DE60014519T2

DE60014519T2 - Digitaler FM-Demodulator unter Verwendung von Amplitudenkompensation

Info

Publication number: DE60014519T2
Application number: DE60014519T
Authority: DE
Inventors: Kenichi Taura; Masayuki Tsuji; Masahiro Tsujishita; Masayuki Ishida
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-07-12
Filing date: 2000-07-11
Publication date: 2005-10-27
Anticipated expiration: 2020-07-12
Also published as: EP1069678A2; EP1069678B1; US6664849B1; EP1069678A3; DE60014519D1; JP3518430B2; JP2001024442A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Demodulator, der ein frequenzmoduliertes Rundfunksignal durch digitale Signalverarbeitung demoduliert.
Empfänger für frequenzmodulierte (FM) Rundfunksignale haben traditionell analoge Demodulatorschaltungen verwendet, die typischerweise einen Begrenzer und einen Quadraturdetektor aufwiesen. Mit zunehmender Miniaturisierung von integrierten digitalen Schaltungen ist es jedoch vorteilhaft geworden, digitale FM-Demodulatorschaltungen zu verwenden, insbesondere in Empfängern, die auch digitale Rundfunksignale empfangen.
In einem FM-Rundfunkempfänger mit einem digitalen FM-Demodulator wird das an der Antenne empfangene Hochfrequenz(HF)-Signal auf eine Zwischenfrequenz (ZF) herabgesetzt, dann durch einen ZF- Begrenzungsverstärker geleitet, der ein ZF-Signal mit konstanter Amplitude ausgibt. Das ZF-Signal mit konstanter Amplitude wird in ein digitales Signal umgewandelt, demoduliert und dann zurück in ein analoges Signal verwandelt für die Ausgabe zu einem Lautsprecher.
Da der ZF-Begrenzungsvorgang unerwünschte harmonische Komponenten in das ZF-Signal einführt, wird das Ausgangssignal des ZF-Begrenzungsverstärkers durch ein Tiefpass-Vorfilter hindurchgeführt, um die Harmonischen vor der Analog/Digital-Umwandlung zurückzuweisen. Das Vorfilter muss erhebliche Dämpfung der harmonischen Komponenten mit einer extrem flachen Durchlasscharakteristik mit im wesentlichen keiner Welligkeit kombinieren, um die Wiedereinführung von Amplitudenänderungen in das ZF-Signal zu vermeiden. Es ist schwierig, diesen beiden Anforderungen in einem Filter des Typs, der in einer integrierten Halbleiterschaltung realisiert werden kann, zu genügen. Wenn das Vorfilter sich in einer integrierten Halbleiterschaltung befindet, die für die Miniaturisierung der Empfängerschaltung erforderlich ist, können Amplitudenveränderungen nicht vermieden werden, aber diese Amplitudenveränderungen verzerren das demodulierte Signal.
Eine weitere Diskussion dieses Problems wird in der detaillierten Beschreibung der Erfindung gegeben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen FM-Demodulator vorzusehen, der unerwünschte Amplitudenveränderungen, die in dem Demodulator vorangehenden Empfängerkomponenten erzeugt wurden, kom pensiert, wodurch die Anforderungen an das Leistungsvermögen dieser Komponenten herabgesetzt werden.
Der digitale FM-Demodulator nach der Erfindung hat Mittel zur Durchführung der folgenden Prozesse:
Umwandeln eines digitalen FM-Eingangssignals in ein demoduliertes Signal;
Erfassen der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals und Erzeugen eines entsprechenden Amplitudensignals; und
Einstellen der Amplitude des demodulierten Signals entsprechend dem Amplitudensignal, wodurch Veränderungen der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals kompensiert werden.
Da der digitale FM-Demodulator Amplitudenveränderungen kompensiert, kann zugelassen werden, dass Empfängerkomponenten, die das FM-Signal vor der Eingabe in den digitalen FM-Demodulator verarbeiten, Amplitudenveränderungen erzeugen, die bei einem herkömmlichen digitalen FM-Demodulator nicht toleriert werden konnten.
Die Mittel zum Umwandeln des digitalen FM-Eingangssignals in ein demoduliertes Signal können durch Verzögern des digitalen FM-Eingangssignals und Multiplizieren des digitalen FM-Eingangssignals mit dem verzögerten Signal arbeiten. Das demodulierte Signal kann durch verhältnismäßig einfache Verarbeitung auf diese Weise erhalten werden.
Das Amplitudensignal kann erhalten werden, indem die Summe der Quadrate des digitalen FM-Eingangssignals und des verzögerten Signals genommen wird. Das Amplitudensignal kann auf diese Weise wirksam berechnet werden.
Die Mittel zum Einstellen der Amplitude des demodulierten Signals können eine polynome Annäherung anwenden, um den Reziprokwert des Amplitudensignals zu berechnen. Der Reziprokwert kann somit durch vergleichsweise einfache Verarbeitung berechnet werden.
Das demodulierte Signal und das Amplitudensignal können dezimiert werden, bevor die Amplitude des demodulierten Signals eingestellt wird. Die erforderliche Einstellverarbeitungsmenge wird hierdurch herabgesetzt.
