorbus verwendet werden (die Lage der dünnen Schicht ist bei 104 gekennzeichnet, ist jedoch zu klein, um in der Zeichnung erkennbar zu sein). Eine derartige kleine Trennung zwischen jedem Kondensatorbus führt zu einer sehr kleinen Schleifenfläche und damit zu einer geringen Induktivität.
Die sättigbare Induktivität Lp1 kann selbst so gemacht werden, dass diese einen geringen gesättigten Induktivitätswert aufweist, da die erforderliche Menge an magnetischem Material gering ist (auf Grund der geringen Anforderungen für das Spannungs-Zeit-Produkt).
Eine detaillierte Zeichnung einer bevorzugten Ausführungsform ist in 12 gezeigt. Die massive Platte 100, die in 12 gezeigt ist, ist der Bus für die Verbindung der Cp2-Kondensatoren mit den elektrischen Durchführungen der Kammer. Die wesentlich kleinere Platte 102 ist der Bus für die Verbindung der Cp1-Kondensatoren mit dem Kompressionskopf und der Oberseite der sättigbaren Induktivität Lp1, die von dem Leitermaterial 106 und den Spulen 108 aus Klebeband mit einer magnetischen Metalllegierung, etwa Metglas, hergestellt ist, das ein allgemein verwendetes Material für den Aufbau sättigbarer Induktivitäten repräsentiert. Diese Kombination eines Leiters und eines magnetischen Materials dient ferner dazu, L2 in der Ausführungsform zu definieren. In diesem Falle fließt der Strom unter Cp1 und seitlich von Cp2.
Es muss eine Auswahl erfolgen, wie die Unterteilung der Cp-Kapazität in Cp1 und Cp2 zu erfolgen hat. Es gibt zwei Betrachtungen, wenn diese Entwurfsentscheidung getroffen wird. Das erste Kriterium ist die Größe von Cp1. Wenn Cp1 sehr klein gemacht wird, dann ist der durch den Leckstrom durch Lp-1 hervorgerufene Spannungsanstieg groß, und das Spannungs-Zeit-Produkt der sättigbaren Induktivität Lp1 muss groß sein. Dieses Kriterium führt tendenziell zu einem Cp1-Wert, der einen hohen Anteil an der Gesamtkapazität Cp besitzt.
Das zweite Kriterium ist die Größe von Cp2. Wenn Cp2 klein gemacht wird, dann können die geringen Anteile elektrischer Energie, die sich zwischen Kompressionsstufen nach dem Hauptpuls ausbreiten, zu großen Spannungsspitzen an Cp2 führen. Diese störenden Spannungsspitzen werden häufig als verspätete Signale bezeichnen und man stellte fest, dass diese eine Erosion der Elektroden hervorrufen, wenn sie ausreichend Spannung aufweisen, um einen Durchbruch in dem Lasergas zu bewirken. Das Vergrößern von Cp2 würde die Spannungspegel verringern, die durch die verzögerten Signale hervorgerufen werden und damit die Möglichkeit eines Spannungsdurchbruchs in Gas vermeiden.
Nachteiligerweise führen diese beiden Kriterien zu widersprüchlichen Erfordernissen für die Größe von Cp1 und Cp2. Man hat festgestellt, dass ein Bereich für Cp1 zwischen 1/3 und 2/3 des gesamten Cp zu befreigenden Ergebnissen führen kann. Solange die Energie in den verzögerten Signalen minimiert werden kann, sollte Cp1 so groß wie möglich gemacht werden, um das erforderliche Spannungs-Zeit-Produkt für die sättigbare Induktivität Lp1 zu verringern. Das Verringern der Anforderung für das Spannungs-Zeit-Produkt von Lp1 führen zu geringeren Anforderungen für das magnetische Material, eine kleinere Wärmebelastung und eine reduzierte gesättigte Induktivität.
