DE60006167T2

DE60006167T2 - Rechenzeitsparender Empfänger für die Vorwärtsverbindung für DS-CDMA-Systeme und Verfahren hierfür

Info

Publication number: DE60006167T2
Application number: DE60006167T
Authority: DE
Inventors: John M. Kowalski
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-01-15
Filing date: 2000-01-04
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2020-01-05
Also published as: JP2000224077A; EP1022862A2; EP1022862B1; DE60006167D1; JP4169446B2; US6470044B1; EP1022862A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Entfernen farbigen Rauschens aus empfangenen Nachrichten in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem in Übereinstimmung mit dem Oberbegriff von Anspruch 1 und auf einen Empfänger zum Maximieren des Signal/Rausch-Verhältnisses in Gegenwart farbigen Rauschens in einem solchen Vielfachzugriff-Kommunikationssystem.
Spreizspektrum-Kommunikationstechniken ermöglichen, dass Anwender kommunizieren, um in verrauschten Hochfrequenzspektren (HF-Spektren) zu arbeiten, wobei sie gegen schmalbandige Störer besonders effektiv sind. Spreizspektrumkommunikationen können bei verhältnismäßig niedrigen spektralen Leistungsdichten ausgeführt werden, wobei mehrere Anwender das gleiche Frequenzspektrum gemeinsam nutzen können. Ferner können Empfänger so konstruiert sein, dass sie gegen Mehrpfad schützen. Diese Systemeigenschaften haben die frühe Entwicklung der Technologie durch das Militär angeregt.
Direktsequenzsysteme spreizen einen digitalen Strom von Informationen, typischerweise in einem phasenumgetasteten Modulationsformat, mit einem PN-Codegenerator, um ein Trägersignal zu modulieren. Die Pseudorauschsequenz des PN-Codegenerators ist periodisch und das Spreizsignal kann in einem Empfänger mit einem dazu passenden PN-Code entspreizt werden. Direktsequenzsysteme besitzen eine ausgezeichnete Rauschfestigkeit. Die typischerweise verwendeten PN-Codes ermöglichen, dass eine große Anzahl von Anwendern das Spektrum mit einem Minimum an Korrelation zwischen den PN-Codes des Anwenders gemeinsam nutzen. Allerdings erfordert das Direktsequenzsystem große HF-Bandbreiten und lange Erfassungszeiten.
Die Norm IS-95 definiert Hauptmerkmale eines so genannten Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystems (CDMA-Kommunikationssystems) der zweiten Generation, einem Typ einer Direktsequenz-Spreizspektrummodulation. Um das Problem der langen Erfassungszeit lösen zu helfen, verwendet das Signal der IS-95 einen Steuerkanal. Jede Basisstation sendet eine Steuerka nalnachricht, die mit PN-Codes gespreizt ist, welche allen Mobilstationen bekannt sind. Der PN-Code ist aus einer Reihe von phasenumgetasteten Binärsymbolen aufgebaut, die Chips genannt werden. Die PN-Periode beträgt 32768 Chips und die PN-Chiprate 1,2288 Megahertz (MHz). Der durch den PN-Code gespreizte digitale Informationsstrom ist den Mobilstationen ebenfalls bekannt. Da es in der demodulierten Meldung keine Vieldeutigkeit gibt, sind die Eigenschaften der zeitlichen Abstimmung des PN-Codes bis hinab zur Chip-Phase sowie zur QPSK-Modulationsphase dem Mobilstationsempfänger bekannt.
Das System der IS-95 übermittelt über eine Reihe von Verkehrskanälen Informationen von der Basisstation an die Mobilstationen. Diese Verkehrskanäle sind Sende- und Empfangsinformationen, d. h. digitalisierte Audiosignale, die mit einem Verkehrskanal-PN-Code gespreizt sind, der für jede Mobilstation eindeutig ist. Unter Verwendung dieser genauen Informationen über die zeitliche Abstimmung und die Phase, die aus dem Steuerkanal abgeleitet werden, kann die Mobilstation einen Einstellungskanal und schließlich die gesamte Systemzeit erfassen. Mit dieser Systemzeit kann die Mobilstation zwischen den Basisstationen unterscheiden und die Demodulationsschaltungsanordnung mit ausreichender Genauigkeit synchronisieren, um die empfangene Verkehrskanalmeldung wiederzugewinnen.
Es ist ein Breitband-CDMA-System (W-CDMA-System) der dritten Generation in Entwicklung, wie es in "Wideband-CDMA Radio Control Techniques for Third Generation Mobile Communication Systems", verfasst von Onoe u. a., IEEE, 47th Vehicular Technology Conference Proceedings, Mai 1997, beschrieben worden ist, das globale Anwendungen besitzen kann. Anstelle des Steuerkanals besitzt das W-CDMA-System einen Rundsende- oder Perch-Kanal. Jeder Zeitschlitz oder Schlitz des Rundsendekanals enthält eine Reihe zeitmultiplexierter Symbole. Ein maskierter langer Code oder ein Symbolsegment mit spezieller zeitlicher Abstimmung verwendet lediglich einen kurzen Code zum Spreizen eines Symbols mit bekannten Informationen. Dieses Segment ermöglicht, dass eine Mobilstation Systeminformationen über die zeitlichen Abstimmung sofort nach dem Einschalten erfasst. Die Pilot- oder Referenzsymbole sind ähnlich dem Steuerkanal der IS-95. In einem Vorschlag werden 4 Referenzsymbole, wobei jedes Symbol 2 Bits beträgt, mit einem langen Code und mit einem kurzen Code gespreizt. Die Referenzsymbolinformationen und der kurze Code sind den Mobilstationen bekannt. Der lange Code ist für jede Basisstation eindeutig, so dass die Informationen über die zeitliche Abstimmung verfeinert werden, wenn der lange Code bekannt ist (die Basisstation identifiziert ist). Somit sind gemäß einigen Vorschlägen 5 Symbole in dem Schlitz für die Mobilstation vorgesehen, die die Informationen über die zeitliche Abstimmung erfasst. Ferner spreizen sowohl der lange als auch der kurze Code 5 Datensymbole während jedes Schlitzes. Da die Informationen für die Datensymbole nicht vorgegeben sind, können nicht wie bei den beiden anderen Arten von Symbolen (über die zeitliche Abstimmung) genaue Informationen über die zeitliche Abstimmung wiedergewonnen werden. Weitere Kombinationen von Referenzsymbolen, Symbolen über die spezielle zeitliche Abstimmung und Datensymbolen sind ebenfalls möglich.
Außerdem enthält das W-CDMA-System mehrere Verkehrskanäle zum Übermitteln von Informationen wie etwa digitalisierter Sprache oder Daten. Der Verkehrskanal enthält vorrangig Informationen, kann aber auch ein Referenzsymbolsegment enthalten. Beispielsweise könnte ein Schlitz bei einer Datenrate von 32 Kilosymbolen pro Sekunde (ks/s) 4 Pilotsymbole und 16 Informationssymbole enthalten. Die genauen Informationen über die zeitliche Abstimmung können während des Referenzsymbolsegments der Verkehrskanalnachricht, jedoch nicht während der Informationssegmente abgeleitet werden.