Der digitale FM-Demodulator nach der Erfindung kann auch Mittel zum Multiplizieren des digitalen FM-Eingangssignals mit einem Koeffizienten aufweisen, um Amplitudenveränderungen zu verringern, bevor die Demodulation durchgeführt wird. Die erforderlichen Einstellungen der Amplitude des demodulierten Signals können auf einen vergleichsweise kleinen Bereich beschränkt werden, wodurch die in dem Einstellvorgang durchgeführten Berechnungen vereinfacht werden.
Der digitale FM-Demodulator nach der Erfindung kann auch Mittel zum Anwenden einer Arcus-Sinus-Korrektur bei dem demodulierten Signal nach der Amplitudeneinstellung aufweisen. Die Arcus-Sinus-Korrektur verbessert die Linearität des demodulierten Signals.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den angefügten Zeichnungen:
1 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen FM-Rundfunkempfängers, der einen digitalen FM-Demodulator enthält;
2 ist ein Blockschaltbild des digitalen FM-Demodulators in 1;
3 ist ein Blockschaltbild eines FM-Rundfunkempfängers, der den digitalen FM-Demodulator nach der Erfindung enthält;
4 ist ein Blockschaltbild, das ein erstes Ausführungsbeispiel des digitalen FM-Demodulators nach der Erfindung illustriert;
5 ist ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel des digitalen FM-Demodulators nach der Erfindung illustriert;
6 ist ein Blockschaltbild, das ein drittes Ausführungsbeispiel des digitalen FM-Demodulators nach der Erfindung illustriert;
7 ist ein Blockschaltbild, das ein viertes Ausführungsbeispiel des digitalen FM-Demodulators nach der Erfindung illustriert;
8 ist ein Diagramm, das den Fehler einer polynomen Annäherung, die bei dem vierten Ausführungsbeispiel angewendet wird, illustriert; und
9 ist ein Blockschaltbild, das ein fünftes Ausführungsbeispiel des digitalen FM-Demodulators nach der Erfindung illust riert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden mit Bezug auf die angefügten Zeichnungen beschrieben, folgend einer detaillierteren Beschreibung eines herkömmlichen FM-Rundfunkempfängers, der digitale Signalverarbeitung anwendet. Gleiche Teile in verschiedenen Zeichnungen werden durch gleiche Bezugszeichen angezeigt.
1 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen FM-Rundfunkempfängers mit einem digitalen FM-Demodulator. Der Empfänger enthält eine Antenne 1, einen HF-Verstärker (AMP) 2, einen Mischer (MIX) 3, einen lokalen Oszillator (LO) 4, einen Bandpassfilter (BPF), das als ein Zwischenfrequenz(ZF)-Filter 5 verwendet wird, einen Zwischenfrequenz-Begrenzerverstärker 6, ein Tiefpassfilter (TPF), das als ein Vorfilter 7 verwendet wird, einen Analog/Digital(A/D)-Wandler 8, einen digitalen FM-Demodulator (DEMOD) 9, einen Digital/Analog(D/A)-Wandler 10, einen Audioverstärker 11 und einen Lautsprecher 12.
Das an der Antenne 1 empfangene Signal wird durch den HF-Verstärker 2 verstärkt und durch den lokalen Oszillator 4 und den Mischer 3 herabgestuft. Das Zwischenfrequenz-Bandpassfilter 5 entfernt unerwünschte Signalkomponenten, wie Komponenten benachbarter Kanäle, wonach der Zwischenfrequenz-Begrenzerverstärker 6 die Signalamplitude begrenzt, und das Vorfilter 7 weist Harmonische der Zwischenträgerfrequenz. Der A/D-Wandler 8 wandelt das sich ergebende Signal in ein digitales FM-Signal um, das durch den digitalen FM-Demodulator 9 in ein digitales Audiosignal demodu liert wird. Der D/A-Wandler 10 wandelt das digitale Audiosignal in ein analoges Audiosignal um, das durch den Audioverstärker 11 verstärkt und durch den Lautsprecher 12 wiedergegeben wird.
Gemäß 2 weist der digitale FM-Demodulator 9 eine Verzögerungseinheit 101, eine Multiplikationsvorrichtung 102 und ein Tiefpassfilter 103 auf. Ein digitaler Frequenzdiskriminator, der ein Verzögerungselement aufweist, ist beispielsweise aus der 5828238 A bekannt. Die Verzögerungseinheit 101 verzögert das digitale FM-Eingangssignal um eine Abtastperiode (Ts). Die Multiplikationsvorrichtung 102 multipliziert das sich ergebende verzögert Signal mit dem unverzögerten digitalen FM-Eingangssignal. Das Tiefpassfilter 103 führt eine digitale Tiefpass-Filteroperation bei dem Ausgangssignal der Multiplikationsvorrichtung 102 durch, um das demodulierte digitale Audioausgangssignal zu erhalten.