AUSFÜHRUNGSFORM MIT HOHER EINSCHALTZEIT
In dem typischen Betriebsmodus für dieses System in einem Excimerlaser in einem Photolithographieeinzelbelichter oder Abtaster, arbeitet das Pulsleistungssystem typischerweise nicht bei einer Einschaltdauer von 100%. In den meisten Fällen variiert die Einschaltdauer von ungefähr 50 bis 70%. Jedoch ist es in gewissen Fällen (etwa beim Lebensdauertest von optischen Komponenten, etc.) wünschenswert, den Laser mit dem maximalen Einschaltverhältnis von 100% zu betreiben. In diesem Falle ist die durchschnittliche Verlustleistungsabgabe des Puls-Leistungs-Systems höher als in dem normalen typischen Betriebsmodus. Es wird daher eine weitere Ausführungsform repräsentiert, die besser in der Lage ist, bei dieser höheren durchschnittlichen Leistung zu arbeiten, indem eine Wasserkühlung zusätzlich zu der normalen Zwangsluftkühlung, die durch Kühlungslüfter bereitgestellt wird, verwendet wird.
Ein Nachteil der Wasserkühlung war üblicherweise die Gefahr eines Lecks, das in dem Modul in der Nähe der Komponenten oder der Verdrahtung auftritt, die der hohen Spannung ausgesetzt sind. Diese spezielle Ausführungsform vermeidet diese Gefahr, indem ein einzelnes massives Stück einer Kühlröhre verwendet wird, die innerhalb des Moduls verlegt ist, um jene Komponenten zu kühlen, die normalerweise den Hauptteil der in dem Modul freigesetzten Wärme abführen. Da keine Verbindungen oder Anschlüsse innerhalb des Modulgehäuses vorhanden sind und die Kühlröhre ein zusammenhängendes Stück eines massiven Metalls (beispielsweise Kupfer, rostfreier Stahl, etc.) ist, ist die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Lecks äußerst reduziert. Modulverbindungen zu dem Kühlwasser sind daher außerhalb des Schichtmetallgehäuses vorgesehen, an Stellen, an denen die Kühlröhre mit einem Schnellverbindungselement kombiniert ist.
DETAILLILERTE BESCHREIBUNG DAS KOMMUTATORS
Im Falle des Kommutatormoduls ist eine wassergekühlte sättigbare Induktivität 54a vorgesehen, wie sie in 17a gezeigt ist, die ähnlich zu der in 14 gezeigten Induktivität 54 ist, mit der Ausnahme, dass die Rippen 54 durch einen wassergekühlten Mantel 54a1 ersetzt sind, wie in 14a gezeigt ist. Die Kühlleitung 54a2 ist innerhalb des Moduls so verlegt, dass die Ummantelung 54a1 umschlossen wird und führt ferner durch eine Aluminiumgrundplatte, an der die IGBT-Schalter und die Reihendioden montiert sind. Diese drei Komponenten führen den Hauptanteil der Verlustleistung in dem Modul. Andere Komponenten, die ebenso Verlustwärme erzeugen (Schutzdioden und Widerstände, Kondensatoren, etc.) werden durch Zwangsbelüftung gekühlt, die von den beiden Lüftern im hinteren Bereich des Moduls erzeugt wird.
Da die Ummantelung 54a1 auf Massepotential gehalten wird, gibt es keine Spannungsisolationsprobleme beim direkten Anbringen der Kühlröhre an dem Reaktorgehäuse. Dies wird durch Pressen der Röhre in einen Schwalbenschwanzrillenausschnitt in der Außenseite des Gehäuses bewerkstelligt, wie dies bei 54a3 gezeigt ist und indem eine thermisch leitende Verbindung verwendet wird, um einen guten thermischen Kontakt zwischen der Kühlröhre und dem Gehäuse herzustellen.