Das W-CDMA-System oder irgendein Spreizspektrumsystem arbeitet am besten dadurch, dass die von den Anwendern gesendete Leistung innerhalb der Grenzen, dass eine feste Bitfehlerrate (BER) aufrechterhalten wird, minimiert wird. Niedrigere spektrale Leistungsdichten ermöglichen, dass zusätzliche Anwender zu dem System hinzugefügt werden, oder ermöglichen eine Zunahme des Signal/Rausch-Verhältnisses der empfangenen Nachrichten. Jede Mobilstation empfängt wahrscheinlich mehr als einen Verkehrskanal von einer Basisstation, wobei jeder Verkehrskanal für eine Mobilstation eindeutig ist. Das heißt, jede Basisstation kann hunderte von verschiedenen Verkehrskanälen senden, wobei die genaue Zahl von den Datenraten der Verkehrskanäle abhängt. Allerdings sendet jede Basisstation nur wenige, vielleicht nur einen, Rundsendekanäle, die von allen empfangenden Mobilstationen verwendet werden. Es ist vorteilhaft für das System, dass die Basisstationen die gemeinsam genutzten Rundsendekanäle mit einem höheren Leistungspegel als die für die Mobilstation spezifischen Verkehrskanäle senden. Aus diesem Grund wird die Leistung des Rundsendekanals auf einem verhältnismäßig hohen Pegel gehalten, während die Ver kehrskanalpegel ununterbrochen überwacht und eingestellt werden, um die gesendeten Leistungspegel nur so groß wie nötig zu halten, um eine angemessene Kommunikation zwischen der Basisstation und der Mobileinheit zu ermöglichen.
Unabhängig davon, ob die Leistung des Rundsendekanals minimiert werden kann, tragen Nachrichten zu anderen Empfängern in dem System sowie zu dem Rundsendekanal, insbesondere die durch den langen Code maskierten Pilotsymbole, alle Energie zu dem Übertragungsspektrum bei, das irgendeinem spezifischen Empfänger, der die Verkehrskanalinformationen wiederzugewinnen versucht, als Rauschen erscheint. Da dieses farbige Rauschen größtenteils von einem gemeinsamen Sender kommt, ist es nicht wie das weiße Rauschen gleichförmig oder zufällig über das Spektrum gespreizt.
Dent u. a., US-Patent 5.572.552, offenbart ein Verfahren zum Maximieren des SNR und zum Beseitigen der Inter-Chip-Störung, wobei es aber rechenaufwändig ist. Das heißt, es beruht auf Teilsystemen, die momentan in den Empfängern nicht vorhanden sind. Es wird die Verwendung eines Vorwärtsverbindungsempfängers diskutiert, der die gleichen Abgriffstellen wie ein RAKE-Empfänger verwendet. Allerdings wird kaum erwähnt, wie diese Pfade berechnet werden. Außerdem ist kein Mittel gegeben, um ein solches Filter mit einem herkömmlichen Basisbandempfänger wie etwa in IS-95 oder dem, der in den Vorschlägen für IMT-2000 (International Mobile Telecommunications) des ETSI/ARIB (European Telecommunications Standards Institute/Association of Radio Industries and Businesses) verwendet wird, zu integrieren. Es gibt kein Verfahren für die subtraktive Beseitigung eines Pilotsignals, das auf der Vorwärtsverbindung häufig verhältnismäßig stark ist. Ferner wird die Verwendung mehrerer Pilotsignale oder geschlitzter Pilotsignale wie etwa jener, die für Systeme der dritten Generation vorgeschlagen worden sind, nicht erwähnt.
Jamal u. a., US-Patent 5.727.032, offenbart einen Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate (LMS-Algorithmus) zur Abschätzung von Kanalkoeffizienten. Da die Konvergenz des LMS-Algorithmus vom Verhältnis der Eigenwerte der Kovarianzmatrix abhängt, ist wohl bekannt, dass dieses Verfahren schneller gegen die Kanalabschätzungen konvergiert. Das Problem des farbigen Rauschens scheint es ebenfalls nicht zu behandeln, während es sich auf die Verwendung dieses Algorithmus ausschließlich zur Abschätzung der Kanalimpulsreaktion konzentriert.
Kowalski u. a., lfd. Nr. 09/048.240, mit dem Titel "Pilot Aided Time-Varying Finite Impulse Response, Adaptive Channel Matching Receiving System and Method", eingereicht am 25. März 1998 und auf den gleichen Anmelder wie die vorliegende Anmeldung übertragen, offenbart die Verwendung von Filtern mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filtern), die verwendet werden, um durch Kombination verzögerter Signale vor dem Korrelationsverfahren das Signal/Rausch-Verhältnis eines Mehrpfadsignals zu maximieren.
A. Papoulis (Signal Analysis, McGraw-Rill, 327-328, 1977) schlägt die Verwendung von Näherungen an Empfänger mit angepassten Filtern vor. Allerdings ist die Kombination eines solchen Empfängers mit der Kanalabschätzung im farbigen Rauschen und mit komplexen Werten sowie die Anwendung auf DS-CDMA-Handapparatempfänger neu.
Es wäre vorteilhaft, wenn RAKE-Empfängerkanalabschätzungen berechnet werden könnten, um das Signal/Rausch-Verhältnis von CDMA-Verkehrskanalnachrichten in Anwesenheit des farbigen Rauschens zu maximieren.
Es wäre vorteilhaft, wenn die Verfolgungs- und Suchalgorithmen, die bereits in IS-95 und in CDMA-Systemen der 3-ten Generation vorhanden sind, verwendet werden könnten, um die nachteiligen Wirkungen des farbigen Rauschens zu minimieren.
Es wäre vorteilhaft, wenn Pilotsymbole aus den empfangenen Nachrichten beseitigt werden könnten, um die Verkehrskanalinformationen wiederzugewinnen und das effektive Signal/Rausch-Verhältnis zu erhöhen.
Gemäß einem ersten Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Entfernen farbigen Rauschens aus empfangenen Nachrichten in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem, das wenigstens eine Basisstation enthält, die an eine Mobilstation in einer Bandbreite sendet, die im Vergleich zu der Informationsübertragungsrate groß ist, mit dem Schritt a) Empfangen von Nachrichten, die Informationen, farbiges Rauschen und weißes Rauschen enthalten, gekennzeichnet durch die Schritte b 1) in Reaktion auf die im Schritt a) empfangenen Nachrichten Erzeugen eines Vorweißungsfilters, um den optimalen Schätzvek for zum Entspreizen der übertragenen Informationen zu schaffen, und b2) Ausführen einer Kanalweißung und Entspreizung der empfangenen Nachrichten in Reaktion auf das Vorweißungsfilter im Schritt b1) durch einen RAKE-Empfänger, der den optimalen Schätzvektor verwendet, um die übertragenen Informationen wiederzugewinnen, wobei die empfangenen Nachrichten wahl-weise hervorgehoben werden, um das farbige Rauschen zu kompensieren.
Die CDMA-Nachrichten werden auf mehreren Übertragungspfaden mit entsprechenden Pfadverzögerungen empfangen. Der Schritt a) enthält das Steuern der zeitlichen Abstimmung der empfangenen Nachrichten, die jedem Übertragungspfad zugeordnet sind. Der Schritt b) enthält die Teilschritte:
1) Bilden eines Funktionals für die Übertragungspfade auf der Grundlage des empfangenen Rauschens und der im Schritt a) gesteuerten zeitlichen Abstimmung jedes Übertragungspfades; und
2) in Reaktion auf jedes im Schritt b)1) gebildete Funktional Bestimmen des Vorweißungsfilters für das farbige Rauschen jedes entsprechenden Übertragungspfades.
Genauer enthält der Schritt b)1) das folgende Funktional:
worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert;
worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte bezeichnet;
worin R die Rauschkovarianzmatrix ist;
worin J der Funktionalwert ist;
worin y₀ eine Konstante ist;
worin f die empfangene Nachricht ist; und
worin λ ein von null verschiedener Lagrange-Multiplikator ist.
CDMA-Übertragungen enthalten typischerweise ein Pilotsignal Der Schritt a) enthält das Empfangen des Pilotsymbols als Teil der empfangenen Nachrichten. Auf Schritt a) folgt ein weiterer Schritt: a₁) in Reaktion auf das Empfangen des Pilotsymbols im Schritt a) Erzeugen einer Pilotsymbolkopie.
Daraufhin enthält der Schritt b) das Verwenden der Pilotsymbolkopie, um das empfangene Pilotsignal aus den empfangenen Nachrichten und dem farbigen Rauschen zu entfernen, wodurch das Vorweißungsfilter optimiert wird; und enthält der Schritt c) das Subtrahieren der Pilotsymbolkopie von den empfangenen Nachrichten, um eine Kanalschätzung ohne die Auswirkungen des Pilotsymbols zu schaffen, wobei das Pilotsymbol als farbiges Rauschen gefiltert wird.