Die Arbeitsweise des digitalen FM-Demodulators 9 kann mathematisch wie folgt analysiert werden. Das von dem digitalen FM-Demodulator 9 empfangene digitale FM-Eingangssignal x₀ wird durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt, in der A_c die Zwischenträgeramplitude ist, f_c die Zwischenträgerfrequenz ist, p(kT) die Phasenverschiebung aufgrund der Modulation des Signals ist und T gleich 1/4f_c} ist, so dass 2πf_cT = π/2 ist. x0 = Accos{2πfckT + p(kT)} (1)
Die Verzögerungseinheit 101 liefert eine Verzögerung T, wobei das durch die folgende Gleichung (2) gegebene verzögerte Signal x₁ erhalten wird. x1 = Accos{2πfc(k – 1)T + p((k–1)T)} (2)
Da die Verzögerung T äquivalent einem Phasenwinkel π/2(90°) bei der Zwischenträgerfrequenz ist, kann das verzögerte Signal x₁ wie in der folgenden Gleichung (3) ausgedrückt werden. x1 = Accos{2πfckT + p((k – 1)T) – π/2} = Acsin{2πfckT + p((k – 1)T)} (3)
Die folgende Gleichung (4) zeigt das Ergebnis der Multiplikation von x₀, das in Gleichung (1) gegeben ist, mit x₁, das in Gleichung (3) gegeben ist. Das heißt, die Gleichung (4) drückt das Ausgangssignal der Multiplikationsvorrichtung 102 aus. x0·x1 = Ac 2sin{4πfckT + p(kT) + p((k – 1)T)}/2 + Ac 2sin{p(kT) – p((k – 1)T)}/2 (4)
Der erste Ausdruck in der Gleichung (4) hat eine Frequenz gleich dem Zweifachen der Trägerfrequenz und wird durch das Tiefpassfilter 103 zurückgewiesen. Nur das zweite Glied in Gleichung (4) wird von dem digitalen FM-Demodulator 9 ausgegeben. Dieses Glied ist proportional dem Sinus der Änderung der Phasenverschiebung p(kT) aufgrund der Verzögerung T (d.h., von {p(kT) – p((k – 1)T)}). Wenn T ausreichend kürzer als die Periode der maximalen Frequenz des modulierten Signals ist, ist die Phasenverschiebung klein, und eine Annäherung (y₀) an das Ausgangssignal des digitalen FM-Demodulators 9 kann erhalten werden durch Ersetzen der Sinusfunktion durch die Ableitung der Phasenfunktion p(t), wie in den nachfolgenden Gleichungen (5) und (6) gezeigt ist. y0 ≈ Ac 2sin{p(kT) – p((k – 1)T)}/2 (5) y0 ≈ Ac 2T{dp(t)/dt}/2 (6)
Für ein frequenzmoduliertes Signal ist die Ableitung mit Bezug auf die Zeit der Phasenverschiebung des modulierten Signals gleich dem modulierenden Signal, so dass das durch Gleich (6) gegebene Signal das demodulierte Signal ist.
Bei der vorhergehenden Diskussion wird angenommen, dass das in den digitalen FM-Demodulator 9 eingegebene Signal ein ideales digitales FM-Signal ist, im wesentlichen gleich einem Sinuswellensignal mit konstanter Amplitude bei der zwischen Trägerfrequenz, ohne höhere harmonische Komponenten. Wenn höhere Harmonische vorhanden sind, kann das demodulierte Signal stark verzerrt sein.
Wenn weiterhin die Amplitude (A_c) des digitalen FM-Signals variiert, werden die Amplitudenveränderungen direkt zu dem Ausgangssignal des digitalen FM-Demodulators 9 übertragen, wodurch das demodulierte Signal wieder verzerrt wird.
Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun beschrieben. Alle Ausführungsbeispiele werden in einem FM-Rundfunkempfänger mit der in 3 gezeigten Blockstruktur verwendet, aufweisend eine Antenne 1, einen HF-Verstärker 2, einen Mischer 3, einen lokalen Oszillator 4, ein Zwischenfrequenzfilter 5, einen Zwischenfrequenz-Begrenzerverstärker 6, ein Vorfilter 7, einen A/D-Wandler 8, einen digitalen FM-Demodulator 18, einen D/A-Wandler 10, einen Audioverstärker 11 und einen Lautsprecher 12. Die Gesamtstruktur dieses Empfängers ist dieselbe wie die Struktur des in 1 gezeigten herkömmlichen Empfängers, aber die innere Struktur des digitalen FM-Demodulators 18 unterscheidet sich von der in 2 gezeigten herkömmlichen Struktur.
Gemäß 4 weist bei einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung der digitale FM-Demodulator 18 eine FM-Demodulationseinheit 20, einen Amplitudendetektor 21, eine Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 und Amplitudenkompensationseinheit 23 auf. Jeder dieser Blöcke kann als Hardware, Software oder einer Kombination von Hardware und Software implementiert werden.
Die FM-Demodulationseinheit 20 empfängt ein abgetastetes digitales FM-Eingangssignal von dem A/D-Wandler 8, demoduliert das empfangene Signal und liefert das demodulierte Signal zu der Amplitudenkompensationseinheit 23. Das demodulierte Signal wird durch die vorstehende Gleichung (5) beschrieben, wobei es im wesentlichen proportional dem modulierenden Signal multipliziert mit dem Quadrat (A_c ²)der Trägeramplitude des digitalen FM-Eingangssignals ist.
Der Amplitudendetektor 21 empfängt ein Signal mit derselben Amplitude (A_c) wie der des digitalen FM-Eingangssignals von der FM-Demodulationseinheit 20, erfasst diese Amplitude (A_c) und erzeugt ein entsprechendes Amplitudensignal. In der folgenden Beschrei bung ist das entsprechende Amplitudensignal ein Signal, das das Quadrat (A_c ²) der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals anzeigt, dessen Durchschnitt über eine bestimmte Anzahl von Abtastungen des digitalen FM-Eingangssignals gebildet ist.