Obwohl die IGBT-Schalter bei hoher Spannung „potentialfrei" sind, isoliert deren modulare Konfiguration den Aufbau und die Wärmesenke kann bei Massepotential betrieben werden und ist dadurch sehr viel einfacher zu kühlen, da die Hochspannungsisolation in dem Kühlkreislauf nicht erforderlich ist. In diesem Falle wird die Kühlröhre in eine Rille in einer Aluminiumbasisplatte eingepresst, auf der die IGBT's montiert sind. Wie bei der Induktivität 54a wird eine thermisch leitende Verbindung verwendet, um die Gesamtverbindung zwischen der Röhre und der Basisplatte zu verbessern.
Die Reihendioden sind ebenfalls während des normalen Betriebs in der Nähe eines relativ hohen Potentials „potentialfrei". In diesem Falle liefert das Diodengehäuse, das typischerweise in der Ausführungsform verwendet wird, keine Hochspannungsisolierung. Um diese erforderliche Isolierung vorzusehen, wird das „puckförmige" Diodengehäuse innerhalb einer Wärmesenkenanordnung geklemmt, die auf der Oberseite einer Keramikgrundplatte montiert wird, die dann auf der Oberseite der wassergekühlten Aluminiumbasisplatte befestigt wird. Die Keramikgrundplatte ist gerade dick genug, um die erforderliche elektrische Isolierung sicherzustellen, aber nicht dick genug, um einen größeren thermischen Widerstand als erforderlich hervorzurufen. Bei dieser speziellen Ausführungsform ist das Keramikmaterial ein 1,60 mm (1/16 inch) dickes Aluminiumoxid, obwohl andere exotischere Materialien, etwa Beryllium, ebenso verwendet werden können, um den thermischen Widerstand zwischen dem Diodenübergang und dem Kühlwasser weiter zu verringern.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DES KOMPRESSIONSKOPFES
Der wassergekühlte Kompressionskopf ist in der elektrischen Ausgestaltung ähnlich zu der zuvor beschriebenen luftgekühlten Version (es werden die gleichen Arten an keramischen Kondensatoren verwendet, ein ähnliches Material wird in der Reaktorgestaltung verwendet, etc.). Die wesentlichen Unterschiede in diesem Falle liegen darin, dass das Modul bei höheren Wiederholungsraten und daher bei einer höheren durchschnittlichen Leistung betrieben werden muss. Im Falle des Kompressionskopfmoduls wird der Hauptanteil der Wärme in der modifizierten sättigbaren Induktivität 64a erzeugt. Das Kühlen dieser Teilanordnung ist keine einfache Aufgabe, da das gesamte Gehäuse bei gepulsten hohen Spannungen betrieben wird. Die Lösung für dieses Problem besteht darin, das Gehäuse induktiv vom Massepotential zu trennen. Diese Induktivität wird hergestellt, indem die Kühlröhre in die beiden zylindrischen Formen gewickelt wird, die einen Ferritmagnetkern enthalten. Sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangskühlleitung werden um die zylindrischen Bereiche eines Ferritkerns herumgewickelt, der aus den zwei zylindrischen Bereichen und den beiden Ferritblöcken gebildet ist, wie dies in den 8c, d und e gezeigt ist.
Die Ferritstücke sind aus CN-20 Material hergestellt, das von Ceramic Magnetics, Inc., Fairfield, New Jersey hergestellt wird. Eine einstückige Kupferröhre 0,47 cm (0,187 inch) im Durchmesser wird durch Pressen eingepasst und an eine Wicklungsform um das Gehäuse 64a1 der Induktivität 64a und um die zweite Wicklungsform geführt. Eine ausreichende Länge wird an den Enden belassen, so dass diese sich durch Fittinge in der Schichtmetallabdeckung des Kompressionskopfes so erstrecken, dass kein Kühlröhrenanschluss innerhalb des Gehäuses vorhanden ist.