In einem Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystem (CDMA-Kommunikationssystem), das wenigstens eine Basisstation enthält, die Informationen an eine Mobilstation sendet, wird außerdem ein Empfänger geschaffen, der das Signal/Rausch-Verhältnis in Anwesenheit von farbigem Rauschen maximiert. Der Empfänger umfasst eine Autokovarianz-Schätzeinrichtung, die die gesendeten Nachrichten einschließlich Informationen, farbigen Rauschens und weißen Rauschens empfängt und eine Rauschstatistik-Kovarianzmatrix bereitstellt. Ein Vorweißungsfilter besitzt einen Eingang, der funktional mit dem Ausgang der Autokovarianz-Schätzeinrichtung verbunden ist, und stellt in Reaktion auf die Kovarianzmatrix den optimalen Schätzvektor bereit. Ein RAKE-Empfänger nimmt die gesendeten Nachrichten einschließlich Informationen, weißen Rauschens und farbigen Rauschens, sowie den optimalen Schätzvektor an. Der RAKE-Empfänger verwendet den optimalen Schätzvektor, um an einem Ausgang die entspreizten empfangenen Informationen bereitzustellen, wodurch die Wahrscheinlichkeit des Empfangs von Informationen verbessert wird.
In einigen Aspekten der Erfindung enthält das CDMA-System das Senden eines Pilotsymbols für die Unterstützung der Synchronisation und des Zeitverlaufs. Ein Pilotsymbolkopie-Generator nimmt die lnformationen an und bestimmt das Auftreten der Pilotsymbole und stellt gleichzeitig mit dem Empfangen eines wirklichen Pilotsymbols eine Pilotsymbolkopie bereit. Eine Subtrahierschaltung nimmt das empfangene Signal und die Pilotsymbolkopie an. Daraufhin wird das empfangene Signal ohne das Pilotsymbol in die Autokovarianz-Schätzeinrichtung eingegeben. Die Autokovarianz-Schätzeinrichtung kann einen Vektor in der Rauschstatistikmatrix bereitstellen, der farbiges Rauschen aus dem empfangenen Signal effektiv filtert.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
1 ist eine graphische Darstellung der Ergebnisse des JTC-Innenraumbewohner-"Kanal-B"-Modells (Technical Report on RF Channel Characterization and System Deployment Modeling, JTC AIR/94.0923-065R6, 23. September 1994).
2 ist ein schematischer Blockschaltplan eines Empfängers, der das Signal/Rausch-Verhältnis in Anwesenheit von farbigem Rauschen maximiert.
3 ist ein Ablaufplan, der ein Verfahren zur Entfernung von farbigem Rauschen aus empfangenen Nachrichten veranschaulicht.
4 ist eine ausführlichere Version des Ablaufplans aus 3.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Es ist wohl bekannt [Van Trees, Detection, Estimation, and Modulation Theory, Wiley, 290-297, 1968], dass der optimale Empfänger für Signale in farbigem Rauschen durch ein Vorweißungsfilter gegeben ist, auf das ein Filter folgt, das an das resultierende gefilterte gewünschte Signal angepasst ist. Die Neuheit der Erfindung besteht in der Anwendung dieses Konzepts auf CDMA-Signale, die auf der Vorwärtsverbindung gesendet werden. Die Erfindung verwendet ein rechentechnisch sparsames Mittel, um diesen Empfänger unter Verwendung wie momentan implementierter Teilsysteme zu implementieren. Simulationsergebnisse geben unter Verwendung der Kanalmodelle der Erfindung eine Verbesserung des Ausgangs-Signal/Rausch-Verhältnisses von mehr als 1 dB im Vergleich zum Standard RAKE-Empfänger an.
Es wird der optimale Empfänger für die Erfassung von Signalen dargestellt, die in Anwesenheit von farbigem Rauschen mit dem Leistungsspektrum HN(ω) über einen Kanal H_s(ω) übergeben werden. Das additive Rauschen wird dadurch vorgeweißt, dass das empfangene Signal r(t) über ein Filter geleitet wird, das das inverse Filter von HN(ω) ist. Das heißt, das Filter besitzt die folgende Frequenzantwort:
Daraufhin wird das resultierende Signal an Hs(w) Hp(w) angepasst, d. h., die Resultierende durch H_s*(-ω) H_p*(-ω) gefiltert. Das Ziel besteht in der Beschreibung eines suboptimalen, rechentechnisch sparsamen adaptiven Systems, das die obigen Operationen annähert, um sie auf kohärente Zellen-CDMA-Nachrichten anzuwenden, in denen in der empfangenen Signalkomponente ein Pilotsignal oder eine geschlitzte Sequenz von Pilotsignalen vorhanden ist. Typische Systeme des Standes der Technik nutzen keine Pilotsignal-Beseitigungstechniken, die die Kovarianzmatrix-Schätzung beeinflussen. Das System und das Verfahren der Erfindung verwenden vorhandene Basisband-Verarbeitungsalgorithmen, genauer ein solches, das in einem Standard-IS-95-RAKE-Empfänger verwendet wird.
Das empfangene Signal besitzt die Form:
wobei n(t) = n_w(t) + n_c(t) die Störung ist und wobei n_w(t) und n_c(t) die weiße bzw. die farbige Rauschkomponente ist. Es wird angenommen, dass es K + 1 Kanalkoeffizienten gibt. Wie bei solchen Problemen üblich, ist E[n(t)] = E[e_w(t)] = E[n_c(t)] = 0. Es wird angenommen, dass n(t) die Autokorrelationsfunktion (oder Autokovarianzfunktion) R(τ) besitzt. Außerdem ist s(t) das gewünschte Signal und
die Kanalimpulsantwort. Die Koeffizienten {bk} und {T_k} sind im Allgemeinen zeitlich veränderlich, obgleich diese Zeitabhängigkeit hier unterdrückt ist. Wenn sich der Kanal "langsam genug" verändert, verhält sich der Kanal für Analyse- und Messzwecke wie ein linear zeitinvarianter Kanal (LTI-Kanal).
Da angenommen wird, dass die zu Grunde liegende Statistik eine Gaußsche Statistik ist, führt eine Erfassungsstatistik, die auf einem maximalen Signal/Rausch-Verhältnis beruht, zu einem optimalen Empfänger in dem Neyman-Pearson-Sinn [Van Trees, Detection, Estimation, and Modulation Theory, 33-34, 1968]. Wie in Standard-RAKE-IS-95-Empfängern beruht die Leistung des optimalen Empfängers auf der Kenntnis der empfangenen Mehrpfadrücksendungen. Obgleich die Leistung der Erfindung in Bezug auf den optimalen RAKE-Empfänger theoretisch verschlechtert ist, wird die Leistungsverschlechterung durch die Tatsache minimiert, dass die Fingersucheinheit jene Zeitgebiete aussucht, in denen sich das Signal befindet. Die unten dargestellten Simulationen unterstützen diese Schlussfolgerung.
Somit wird ein Filter mit der Impulsantwort h(t) gesucht, so dass:
ist, wobei die {T_k} Verzögerungen entsprechen, die durch die "Fingersucheinheit" identifiziert werden und mit einer Verfolgungseinheit verfolgt werden, wobei das Signal/Rausch-Verhältnis zu einem gegebenen Zeitpunkt t₀ maximiert wird.
Es wird angemerkt, dass die {a_k} und {b_k} wie die (Basisband-) Eingangssignale n(t) und das gewünschte Signal s(t) komplex sind.
Gemäß der obigen Formel 3 ist das Filter ein Filter mit beweglichem Mittelwert, das Standard-RAKE-Empfängern ähnlich ist. Dies stellt die numerische Stabilität sicher, die für den "wahren" optimalen Empfänger schwierig ist, da im All-gemeinen ein IIR-Filter (ein Filter mit unendlicher Impulsantwort) erforderlich ist.
Das maximale SNR ist wie folgt definiert:
repräsentiere die gewünschte Signalkomponente, wie sie durch den Kanal Y(t) = r(t) · h(t) – yf(t) + yn(t) (5) gestört wird, wobei y_f(t) das Ausgangssignal des Filters wegen f(t) und y_n(t) das Ausgangssignal des Filters wegen der Störung ist.
Außerdem sei