Die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 empfängt das von dem Amplitudendetektor 21 ausgegebene Amplitudensignal, erzeugt ein Koeffizientensignal proportional zu dem Reziprokwert des Amplitudensignals und liefert das Koeffizientensignal zu der Amplitudenkompensationseinheit 23. Das Koeffizientensignal wird als c/A_c ² bezeichnet, worin c eine Konstante ist.
Die Amplitudenkompensationseinheit 23 multipliziert das von der FM-Demodulationseinheit 20 empfangene demodulierte Signal mit dem Koeffizientensignal (c/A_c ²), das von der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 empfangen wurde. Das sich ergebende Produkt ist das demodulierte Audiosignal, das von dem digitalen FM-Demodulator 18 ausgegeben wird.
Die Wirkung der Amplitudenkompensationseinheit 23 ist das Ersetzen der möglicherweise variablen Größe A_c ² in der obigen Gleichung (5) durch eine konstante Größe (c). Demgemäß entfernt, selbst wenn die Amplitude (A_c) des digitalen FM-Eingangssignals variiert, wodurch das von der FM-Demodulationseinheit 20 ausgegebene demodulierte Signal verzerrt wird, die Amplitudenkompensationseinheit 23 die Verzerrung aus dem von dem digitalen FM-Demodulator 18 ausgegebenen demodulierten digitalen Audiosignal.
Zusammen genommen bilden die Amplitudenkompensations koeffizienten-Berechnungseinheit 22 und die Amplitudenkompensationseinheit 23 ein Amplitudeneinstellmittel, das Amplitudenveränderungen in dem digitalen FM-Eingangssignal wie durch das Vorfilter 7 in 3 eingeführte Veränderungen kompensiert. Folglich muss das Vorfilter 7 nicht den strengen Anforderungen an das Leistungsvermögen wie bei einem herkömmlichen Empfänger genügen. Ein zufrieden stellendes Leistungsvermögen kann durch ein Vorfilter 7 erhalten werden, das in einer integrierten Halbleiterschaltung implementiert ist, wodurch ermöglicht wird, dass der Empfänger in 3 kompakter und kostengünstiger als der herkömmliche Empfänger ist.
Die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 und die Amplitudenkompensationseinheit 23 kompensieren auch durch den A/D-Wandler eingeführte Amplitudenveränderungen, so dass der A/D-Wandler nicht eine perfekt flache Verstärkungscharakteristik haben muss.
Der Amplitudendetektor 21 ist nicht beschränkt auf die Annahme eines Durchschnittswertes des Quadrates des digitalen FM-Eingangssignals. Als eine Alternative kann der Amplitudendetektor einen Durchschnittsabsolutwert des digitalen FM-Eingangssignals berechnen. In jedem Fall muss der Vorgang der Durchschnittswertbildung so durchgeführt werden, dass für die Entfernung der Verzerrung aus dem demodulierten Signal benötigte Informationen nicht verloren gehen. Das heißt, der Vorgang der Durchschnittswertbildung muss Amplitudenveränderungen in dem Bereich bis zur höchsten Frequenz, bei der eine Verzerrung aus dem demodulierten Signal zu entfernen ist, nicht verstecken. Bei FM-Audiorundfunkübertragungen beträgt diese Frequenz höchstens 53 Kilohertz (53 kHz), welches die höchste Frequenz des oberen Seitenbandes der Links-Rechts-Differenzkomponente eines zusammengesetzten FM-Signals ist. Dem Erfordernis, dass der Durchschnittswertbildungsprozess keine erforderlichen Informationen verliert, kann genügt werden, wenn die Trägerfrequenz des FM-Signals und die Abtastfrequenz des digitalen FM-Signals ausreichend hoch sind, im Vergleich mit der höchsten Frequenz, bei der die Amplitudenverzerrung zu entfernen ist.
Als ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt 5 einen digitalen FM-Demodulator 18, bei dem die FM-Demodulationseinheit 20 die herkömmliche Struktur hat, aufweisend eine Verzögerungseinheit 101, eine Multiplikationsvorrichtung 102 und ein Tiefpassfilter 103, und der Amplitudendetektor 21 weist ein Paar von Multiplikationsvorrichtungen 110, 111, einen Addierer 112 und ein Tiefpassfilter 113 auf. Die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 und Amplitudenkompensationseinheit 23 arbeiten wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, wobei die Amplitudenkompensationseinheit 23 das Ausgangssignal der FM-Demodulationseinheit 20 mit dem von der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 berechneten Koeffizienten multipliziert.
Bei dem Amplitudedetektor 21 multipliziert die Multiplikationsvorrichtung 110 das digitale FM-Eingangssignal mit sich selbst, wodurch das Quadrat hiervon erhalten wird. Die Multiplikationsvorrichtung 111 multipliziert das von der Verzögerungseinheit 101 ausgegebene verzögerte Signal mit sich selbst, wodurch das Quadrat hiervon erhalten wird. Der Addierer 112 addiert diese zwei Quadrate und das Tiefpassfilter 113 ist für die sich ergebende Summe wirksam.