Die Induktivität 64a umfasst eine schwalbenschwanzförmige Rille, wie dies bei 64a2 gezeigt ist, ähnlich zu jener, die in dem Reaktorgehäuse in der wassergekühlten ersten
Stufe des Kommutators verwendet ist. Dieses Gehäuse ist im Wesentlichen ähnlich zu dem vorhergehenden luftgekühlten Gehäuse mit Ausnahme der schwalbenschwanzförmigen Rille. Die Kühlwasserröhre aus Kupfer wird in diese Rille eingepresst, um einen guten thermischen Kontakt zwischen dem Gehäuse und der Wasserkühlröhre zu erzeugen. Eine thermisch leitende Verbindung wird ferner hinzugefügt, um den thermischen Widerstand zu minimieren. Die Gestaltung des Reaktors selbst wurde zuvor im Abschnitt „schnellere Anstiegszeit" beschrieben.
Die elektrische Ausgestaltung der Induktivität 64a weicht geringfügig von der von 64, wie sie in den 8a und 8b gezeigt ist, ab. Die Induktivität 64a ist lediglich mit zwei Windungen (anstatt fünf Windungen) um den magnetischen Kern 64a3 versehen, der aus vier Klebebandspulen (anstelle von dreien) aufgebaut ist.
Als Folge dieses leitenden Pfades der wassergekühlten Röhre von dem Ausgangspotential zur Masse ist die Vormagnetisierungsstromschaltung geringfügig unterschiedlich. Wie zuvor wird ein Vormagnetisierungsstrom mittels eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlers in dem Kommutator über ein Kabel in den Kompressionskopf geführt. Der Strom läuft durch die „positive" Vormagnetisierungsinduktivität Lb2 und ist mit dem Cp-1-Spannungsknotenpunkt verbunden. Dann spaltet sich der Strom auf, wobei ein Teil zu dem Kommutator über das HV-Kabel zurückfließt (durch die Transformatorsekundärseite zur Masse und zurück zu dem Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler). Der andere Teil läuft durch die Kompressionskopfkomponente Lp-1 (um den magnetischen Schalter vorzumagnetisieren) und dann durch die „negative" Vormagnetisierungsinduktivität Lb3 der Kühlwasserröhre und zurück zur Masse und zum Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler. Durch Angleichen des Widerstands in jedem Zweig ist der Gestalter in der Lage sicherzustellen, dass ein ausreichender Vormagnetisierungsstrom für den Kompressionskopfreaktor und den Kommutatortransformator verfügbar ist.
Die „positive" Vormagnetisierungsinduktivität Lb2 ist sehr ähnlich zur der „negativen" Vormagnetisierungsinduktivität Lb3 aufgebaut. In diesem Falle werden die gleichen Ferritstäbe und Blöcke als magnetischer Kern verwendet. Es werden jedoch zwei 3,18 mm (0,125 inch) dicke Plastikabstandselemente verwendet, um einen Luftspalt in dem magnetischen Kreislauf zu erzeugen, so dass die Kerne bei Gleichstrom nicht sättigen. Anstatt die Induktivität mit der Wasserkühlungsröhre zu wickeln, wird ein 18 AWG-Teflondraht um die Formen herum gewickelt.
Der Fachmann erkennt auf der Grundlage der in der obigen Offenbarung dargelegten technischen Lehren, dass viele andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung möglich sind. Daher sollte der Leser den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung als durch die angefügten Patentansprüche und deren legalen Äquivalente eingegrenzt sehen.