Bei t = t₀ sei |yf(t0)|2 = aHffHa (9) wo ^H die Konjugiert-Transponierte bezeichnet und der Fettdruck eine Matrix oder einen Vektor repräsentiert. Die Durchschnittsleistung aus dem Filter wegen der Störung kann wie folgt ausgedrückt werden:
wobei R eine Kovarianzmatrix bei den oben angegebenen Verzögerungsunterschieden ist. Somit besteht das Problem darin,
zu maximieren.
Die Lösung für dieses Problem muss so sein, dass ffHa = λmaxRa ist, wobei λ_max der kleinste Eigenwert ist, der R^-1ff^H entspricht (S. Kullback, Information Theory and Statistics, Wiley, 1958).
Das optimale a ist dann der Eigenvektor, der λ_max zugeordnet ist. Algorithmen zum Suchen von Eigenwerten symmetrischer Matrizen sind wohl bekannt (siehe beispielsweise Golub und Van Loan, Matrix Computations, zweite Auflage, John Hopkins University Press, 1989, S. 409-475). Erweiterungen auf Algorithmen für komplexe Matrizen lassen sich leicht ableiten, und kommerziell verfügbare Mathematik-Software-Programme berechnen auf diese Weise komplexe Matrixeigenwertprobleme.
Falls das Signal durch einen Kanal mit der Impulsantwort H₂(w) beschädigt ist, wird die Gütezahl zu
wobei h₂ die Kanalimpulsantwort und s den Signalvektor repräsentiert. Nach dem Vorstehenden muss die Lösung dieses Problems so beschaffen sein, dass h2ssHh2 H = λmaxRa (13) ist, wobei λ_max der größte Eigenwert ist, der h₂ss^Hh₂ ^HR^-1 entspricht. Da die Standard-RAKE-"Kanalschätzeinrichtung" selbst dann, wenn das Rauschen mangelhaft vorgeweißt ist, immer noch eine unbeeinflusste Schätzeinrichtung für den Kanal, d. h. h₂, ist, können die Koeffizienten für h₂ über den Standard-Rake-Empfänger ermittelt werden. Außerdem kann gezeigt werden, dass die Leistung für den optimalen Empfänger (d. h. für das wahre inverse Filter) unter der Annahme, dass die Signalenergien für CDMA-Signale in beiden Fällen angepasst sind, nahezu gleichwertig der Leistung im additiven weißen Gaußschen Rauschen (AWGN) ist. Obgleich dies hier nicht beschrieben ist, folgt dieses Ergebnis aus einer Karhunen-Loeve-Entwicklung (Van Trees, Detection, Estimation, and Modulation Theory, 297-299, 1968) des Signals und des Rauschens, woraufhin gezeigt wird, dass das resultierende zusätzliche Rauschen (über der Störung) von der Inter-Chip-Störung kommt, die im Vergleich zum Vielfachzugriffrauschen typischerweise klein ist.
Eine alternative Ableitung nach Papoulis (A. Papoulis, Signal Analysis, Mc-Graw-Rill, 327-328, 1977), die außerdem weniger rechentechnische Kompliziertheit und größere numerische Robustheit aufweist, ist wie folgt. Anstatt das Leistungsmaß J oder J' oben zu maximieren, wird das Rauschen unter einer Nebenbedingung an die Filtergewichtung minimiert; somit versucht das Optimierungskriterium a^HRa unter der Bedingung a^Hf = y₀ = konstant, a^HRa zu minimieren. Das modifizierte Leistungsmaß wird (unter Verwendung von Lagrange-Multiplikatoren) zu: J = aHRa – λ(aHRa – y0] (14)
Die Lösung zu dem Obigen wird wie üblich dadurch ermittelt, dass der Gradient genommen wird, wobei berücksichtigt wird, dass der Wert des Lagrange-Multiplikators λ beliebig (aber nicht null) ist. Dies ergibt: a = _R-1f (15) (Der Faktor _ ist beliebig). Die Erweiterung auf Mehr-Zellen/Sektor-Systeme ist mit dem obigen Leistungsmaß J' unkompliziert (wobei f wie oben zu h₂s wird). Die Inversion symmetrischer Matrizen ist ebenfalls wohl bekannt. Abgesehen vom Brechstangenprinzip ist das einfachste Verfahren die Cholesky-Zerlegung (siehe Golub und Van Loan, Matrix Computations, zweite Auflage, John Hopkins University Press, 1989, S. 142-145). Die gegebene Ableitung betrifft reelle Matrizen, wobei es für komplexe Matrizen aber eine völlig gleiche Ableitung gibt.
Da die Eigenwertberechnungen durch additives Rauschen beschädigt werden können und die obige Gleichung iterativ aktualisiert werden kann, repräsentiert dies die bevorzugte Ausführungsform des Systems.
Häufig muss das Pilotsignal oder eine Kopie, das Eingangssignal, subtrahiert werden. Da das Pilotsignal im Allgemeinen bei einem wesentlich höheren Pegel (in IS-95 und verwandten Systemen z. B. 7 dB) als die Verkehrssignale empfangen wird, ist das der Fall, wenn das System schwach belastet ist. Wenn dies erforderlich ist, können die RAKE-Koeffizienten des Standard-RAKE-Empfängers verwendet werden, um eine solche Beseitigung auszuführen. Das Pilotsignal wird rekonstruiert, über die RAKE-Koeffizienten gewichtet und von dem Eingangssignal plus Rauschen subtrahiert.
1 ist eine graphische Darstellung der Ergebnisse für das Innenraumbewohner-"Kanal-B"-Modell der JTC (Technical Report on RF Channel Characterization and System Deployment Modeling, JTC AIR/94.0923-065R6, 23. September 1994). Für diese Ergebnisse wird angenommen, dass die Doppler-Abweichung des Kanals vernachlässigbar ist, was eine sinnvolle Annahme ist, da der Verkehr Fußgängerverkehr ist. Diese Annahme beeinflusst die Anzahl der Abtastwerte, in denen die Kovarianzmatrix geschätzt werden kann, wobei aber die Wirkungen zeitlich veränderlicher Kanalparameter unter Verwendung eines Zugangs wie etwa des Matrixinversions-Lemmas, das eine Kovarianzmatrix iterativ aktualisiert (S. Kay, Modern Spectral Estimation: Theory and Application, Prentice-Hall, 23-25, 1988), gemildert werden können.
1 zeigt die Bitfehlerrate eines uncodierten QPSK-CDMA-Systems, das den Standard-RAKE-Empfänger und den verbesserten RAKE-Empfänger verwendet. Die Simulation verwendet 100 Chips pro Bit mit einer Überabtastung des Systems um einen Faktor des Doppelten der Chiprate. Es wird eine Schätzperiode der Kovarianzmatrix von 500 Symbolen (5 ms) angenommen, wobei die Anzahl der Versuche 10000 betrug. Die Ergebnisse zeigen deutlich, dass in dem Gebiet, das für solche Systeme typischerweise von Interesse ist, d. h. bei einer uncodierten Bitfehlerrate von 1 % und mehr, eine Verbesserung von mehr als 1 dB erhalten wird, was sich direkt in Sendeleistung, Reichweite oder verringerte Bitfehlerrate überträgt.