Das von der Multiplikationsvorrichtung 110 empfangene digitale FM-Eingangssignal x₀ und das von der Multiplikationsvorrichtung 111 empfangene verzögerte Signal x₁ sind durch die vorstehenden Gleichung (1) und (2) gegeben. Die Summe ihrer Quadrate ist demgemäß durch die folgende Gleichung (7) gegeben, in der pp anstelle von p((k – 1)T) und δp anstelle von p((k – 1)T – p(kT) geschrieben sind. Die in der Verzögerungseinheit 101 erzeugte Verzögerung erzeugte Verzögerung T (ausgedrückt als die Abtastperiode Ts in 5) ist die minimale Zeiteinheit in der Größe δp. Das heißt, die Verzögerungseinheit 101 erzeugt die geringstmögliche Verzögerung. Wenn die Phasenverschiebung δp, die in dieser minimalen Zeiteinheit T auftritt, ausreichend klein ist, so wie es normalerweise in einem digitalen FM-Empfänger der Fall ist, dann kann die Gleichung (7) in die in Gleichung (8) gegebene Form vereinfacht werden. x0 2 + x1 2 = [Accos{2πfckT + p(kT)}]2 + [Acsin{2πfckT + p((k – 1)T)}]2 = [[Accos{2πfckT + p((k – 1)T) + δp}]2 + [Acsin{2πfckT + p((k – 1)T)}]2 = [[Accos{2πfckT + pp + δp}]2 + [Acsin{2πfckT + pp}]2 = Ac 2cos{2πfckT + pp}cos(δp) – sin{2πfckT + pp}sin(δp)]2 + [Acsin{2πfckT + pp}]2 = Ac 2[cos2{2πfckT + pp}cos2(δp) + sin2{2πfckT + pp}sin2(δp) – 2cos2{2πfckT + pp}cos(δp)sin2{2πfckT + pp}sin(δp) + sin2{2πfckT + pp}] (7) x0 2 + x1 2 ≈ Ac 2(1 – 2cos{2πfckT + pp}cos(δp) ·sin{2πfckT + pp}sin(δp) (8) die obige Gleichung (8) zeigt an, dass die von dem Addierer 112 ausgegebene Summe im wesentlichen das Quadrat der Amplitude des FM-Signals ist, zu innerhalb des durch den zweiten Ausdruck innerhalb der Klammern gegebenen Fehlers. Darüber hinaus haben die Fehler in aufeinander folgenden Summen, die von dem Addierer 112 ausgegeben werden, die Tendenz, einander über die Zeit auszulöschen, und sie können durch ein vergleichsweise einfaches Tiefpassfilter 113 entfernt werden, wie ein Filter, das einfach einen Durchschnittswert nimmt. Wenn die Änderungen in den Werten von δp und pp klein sind, d.h., der Absolutwert des Fehlerausdrucks im wesentlichen konstant bleibt und die Phase von {2πf_ckT + pp} ändert sich in Schritten von dem wesentlichen π/2, wird bewirkt, dass das Vorzeichen des Fehlerausdrucks sich umkehrt. Demgemäß kann das Tiefpassfilter 113 bei dem zweiten Ausführungsbeispiel leicht so ausgebildet werden, dass ein Signal erzeugt wird, dass das Quadrat der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals mit ausreichender Genauigkeit anzeigt, um im wesentlichen eine Amplitudenverzerrung in dem digitalen Audioausgangssignal zu eliminieren.
Als ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt 6 einen digitalen FM-Demodulator 18, der ein Paar von Dezimierungsvorrichtungen 24, 25 zu dem bei dem zweiten Ausführungsbeispiel gezeigten FM-Demodulator hinzufügt. Die Dezimierungsvorrichtung 24 wählt jeden Nten-Wert, der von der FM-Demodulationseinheit 20 ausgegeben wird, für die Eingabe in die Amplitudenkompensationseinheit 23 aus, wodurch die Datenrate um einen Faktor N reduziert wird, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist. Die Dezimierungsvorrichtung 25 wählt in ähnlicher Weise jeden N-ten Wert, der von dem Amplitudendetektor 21 ausgegeben wird, für die Eingabe in die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 aus.
Das dritte Ausführungsbeispiel ist nützlich, wenn die Antastfrequenz des A/D-Wandlers 8 mehrere Male höher als das Zweifache der maximalen Frequenz f_mh des FM-Signals ist. Ein bekanntes Abtasttheorem stellt fest, dass die Abtastfrequenz durch Dezimierung auf 2f_mg reduziert werden kann, ohne Verlust der in dem FM-Signal enthaltenen Informationen. Durch Reduzieren der Rate, mit der Daten zu der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 und der Amplitudenkompensationseinheit 23 und somit zu dem D/A-Wandler 10 in 3 geliefert werden, verringert das dritte Ausführungsbeispiel die Anforderungen an die Datenverarbeitung in dem FM-Rundfunkempfänger, wodurch die Kosten des Empfängers herabgesetzt werden.
Die Dezimierungsvorrichtungen 24, 25 arbeiten auch als Tiefpassfilter, wobei sie nur Frequenzkomponenten bis zu der Hälfte der Ausgangsabtastfrequenz des digitalen FM-Demodulators 18 hindurch lassen (die Ausgangsabtastfrequenz ist gleich der Eingangsabtastfrequenz des digitalen FM-Demodulators 18 geteilt N). Demgemäß brauchen die Tiefpassfilter 103, 113 in der FM-Demodulationseinheit 20 und dem Amplitudendetektor 21 nur Frequenzkomponenten bis zu dieser Frequenz durchzulassen.