Claims

Leistungsquelle mit hoher Pulsrate zur Bereitstellung einer Pulsleistung für ein Elektrodenpaar, mit: A. einer Pulserzeugungsschaltung mit: 1) einem Ladekondensator (42) zum Speichern einer Ladung bei Spannungen über 600 Volt, 2) einem Halbleiterschalter (46), und 3) einer Strombegrenzungsinduktivität (48) zum Erzeugen elektrischer Pulse mit elektrischer Energie über 3 Joule und mit Spitzenspannungen über 600 Volt; B. mindestens zwei Pulskompressionsschaltungen (61, 65), die eine erste Kompressionsschaltung (61, die eine erste Pulskompression liefert, und eine zweite Kompressionsschaltung (65), die eine zweite Pulskompression liefert, definieren, wobei jede Kompressionsschaltung eine Kondensatorbank aufweist, wobei die erste Pulskompressionsschaltung eine erste sättigbare Induktivität (54a) und wobei die zweite Pulskompressionsschaltung eine zweite sättigbare Induktivität (64a) mit weniger als 6 Windungen aufweist; C. einem Hochsetzpulstransformator (56) zum Erhöhen der Spitzenspannung der elektrischen Pulse auf mindestens 12000 Volt, wobei der Pulstransformator mehrere elektrisch parallele Primärwicklungen und eine Sekundärwicklung mit mindestens einem im Wesentlichen geraden Leiter aufweist; D. einer sehr schnellen geregelten Leistungsversorgung (20) zum Laden des Ladekondensators (42) mit mindestens 3 Joule elektrischer Energie bei Spannungen von mindestens 600 Volt und weniger als 400 Mikrosekunden, und E. einem sehr schnellen Steuersystem (100) mit einem Prozessor (102) zum Steuern des Ladens des Ladekondensators mit einer Genauigkeitsabweichung von weniger als 1 % bei einer Rate von mindestens 2000 Ladungen pro Sekunde dadurch gekennzeichnet, dass die erste sättigbare Induktivität flüssigkeitsgekühlt ist, und die zweite sättigbare Induktivität flüssigkeitsgekühlt ist und Kühlleitungen aufweist, die ausgebildet sind, ein Gehäuse der zweiten sättigbaren Induktivität induktiv vom Massepotential zu isolieren.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die zweite sättigbare Induktivität in der zweiten Pulskompressionsschaltung (54a) weniger als drei Windungen aufweist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die zweite Pulskompressionsschaltung eine einzelne Bank aus Spitzenkondensatoren (C_P) aufweist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die zweite Pulskompressionsschaltung zwei separate Kondensatorbänke (C_p1, C_p2) aufweist und wobei jede Bank von den Elektroden mittels einer Induktivität (L_p1, L_p2) getrennt ist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 4, wobei die Induktivität durch eine einzelne sättigbare Induktivität bereitgestellt wird.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die zweite Kompressionsschaltung zwei separate Kondensatorbänke (C_p1, C_p2) aufweist, wobei eine der Kondensatorbänke (C_p1) von den Elektroden durch eine dritte sättigbare Induktivität (L_p1) getrennt ist und wobei die andere der Kondensatorbänke parallel zu den Elektroden angeschlossen ist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei der Hochsetztransformator (56) ein Teil der ersten Kompressionsschaltung ist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die Transformatorsekundärwicklung äquivalent zu einer Windung ist, die aus bis zu vier geraden Stäben zusammengesetzt ist, die elektrisch in Reihe geschaltet sind, um die Induktivität in der Schaltung zu minimieren und um schnelle Ausgangsanstiegszeiten zu ermöglichen.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die mehreren Primärwicklungen mindestens 20 Primärwicklungen enthalten.
Pulsleitungsquelle nach Anspruch 1, wobei die geregelte Leistungsversorgung eine Parallelentladeschaltung aufweist, die einen Schalter und einen Widerstand enthält, um die Spannung an dem Ladekondensator auf eine gewünschte Steuerspannung abzusenken, um eine gute Spannungsregulierung zu erreichen.
Elektrischer Entladungslaser mit einer Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die Pulsleistungsquelle elektrische Pulse bereitstellt, um Entladungen zwischen Elektroden (82, 84) des Lasers zur Erzeugung von Laserpulsen zu erzeugen, wobei jeder Puls eine Pulsenergie definiert.
Elektrischer Entladungslaser nach Anspruch 11, der ferner einen Pulsenergiemonitor zum Überwachen der Energie der Laserpulse umfasst.
Elektrischer Entladungslaser nach Anspruch 12, wobei der Prozessor für das Steuern des Ladens des Ladekondensators mit einem Algorithmus zum Berechnen einer Steuerspannung für einen Puls auf der Grundlage der Pulsenergie mindestens eines vorhergehenden Pulses programmiert ist.
Elektrischer Entladungslaser nach Anspruch 13, wobei der mindestens eine vorhergehende Puls alle Pulse einer Pulssequenz umfasst.