2 ist ein schematischer Blockschaltplan eines Empfängers, bei dem das Signal/Rausch-Verhältnis in Anwesenheit von farbigem Rauschen maximiert wird. Der Empfänger 10 arbeitet in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem wie etwa in einem Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystem (CDMA-Kommunikationssystem), das wenigstens eine Basisstation enthält, die Informationen an eine Mobilstation sendet. Alternativ treffen auf den Empfänger der Basisstation insbesondere für Zeitmultiplex-Duplexsysteme (TDD-Systeme) die gleichen Arbeitsprinzipien zu. Für Frequenzmultiplex-Duplexsysteme (FDD-Systeme) ist das System bei der Basisstation anwendbar, wobei die Kanalinformationen von der Mobileinrichtung rückgekoppelt werden.
Um in Anwesenheit eines Mehrpfades Vielfachzugriffnachrichten zu empfangen, in denen die Informationsübertragungsrate im Vergleich zur Übertragungsbandbreite klein ist (die Informationsbandbreite im Vergleich zur Informationsrate groß ist), ist allgemein ein RAKE-Empfänger erforderlich. Der RAKE-Empfänger verarbeitet die Signale anhand der Annahme, dass die Mehrpfadrücksendungen steuerbar sind. Das heißt, die zwei empfangenen Mehrpfadsignale werden um ein Zeitintervall verzögert, das im Vergleich zum Inversen der Übertragungsbandbreite groß ist. Für ein CDMA-System bedeutet dies, dass das Chipintervall kleiner als die Verzögerungsspreizung der Mehrpfadrücksendungen ist.
Falls die empfangenen Mehrpfadsignale in einem CDMA-System oder in einem Zeitmultiplex-Vielfachzugriffsystem (TDMA-System) nicht um ein Zeitintervall verzögert sind, das groß im Vergleich zum Inversen der Übertragungsbandbreite ist, gibt es im Allgemeinen keine Inter-Chip-Störung (oder Inter-Symbol-Störung). In diesem Fall ist ein Entzerrer erforderlich, dessen Zweck im Wesentlichen darin besteht, die Kanalimpulsantwort invers zu filtern (hinsichtlich der Wirkungen der Kanalimpulsantwort zu korrigieren).
Somit verfolgen der Entzerren und der RAKE-Empfänger im Wesentlichen den gleichen Zweck, selbst wenn die Betriebsannahmen des RAKE-Empfängers verschieden von denen eines Entzerrers sind.
Eine Autokovarianz-Schätzeinrichtung 12 besitzt einen ersten Eingang, der an der Leitung 14 die gesendeten Nachrichten einschließlich Informationen, farbigen Rauschens und weißen Rauschens empfängt, und einen Ausgang, der an der Leitung 16 eine Rauschstatistik-Kovarianzmatrix bereitstellt.
Ein Vorweißungsfilter-Computer 18 besitzt einen Eingang, der an der Leitung 16 über den Ausgang der Autokovarianz-Schätzeinrichtung 12 funktional mit den übertragenen Nachrichten einschließlich Informationen, weißen Rauschens und farbigen Rauschens verbunden ist. Der Filtercomputer 18 besitzt an der Leitung 20 einen Ausgang, der den optimalen Schätzvektor bereitstellt, um die Informationen in Reaktion auf den Empfang der übertragenen Informationen und des farbigen Rauschens zu entspreizen, d. h. in Reaktion auf die Kovarianzmatrix den optimalen Schätzvektor bereitzustellen.
Ein Empfänger 22 in einem CDMA-System besitzt einen ersten Eingang an der Leitung 23, der die übertragenen Nachrichten einschließlich Informationen, weißen Rauschens und farbigen Rauschens annimmt, und einen zweiten Eingang, der funktional an der Leitung 20 mit dem Ausgang 18 des Vorweißungsfilter-Computers verbunden ist. Der Empfänger 22 ist ähnlich einem RAKE-Empfänger, besitzt aber eine andere Gewichtung. Der Einfachheit halber wird auf den Empfänger 22 hier als der RAKE Bezug genommen. Die mit 22n bezeichnete punktierte Linie, die den RAKE-Empfänger 22 schattiert, repräsentiert mehrere von n möglichen Abschnitten des RAKE-Empfängers. Der RAKE-Empfänger 22 verwendet den optimalen Schätzvektor, um an einem Ausgang, tatsächlich an mehreren Ausgängen 24a und 24n, die die verfolgten n Mehrpfadsignale repräsentieren, die entspreizten empfangenen Informationen bereitzustellen. Nicht gezeigt ist ein Kombinator, der auf den RAKE-Empfänger folgt und in dem die Mehrpfadsignale auf den Leitungen 24a bis 24n kombiniert und gewichtet werden. Die Verwendung des optimalen Schätzvektors vom Vorweißungsfilter 18 verbessert die Wahrscheinlichkeit des Empfangs von Informationen.
Typischerweise enthält das CDMA-System die Übertragung eines Pilotsymbols, das bei der Synchronisation und zeitlichen Abstimmung unterstützt. Der Empfänger 10 enthält dann einen Pilotsymbolkopie-Generator 26 mit einem Eingang an der Leitung 28, der Informationen annimmt, um das Auftreten des Pilotsymbols zu bestimmen, und mit einem Ausgang an der Leitung 30, der eine Pilotsymbolkopie gleichzeitig zum Empfang eines wirklichen Pilotsymbols bereitstellt.
Eine Subtrahierschaltung 32 besitzt einen ersten Eingang an der Leitung 14, der das empfangene Signal annimmt, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Pilotsymbolkopie-Generators 26 an der Leitung 30 funktional verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Eingang der Autokovarianz-Schätzeinrichtung 12 an der Leitung 14 funktional verbunden ist, um das empfangene Signal ohne das Pilotsymbol bereitzustellen.
Die Autokovarianz-Schätzeinrichtung 12 kann einen Vektor in der Rauschstatistikmatrix bereitstellen, der farbiges Rauschen aus dem empfangenen Signal effektiv filtert.
In einigen Systemen wie etwa in einem CDMA-System werden die Informationen auf einem Verkehrskanal übertragen, der mit einem langen Code gespreizt wird, und werden vorgegebene Datensymbole auf einem Steuerkanal übertragen, der mit dem langen Code gespreizt ist, um eine Kanalerfassung und eine Kanalsynchronisation zu erzielen. Der Empfänger ist ferner mit einer Fingersucheinheit 34 versehen, die einen Eingang an der Leitung 23 besitzt, der den übertragenen Steuerkanal annimmt, und den zum Entspreizen der Kanäle verwendeten langen Code an einem Ausgang an der Leitung 36 bereitstellt.
Eine Verfolgungsschleife oder Coderegelschleife oder digital verriegelte Schleife (DLL) 38 besitzt einen ersten Eingang, der mit dem Ausgang der Fingersucheinheit an der Leitung 36 funktional verbunden ist, und einen zweiten Eingang an der Leitung 28, der den übertragenen Steuerkanal empfängt. Die Schleife 38 stellt an einem Ausgang an der Leitung 40 einen synchronisierten langen Code bereit.
Ein Steuerkanalentspreizer 42 besitzt einen ersten Eingang an der Leitung 23, der den übertragenen Steuerkanal annimmt, einen zweiten Eingang, der an der Leitung 40 mit dem Ausgang der Verfolgungsschleife 38 funktional verbunden ist, und einen Ausgang an der Leitung 28, der den entspreizten Steuerkanal bereitstellt.
In einigen Aspekten der Erfindung kann die Autokovarianz-Schätzeinrichtung 12 eine Rauschstatistik-Matrix wie folgt bereitstellen:

worin R die Autokovarianzschätzung ist;
T_s die Abtastperiode ist;
i und j die i-te Zeile und die j-te Spalte der geschätzten Autokovarianzmatrix repräsentieren;
K die Anzahl der Abtastwerte repräsentiert, aus denen die Autokovarianz geschätzt wird; und
r(t) die empfangene Nachricht, die Informationen und Störungen enthält, zum Zeitpunkt t repräsentiert, wobei die i-te Zeile und die j-te Spalte in der Autokovarianzmatrix die geschätzten Werte R((i – j)Ts) sind.

In einigen Aspekten der Erfindung stellt der Vorweißungsfilter-Computer 18 einen Schätzvektor wie folgt bereit:

α, derart, dass
J = (α^Hff^Hα) / (α^HRα) maximal ist;
α, derart, dass
J = α^HRα – λ[α^Hf – y₀] minimal ist; und
worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert;
worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte angibt;
worin R die Störungskovarianzmatrix ist;
worin J das Funktional ist;
worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert;
worin y₀ eine Konstante ist;
worin f die empfangene Nachricht ist; und
worin λ ein von null verschiedener Lagrange-Multiplikator ist.

3 ist ein Ablaufplan, der ein Verfahren zum Entfernen von farbigem Rauschen aus empfangenen Nachrichten veranschaulicht. Der Schritt 80 stellt ein Vielfachzugriff-Kommunikationssystem wie etwa ein Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystem (CDMA-Kommunikationssystem) bereit, das we nigstens eine Basisstation enthält, die Informationen an eine Mobilstation sendet. Codemultiplex-Vielfachzugriffsysteme sind ein Spezialfall einer allgemeineren Form von Vielfachzugriff-Kommunikationssystemen. Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme ermöglichen, dass mehrere Anwender gleichzeitig kommunizieren, indem sie in einem für jeden Anwender einzigartigen Verfahren Zeit und Bandbreite zuordnen. DS-CDMA-Systeme erledigen dies, indem sie verschiedenen Anwendern verschiedene Spreizcodes zuordnen; TDMA-Systeme ordnen jedem Anwender Zeitschlitze zu.
Außerdem gibt es weitere Techniken für den Vielfachzugriff einschließlich des Frequenzsprung-Spreizspektrums, des Orthogonalfrequenz-Multiplex usw. Immer, wenn diese Techniken eine Signalisierungsbandbreite zuordnen, die groß im Vergleich zu der Informationsübertragungsrate ist, und immer, wenn das Reziproke der Bandbreite im Vergleich zu der Verzögerungsspreizung des Kanals klein ist, ist für die optimale Demodulation ein Mehrpfad-Kombinationsempfänger erforderlich.
Der Schritt 82 empfängt Nachrichten, die Informationen, farbiges Rauschen und weißes Rauschen enthalten. Der Schritt 84 gewichtet wahlweise die entspreizten empfangenen Nachrichten, um das Signal/Rausch-Verhältnis anzuheben. Der Schritt 86 ist ein Produkt, in dem das farbige Rauschen beim Entspreizen der empfangenen Informationen abgeschwächt ist.
In einigen Aspekten der Erfindung schafft der Schritt 80, dass die Nachrichten in mehreren Zeitsegmenten empfangen werden. Daraufhin enthält der Schritt 84 das wahlweise Gewichten von Zeitsegmenten, wenn die empfangenen Nachrichten entspreizt werden. Anders gesagt, schafft der Schritt 80, dass die Nachrichten über ein Frequenzbandbreitespektrum empfangen werden. Daraufhin enthält der Schritt 84 das wahlweise Gewichten von Abschnitten des Frequenzspektrums, wenn die empfangenen Nachrichten entspreizt werden. In einigen Aspekten der Erfindung enthält der Schritt 82, dass sich die empfangenen Nachrichteninformationen und Rauschkomponenten in Reaktion auf Schwund, Störung, Hindernisse und Witterungsverhältnisse verändern, wie es bei irgendwelchen drahtlosen Nachrichten typisch ist. Daraufhin enthält der Schritt 84 das angepasste Modifizieren des wahlweisen Gewichtungsprozesses in Reaktion auf die sich verändernden empfangenen Nachrichten.
4 ist eine ausführlichere Version des Ablaufplans aus 3. Der Schritt 100 schafft ein Vielfachzugriff-Kommunikationssystem wie etwa ein Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystem (CDMA-Kommunikationssystem), das wenigstens eine Basisstation enthält, die an eine Mobilstation Informationen sendet. Der Schritt 102 empfängt Nachrichten, die Informationen, farbiges Rauschen und weißes Rauschen enthalten. Der Schritt 104 erzeugt in Reaktion auf die in Schritt 102 empfangenen Nachrichten ein Vorweißungsfilter, um das farbige Rauschen zu verringern. Der Schritt 106 führt eine Kanalgewichtung und Demodulation der empfangenen Nachrichten aus, die in Schritt 104 gefiltert werden, um die übertragenen Informationen wiederzugewinnen. Der Schritt 108 ist ein Produkt, in dem die empfangenen Nachrichten wahlweise hervorgehoben werden, um das farbige Rauschen zu kompensieren.
In einigen Aspekten der Erfindung enthält der Schritt 106 das Einstellen der Empfängergewichtung in Reaktion auf das Vorweißungsfilter, wodurch das Signal/Rausch-Verhältnis der in Schritt 106 demodulierten Nachrichten maximiert wird. In einigen Aspekten der Erfindung enthält der Schritt 104 das Messen der Statistik zweiter Ordnung des farbigen Rauschens und das Erzeugen des Vorweißungsfilters in Reaktion auf die Statistik zweiter Ordnung des farbigen Rauschens.
In einigen Aspekten der Erfindung schafft der Schritt 100, dass die Nachrichten auf mehreren Übertragungspfaden mit entsprechenden Pfadverzögerungen empfangen werden. Daraufhin enthält der Schritt 102 das Steuern der zeitlichen Abstimmung der empfangenen Nachrichten, die jedem Übertragungspfad zugeordnet sind. Der Schritt 104 enthält die Unterschritte:

a) Bilden eines Funktionals für die Übertragungspfade auf der Grundlage des empfangenen Rauschens und der im Schritt 102 gesteuerten zeitlichen Abstimmung jedes Übertragungspfades; und
b) in Reaktion auf jedes im Schritt 104a gebildete Funktional Bestimmen des Vorweißungsfilters für das farbige Rauschen jedes entsprechenden Übertragungspfades.

In einigen Aspekten der Erfindung schafft der Schritt 100, dass die Nachrichten digitale Informationen in Form von Bits enthalten, und enthält der Schritt 104a das Optimieren des Funktionals jedes Übertragungspfades, um die Bitfehlerrate (BER) der im Schritt 106 demodulierten digitalen Informationen zu verbessern.
Der Schritt 104a enthält das Funktional, das ein Signal/Rausch-Verhältnis wie folgt ist:

J = (α^Hff^Hα)/(α^HRα);
worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert;
worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte bezeichnet;
worin R die Störungskovarianzmatrix ist;
worin J das Signal/Rausch-Verhältnis ist; und
worin f die empfangene Nachricht ist.

Anders gesagt, enthält der Schritt 104a das folgende Funktional:

J = αHRα – λ[αHf – y₀];
worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert;
worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte bezeichnet;
worin R die Rauschkovarianzmatrix ist;
worin J der Funktionalwert ist;
worin y₀ eine Konstante ist;
worin f die empfangene Nachricht ist; und
worin λ ein von null verschiedener Lagrange-Multiplikator ist.

In einigen Aspekten der Erfindung enthält der Schritt 104 das rekursive Aktualisieren der Störungskovananzmatrix R wie folgt:

R-1 n+1= a1R-1 n – (a2R-1 nuuHR-1 n) / (1 + uHR-1 nu),
worin n einen diskreten Zeitabtastwert repräsentiert;
worin R-1_n die inverse Störungskovarianzmatrix zum Zeitpunkt n
repräsentiert;
worin u einen Vektor von Störungsabtastwerten mit Verzögerungen, die den einzelnen Übertragungspfadverzögerungen entsprechen, repräsentiert; und
worin a₁ und a₂ positive Zahlen sind.

In einigen Aspekten der Erfindung schafft der Schritt 100, dass die Übertragungen ein Pilotsignal enthalten. Daraufhin enthält der Schritt 102 das Empfangen des Pilotsymbols als Teil der empfangenen Nachrichten. Außerdem folgt auf den Schritt 102 ein weiterer Schritt. Der Schritt 103 erzeugt in Reaktion auf das Empfangen des Pilotsymbols in Schritt a) eine Pilotsymbolkopie. Dar aufhin enthält der Schritt 104 das Verwenden der Pilotsymbolkopie, um das empfangene Pilotsignal aus den empfangenen Nachrichten und dem farbigen Rauschen zu entfernen, wodurch das Vorweißungsfilter optimiert wird. Der Schritt 106 enthält das Subtrahieren der Pilotsymbolkopie von den empfangenen Nachrichten, um eine Kanalschätzung ohne die Auswirkungen des Pilotsymbols zu schaffen, wodurch das Pilotsymbol als farbiges Rauschen gefiltert wird.
In einigen Aspekten der Erfindung schafft der Schritt 100, dass die Informationen mit einer bekannten ersten Chipsequenz übertragen werden. Daraufhin enthält der Schritt 104 das Schätzen der Kanalkoeffizienten jedes Übertragungspfades. Der Schritt 103 enthält das Erzeugen der Pilotsymbolkopie unter Verwendung der im Schritt 102 gesteuerten zeitlichen Abstimmung des Übertragungspfades, der ersten Chipsequenz und der im Schritt 104 geschätzten Kanalkoeffizienten. Ferner enthält der Schritt 104 das Subtrahieren der Pilotsymbolkopie von dem empfangenen Pilotsymbol, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Der Schritt 103 enthält das adaptive Filtern der Pilotsymbolkopie unter Verwendung des Fehlersignals, um die Pilotsymbolkopie zu korrigieren, und der Schritt 106 enthält das verbesserte Beseitigen des empfangenen Pilotsymbols mit der korrigierten Pilotsymbolkopie, wobei das farbige Rauschen in den empfangenen Nachrichten vollständiger kompensiert wird.
In einigen Aspekten der Erfindung enthält der Schritt 103 das adaptive Filtern durch Verarbeiten der Pilotsymbolkopie durch mehrere Verarbeitungspfade, wovon jeder eine Zeitverzögerung und ein Gewicht besitzt, die in Reaktion auf das Fehlersignal variabel sind, und das Summieren der Verarbeitungspfade.
Es wurden ein Empfänger und ein Verfahren vorgeschlagen, die das Signal/Rauschen eines empfangenen Signals in Anwesenheit von farbigem Rauschen verbessern. Das System und das Verfahren arbeiten in der Weise, dass sie beim Entspreizen der übertragenen Informationen eine optimale Schätzung schaffen. Ferner beseitigen die Systeme in dem Empfänger das Pilotsymbol, wobei sie die Wirkung des farbigen Rauschens beim Spreizen der empfangenen Informationen noch weiter verringern. Weitere Änderungen und Ausführungsformen fallen dem Fachmann auf dem Gebiet ein.