Eine Verarbeitungsverzögerung zwischen den dezimierten Signalen, die von den Dezimierungsschaltungen 24, 25 ausgegeben werden, besteht, können weitere Verzögerungsmittel eingefügt werden, um diese Verzögerung zu kompensieren.
Tabelle 1 zeigt die Ergebnisse von Computersimulationen der Arbeitsweise des dritten Ausführungsbeispiels. Die Mittenfrequenz des Zwischenfrequenz-FM-Signals bei diesen Simulationen betrug 608 kHz. Das Modulationssignal war eine 1-kHz-Sinuwelle. Das Zwischenfrequenz-FM-Signal wurde durch ein Butterworth-Filter fünfter Ordnung gefiltert, um unerwünschte Harmonische zu entfernen.
Die Abtastfrequenz betrug 4,864 MHz oder das Achtfache der Zwischenfrequenz. Die bei dieser Frequenz abgetasteten Daten wurden um einen Faktor 2 in einem Tiefpassfilter dezimiert, bevor sie in den digitalen FM-Demodulator eingegeben wurden. Der Zweck der Simulation bestand darin, die Wirkung der Filtercharakteristiken auf die Grundwelle des FM-Signals (das Signal vor der Eingabe in dem Zwischenfrequenz-Begrenzerverstärker 6) zu sehen, und die Wirkung der Amplitudenkompensation in dem digitalen FM-Demodulator zu beobachten.
Tabelle 1 Verzerrung mit Butterworth-Filter 5. Ordnung
Die Ergebnisse dieser Simulation zeigen, dass, wenn die Grenzfrequenz f_d des Butterworth-Filters 5. Ord nung von einem Megahertz (1 MHz) auf 800 kHz, dann auf 708 kHz ohne Amplitudenkompensation reduziert wird, die Verzerrung eines monauralen Signals mit einem 30%-igen Modulationsindex von –55,8 Dezibel (dB) auf –25,6 dB ansteigt, und die Verzerrung eines Stereosignals mit einem 30%-igen Modulationsindex nimmt von –58,5 dB auf –26,3 dB zu. Die Verzerrung des Stereosignals wurde in dem linken (L) Kanal gemessen. Im Gegensatz zu diesen ausgeprägten Zunahmen nimmt, wenn die Amplitudenkompensation angewendet wird, die Verzerrung nur leicht zu: auf –65,1 dB bei dem monauralen Signal und auf –57,8 dB bei dem Stereosignal.
Diese Ergebnisse legen nahe, dass die Hauptursache für die zunehmende Verzerrung, wenn die Grenzfrequenz des Tiefpass-Butterworth-Filters 5. Ordnung gesenkt wird, die Amplitudenveränderungen sind, die dem FM-Signal durch die Durchlasscharakteristiken des Filters hinzugefügt werden, da die Verzerrung in weitem Maße eliminiert ist, wenn die Amplitudenkompensation angewendet wird.
Mit einer Zwischenfrequenz von 608 kHz nimmt die Neigung der Frequenzcharakteristik des Tiefpass-Butterworth-Filters 5. Ordnung von angenähert 0,00016dB/kHz, wenn die Grenzfrequenz 1 MHz beträgt, auf 0,0017 dB/kHz bei 800 kHz und auf 0,0075 dB/kHz bei 708 kHz zu. Die vorstehende Simulation zeigt, dass mit einem herkömmlichen digitalen FM-Demodulator selbst diese geringen Änderungen in der Filtercharakteristik eine größere Wirkung auf die Verzerrung haben können.
Es wäre extrem schwierig, diese kleinen Änderungen der Filtercharakteristiken in einen Filter, das in einer analogen integrierten Schaltung implementiert ist, zu unterdrücken. Die vorliegende Erfindung überwindet diese Schwierigkeit dadurch, dass der digitale FM-Demodulator in der Lage ist, die Wirkungen der nicht perfekten Tiefpassfilterung zu tolerieren. Somit kann die vorliegende Erfindung ein wichtiger Faktor sein, wenn die Verwendung von integrierten Halbleiterschaltungen in einem FM-Rundfunkempfänger mit niedriger Audioausgangsverzerrung ermöglicht wird.
Als ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt 7 einen digitalen FM-Demodulator 18 mit der Struktur des dritten Ausführungsbeispiels, zu der eine zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 und eine Amplitudenvorkompensationseinheit 27 hinzugefügt sind. Die zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 berechnet einen Vorkompensationskoeffizienten anhand eines voreingestellten Zielwertes (A₀) und des Ausgangssignals der Dezimierungsvorrichtung 25. Die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 multipliziert das digitale FM-Signal mit dem berechneten Vorkompensationskoeffizienten, bevor dieses Signal in dem digitalen FM-Demodulator 18 eingegeben wird.
Die zweite Koeffzientenberechnungseinheit 26 berechnet den Vorkompensationskoeffizienten anhand der Differenz zwischen dem Zielwert (A₀) und dem von der Dezimierungsvorrichtung 25 ausgegebenen Amplitudenwert, der das Quadrat der Amplitude des digitalen FM-Signals darstellt, wie vorstehend beschrieben ist. Die Differenz wird durch eine Subtraktionsvorrichtung in der zweiten Koeffizientenberechnungseinheit 26 erhalten, die als ein Addierer mit positivem und negativem Eingang gezeigt ist. Der Vorkompensationskoeffizient wird so berechnet, dass er die Differenz verringert. Die Berechnungen werden durch eine Koeffizienteneinstell- und Glättungseinheit 200 durchge führt, die auch Glättungsoperationen durchführt, so dass der Wert des Vorkompensationskoeffizienten sich nicht abrupt ändert.