Elektrischer Entladungslaser nach Anspruch 14, wobei der mindestens eine Puls ferner Pulse von früheren Sequenzen enthält.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die mindestens zwei Kompressionsschaltungen zwei Kompressionsschaltungen sind und der Kondensator in der zweiten Kompressionsschaltung ein Spitzenkondensator ist.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, wobei die Pulserzeugungsschaltung, die Kompressionsschaltungen (61, 65), der Pulstransformator und die Leistungsversorgung als Module hergestellt sind und Komponenten eines elektrischen Entladungslasersystems, das zwei Elektroden definiert, bilden.
Pulsleistungsquelle nach Anspruch 17, wobei das Lasersystem ein Excimerlasersystem ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 18, wobei der Excimerlaser ein KrF-Lasersystem ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 19, wobei die Module durch Luft zwangsgekühlt sind und Öl nur zu jenen Unterbaugruppen zugeführt wird, in denen es für die Temperaturverteilung und/oder die Spannungsisolierung erforderlich ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 20, wobei die sättigbaren Induktivitäten in ein Transformatoröl eingetaucht sind, das einen Ölpegel in einem topfähnlichen Behälter definiert mit mindestens einem Dichtübergang (308), wobei der Ölpegel unterhalb des mindestens einen Dichtübergangs 308 liegt.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, wobei mindestens eine der sättigbaren Induktivitäten mindestens einen Bereich ohne Fluss (301, 302, 303, 304) aufweist, um den gesättigten Induktivitätswert der Induktivität zu minimieren.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, wobei die Kondensatoren und die Induktivitäten elektrisch verbunden sind unter Verwendung von kupferbeschichteten Leiterplatten und Bolzen zur Verbindung der Kondensatoren und Induktivitäten mit den Leiterplatten.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 17, wobei eine der beiden Elektroden mit Masse verbunden ist und das Pulsleistungssystem eine negative Hochspannung der anderen der beiden Elektroden zuleitet.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 17, wobei eine der beiden Elektroden mit Masse verbunden ist und das Pulsleistungssystem eine positive Hochspannung der anderen der beiden Elektroden zuleitet.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 17, wobei die Pulserzeugungsschaltung eine erste Pulserzeugungsschaltung zum Erzeugen negativer Pulse und ferner eine zweite Pulserzeugungsschaltung zum Erzeugen positiver Pulse umfasst, wobei die erste Pulserzeugungsschaltung und die zweite Pulserzeugungsschaltung so gesteuert sind, um abwechselnd Pulse zu erzeugen, um einen bipolaren Betrieb des elektrischen Entladungslasers zu bewirken.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 18, wobei das Excimerlasersystem ein ArF-Lasersystem ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, wobei die Verbindungen zwischen der Kompressionsschaltung und einer Laserkammer unter Verwendung eines stabartigen Materials gebildet sind, um eine schnelle und einfache Modulinstallation und Entkopplung zu ermöglichen und um die Justiertoleranzanforderungen für eine korrekte Befestigung zu verringern.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, wobei die sehr schnelle geregelte Leistungsversorgung durch eine Gleichspannungsleistungsversorgung und eine resonante Ladeeinheit ersetzt ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 17, wobei das Lasersystem ein modulares F₂-Lasersystem ist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 6, wobei die dritte sättigbare Induktivität so ausgebildet ist, um eine Leckspannung abzublocken.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, wobei Wasserkühlung verwendet ist, um die Komponenten direkt zu kühlen, die den Hauptanteil der Wärme innerhalb der Module aufnehmen.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 32, wobei die Wasserkühlungsröhre keine Verbindungsstellungen oder Verbindungen, die lecken könnten, innerhalb der Module aufweist.
Pulsleistungssystem nach Anspruch 32, wobei Wasserkühlung verwendet wird, um direkt Komponenten zu kühlen, die bei hohen gepulsten Potentialen in Bezug auf Masse unter Verwendung einer induktiven Isolation arbeiten.