Die Schaltungen in dem digitalen FM-Demodulator 18 arbeiten wie bei den vorbeschriebenen Ausführungsbeispielen. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel verwendet die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 jedoch eine polynome Annäherung an den Reziprokwert des Amplitudensignals A_c ², um den Wert c/A_c ² zu berechnen.
Polynome Annäherungsverfahren sind bekannt. Sie haben den Vorteil, dass sie nur Multiplikations- und Additionsoperationen benötigen, die viel schneller als die lange Division durchgeführt werden können, die bei einer direkten Reziprokberechnung erforderlich ist. Sie haben auch den Vorteil, dass eine zufriedenstellende Genauigkeit nur für einen begrenzten Bereich von Werten erhalten wird.
Ein Beispiel des Typs der polynomen Annäherung, die bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel angewendet werden kann, ist das folgende: 1/x ≈ 3,07311 – 3,11606x + 1,04275x2
8 illustriert den Fehler dieser Annäherung für Werte von x von 0,8 bis 1,2. Innerhalb dieses Bereichs ist der Fehler nahezu immer weniger als 0,002. Außerhalb dieses Bereichs nimmt der Fehler zu. Falls notwendig, kann der benutzbare Bereich der Annäherung ausgedehnt und der Fehler reduziert werden, indem Glieder höherer Ordnung zu dem obigen polynomen Ausdruck hinzugefügt werden.
Bei dem vierten Ausführungsbeispiel werden, obgleich die Amplitude des digitalen FM-Signals variieren kann aufgrund von Änderungen in dem Begrenzungspegel des Zwischenfrequenz-Begrenzerverstärkers 6 und Veränderungen in der Verstärkung des Vorfilters 7 und des A/D-Wandlers 8, die meisten dieser Veränderungen durch die zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 und die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 eliminiert. Der (quadrierte) Amplitudenwert A_c ², der von der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 empfangen wird, ist nahezu stetig, wobei der nur in einem kleinen Bereich um den Zielwert A₀ herum variiert. Wenn der Zielwert in der Mitte des effektiven polynomen Annäherungsbereichs angeordnet wird, kann die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 eine genaue Annäherung an den Reziprokwert von A_c ² erhalten durch Verwendung eines Polynoms von vergleichsweise kleinem Grad, wodurch ermöglicht wird, dass die polynome Annäherung c/A_c ² mit vergleichsweise geringem Rechenaufwand berechnet wird. Die Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 kann demgemäß eine vergleichsweise einfache Verarbeitungsstruktur haben.
Der effektive Annäherungsbereich der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 ist vorzugsweise groß genug, um die kleinen zufälligen Schwankungen zu enthalten, die nahezu immer in der Durchschnittsamplitude des FM-Signals auftreten, so dass die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 diese Schwankungen nicht entfernen muss. Die zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 kann dann den zu der Amplitudevorkompensationseinheit 27 gelieferten Koeffizientenwert mit einer relativ geringen Geschwindigkeit aktualisieren, wodurch der in der zweiten Koef fizientenberechnungseinheit 26 erforderliche Berechnungsaufwand herabgesetzt werden kann.
Als ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt 9 eine Arcus-Sinus-Korrektureinheit 28, die zu dem digitalen FM-Demodulator 18 hinzugefügt ist, die zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 und die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 nach dem vierten Ausführungsbeispiel. Die Arcus-Sinus-Korrektureinheit 28 wendet eine Arcus-Sinus-Funktion bei dem von dem digitalen FM-Demodulator 18 ausgegebenen demodulierten digitalen Audiosignal an. Der digitale FM-Demodulator 18, die zweite Koeffizientenberechnungseinheit 26 und die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 arbeiten wie den vorhergehenden Ausführungsbeispielen beschrieben.
Die durch den HF-Verstärker 2 angewendete Arcus-Sinus-Funktion kompensiert die Tendenz der Liniarität des digitalen FM-Demodulators 18, mit zunehmender Abweichung des modulierten Trägersignals von seiner Mittenfrequenz abzunehmen. Der Grund für diese Tendenz besteht in dem Auftreten der Sinusfunktion in Gleichung (5). Durch Anwenden einer Arcus-Sinus-Funktion, die zu der Sinus-Funktion invers ist, stellt die Arcus-Sinus-Korrektureinheit 28 die Linearität wieder her.
Die Arcus-Sinus-Korrektureinheit 28 verwendet eine polynome Annäherung an die Arcus-Sinus-Funktion. Ein Beispiel für eine Annäherung, die verwendet werden kann, ist das folgende Polynom 5. Grades. arcsin(x) ≈ x + x3/6 + 3x5/40Damit diese Annäherung verwendet wird, muss der Wert x auf einen Wert innerhalb des Bereichs der Sinusfunktion normiert werden, was von plus eins bis minus eins ist. Das heißt, die maximale Amplitude ±A_c ²/2 des in die Amplitudenkompensationseinheit 23 eingegebenen Signals muss auf ±1 normiert werden. Dies kann erfolgen durch geeignete Auswahl der Konstanten (c), die in der Amplitudenkompensationskoeffizienten-Berechnungseinheit 22 verwendet wird, und des zu der zweiten Koeffizientenberechnungseinheit 26 gelieferten Zielwertes (A₀). Eine Normierung ist möglich, da die Signalamplitude durch die Amplitudenvorkompensationseinheit 27 eingestellt wird, bevor das Signal die Amplitudenkompensationseinheit 23 erreicht.
Durch Umwandeln der Sinusfunktion in Gleichung (5) in eine im wesentlichen lineare Funktion reduziert das fünfte Ausführungsbeispiel weiterhin die Verzerrung in dem demodulierten digitalen Audiosignal.
Wenn die Amplitudenveränderung des in den digitalen FM-Demodulator 18 eingegebenen digitalen FM-Signals bei den ersten drei Ausführungsbeispielen ausreichend klein ist, kann die Arcus-Sinus-Korrektureinheit 28 zu diesen Ausführungsbeispielen hinzugefügt werden ohne das Erfordernis einer zweiten Koeffizientenberechnungseinheit und Amplitudenvorkompensationseinheit 27.
Wie vorstehend beschrieben ist, ermöglicht die vorliegende Erfindung einen digitalen FM-Demodulator, Amplitudenveränderungen in einem digitalen FM-Eingangssignal zu kompensieren, so dass die Amplitudenveränderungen das demodulierte Ausganssignal nicht verzerren. Diese Fähigkeit reduziert die Anforderungen an das Leistungsvermögen von Komponenten, die dem digitalen FM-Demodulator in einem FM-Empfänger vo rausgehen, wodurch die Verwendung von integrierten Halbleiterschaltungen ermöglicht wird, so dass die Größe und die Kosten des FM-Empfängers herabgesetzt werden können.
Die Erfindung ist nicht auf die vorbeschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt; die Merkmale dieser Ausführungsbeispiele können auf verschiedene andere Weise kombiniert werden. Beispielsweise kann die polynome Annäherung an den Reziprokwert des Amplitudensignals, die bei dem vierten Ausführungsbeispiel angewendet wird, auch bei den ersten drei Ausführungsbeispielen angewendet werden, wenn die Veränderungen der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals ausreichend klein sind.
Der Fachmann erkennt, dass weitere Veränderungen innerhalb des nachfolgenden beanspruchten Bereichs möglich sind.

Claims

Digitaler FM-Demodulator (18), welcher aufweist: Mittel (20) zum Demodulieren eines digitalen FM-Eingangssignals, um ein demoduliertes Signal zu erhalten; Mittel (21) zum Erfassen einer Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals und zum Erzeugen eines entsprechenden Amplitudensignals; und Mittel (22, 23) zum Einstellen einer Amplitude des demodulierten Signals entsprechend dem Amplitudensignal, wodurch Variationen in der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals kompensiert werden.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem die Mittel (20) zum Demodulieren das digitale FM-Eingangssignal verzögern, um ein verzögertes Signal zu erhalten, und das digitale FM-Eingangssignal mit dem verzögerten Signal multiplizieren.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 2, bei dem die Mittel (21) zum Erfassen eine Summe von Quadraten des digitalen FM-Eingangssignals und des verzögerten Signals berechnen.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, bei dem die Mittel (22, 23) zum Einstellen eine polynome Annäherung an einen Reziprokwert des Amplitudensignals berechnen und das demodulierte Signal mit der polynomen Annäherung multiplizieren.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: erste Dezimierungsmittel (24) zum Dezimieren des demodulierten Signals vor der Eingabe des demodulierten Signals in die Mittel (22, 23) zum Einstellen; und zweite Dezimierungsmittel (25) zum Dezimieren des Amplitudensignals vor der Eingabe des Amplitudensignals in die Mittel (22, 23) zum Einstellen.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: Mittel (26) zum Berechnen eines Vorkompensationskoeffizienten anhand des Amplitudensignals und eines voreingestellten Zielwertes; und Mittel (27) zum Multiplizieren des digitalen FM-Eingangssignals mit dem Vorkompensationskoeffizienten, wodurch die Variationen in der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals reduziert werden.
Digitaler FM-Demodulator nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: Mittel (28) zum Anwenden einer Arcus-Sinus-Funktion bei dem von den Mitteln (22, 23) zum Einstellen ausgegebenen eingestellten demodulierten Signal, wodurch die Nichtlinearität des eingestellten demodulierten Signals verringert wird.
FM-Radioempfänger, aufweisend den digitalen FM-Demodulator (18) nach Anspruch 1.
Verfahren zum Demodulieren eines digitalen FM-Signals, das die Schritte aufweist: Umwandeln des digitalen FM-Eingangssignals in ein demoduliertes Signal; Erfassen einer Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals und Erzeugen eines entsprechenden Amplitudensignals; und Einstellen einer Amplitude des demodulierten Signals entsprechend dem Amplitudensignal, wodurch Variationen in der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals kompensiert werden.
Verfahren nach Anspruch 9, weiterhin aufweisend die Schritte: Berechnen eines Vorkompensationskoeffizienten anhand des Amplitudensignals und eines voreingestellten Zielwertes; und Multiplizieren des digitalen FM-Eingangssignals mit dem Vorkompensationskoeffizienten, wodurch die Variationen in der Amplitude des digitalen FM-Eingangssignals reduziert werden.