Claims

Verfahren zum Entfernen farbigen Rauschens aus empfangenen Nachrichten in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem, das wenigstens eine Basisstation enthält, die an eine Mobilstation in einer Bandbreite sendet, die im Vergleich zu der Informationsübertragungsrate (80, 100) groß ist, mit dem Schritt a) Empfangen von Nachrichten, die Informationen, farbiges Rauschen und weißes Rauschen (82, 102) enthalten, gekennzeichnet durch die Schritte b1) in Reaktion auf die im Schritt a) (82, 102) empfangenen Nachrichten Erzeugen eines Vorweißungsfilters (104), um den optimalen Schätzvektor zum Entspreizen der übertragenen Informationen zu schaffen, und b2) Ausführen einer Kanalweißung und Entspreizung der empfangenen Nachrichten in Reaktion auf das Vorweißungsfilter im Schritt b1) (104, 106) durch einen RAKE-Empfänger, der den optimalen Schätzvektor verwendet, um die übertragenen Informationen wiederzugewinnen, wobei die empfangenen Nachrichten wahlweise hervorgehoben werden, um das farbige Rauschen zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Nachrichten innerhalb mehrerer Zeitsegmente empfangen werden und bei dem der Schritt b2) (84) das wahl-weise Gewichten von Zeitsegmenten, wenn die empfangenen Nachrichten entspreizt werden, enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Nachrichten über ein Frequenzbandbreitenspektrum empfangen werden und bei dem der Schritt b2) (84) das wahlweise Gewichten von Abschnitten des Frequenzspektrums, wenn die empfangenen Nachrichten entspreizt werden, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt a) (82, 102) das Verändern der empfangenen Nachrichteninformationen und der Rauschkomponenten enthält und bei dem der Schritt b2) (84) das angepasste Modifizieren des selektiven Gewichtungsprozesses in Reaktion auf die veränderten empfangenen Nachrichten enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt b1) (104) das Messen der Statistik zweiter Ordnung des farbigen Rauschens sowie das Erzeugen des Vorweißungsfilters in Reaktion auf die Statistik zweiter Ordnung des farbigen Rauschens enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Nachrichten auf mehreren Übertragungspfaden mit entsprechenden Pfadverzögerungen empfangen werden, bei dem der Schritt a) (82, 102) das Steuern der zeitlichen Abstimmung der empfangenen Nachrichten, die jedem Übertragungspfad zugeordnet sind, enthält und bei dem der Schritt b1) (104) die Unterschritte enthält: a) Bilden eines Funktionals für die Übertragungspfade auf der Grundlage des empfangenen Rauschens und der im Schritt a) (82, 102) gesteuerten zeitlichen Abstimmung jedes Übertragungspfades (104a); und b) in Reaktion auf jedes im Schritt b1a) (104a) gebildeten Funktionals Bestimmen des Vorweißungsfilters für das farbige Rauschen jedes entsprechenden Übertragungspfades (104b).
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Nachrichten digitale Informationen in Form von Bits enthalten und bei dem der Schritt b1a) (104a) das Optimieren des Funktionals jedes Übertragungspfades enthält, um die Bitfehlerrate (BER) der im Schritt b2) (106) demodulierten digitalen Informationen zu verbessern.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt b1a) (104a) das Funktional enthält, das ein Signal/Rausch-Verhältnis wie folgt ist: J = (αHffHα)/(αHRα); worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert; worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte bezeichnet; worin R die Störungskovarianzmatrix ist; worin J das Signal/Rausch-Verhältnis ist; und worin f die empfangene Nachricht ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt b1a) (104a) das folgende Funktional enthält: J = αHRα – λ[αHF – y0]; worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert; worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte bezeichnet; worin R die Rauschkovarianzmatrix ist; worin J der Funktionalwert ist; worin y₀ eine Konstante ist; worin f die empfangene Nachricht ist; und worin λ ein von null verschiedener Lagrange-Multiplikator ist.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem der Schritt b1) (104) das rekursive Aktualisieren der Störungskovarianzmatrix R wie folgt enthält: R-1 n+1 = a1R-1 n – (a2R-1 nuuHR-1 n)/(1 + uHR-1 nu), worin n einen diskreten Zeitabtastwert repräsentiert; worin R^-1 _n die inverse Störungskovarianzmatrix zum Zeitpunkt n repräsentiert; worin u einen Vektor von Störungsabtastwerten mit Verzögerungen, die den einzelnen Übertragungspfadverzögerungen entsprechen, repräsentiert; und worin a₁ und a₂ positive Zahlen sind.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Übertragungen ein Pilotsignal enthalten, bei dem der Schritt a) (82, 102) das Empfangen des Pilotsymbols als Teil der empfangenen Nachrichten enthält und nach dem Schritt a) (82, 102) den weiteren Schritt enthält: a1) in Reaktion auf das Empfangen des Pilotsymbols im Schritt a) (82, 102) Erzeugen einer Pilotsymbolkopie (103); bei dem der Schritt b1) (104) das Verwenden der Pilotsymbolkopie, um das empfangene Pilotsignal aus den empfangenen Nachrichten und dem farbigen Rauschen zu entfernen, enthält, wodurch das Vorweißungsfilter optimiert wird; und bei dem der Schritt b2) (106) das Subtrahieren der Pilotsymbolkopie von den empfangenen Nachrichten, um eine Kanalschätzung ohne die Auswirkungen des Pilotsymbols zu schaffen, enthält, wobei das Pilotsymbol als farbiges Rauschen gefiltert wird.
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem die Informationen mit einer bekannten ersten Chipsequenz übertragen werden, bei dem der Schritt b 1) (104) das Schätzen der Kanalkoeffizienten jedes Übertragungspfades enthält und bei dem der Schritt a1) (103) das Erzeugen der Pilotsymbolkopie unter Verwendung der im Schritt a) (82, 102) gesteuerten zeitlichen Abstimmung des Übertragungspfades, der ersten Chipsequenz und der im Schritt b1) (104) geschätzten Kanalkoeffizienten enthält.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der Schritt b1) (104) das Subtrahieren der Pilotsymbolkopie von dem empfangenen Pilotsymbol, um ein Fehlersignal zu erzeugen, enthält, bei dem der Schritt a1) (103) das adaptive Filtern der Pilotsymbolkopie unter Verwendung des Fehlersignals, um die Pilotsymbolkopie zu korrigieren, enthält und bei dem der Schritt b2) (106) das verbesserte Beseitigen des empfangenen Pilotsymbols mit der korrigierten Pilotsymbolkopie enthält, wobei das farbige Rauschen in den empfangenen Nachrichten vollständiger kompensiert wird (108).
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem der Schritt a1) (103) das adaptive Filtern durch Verarbeiten der Pilotsymbolkopie durch mehrere Verarbeitungspfade, wovon jeder eine Zeitverzögerung und ein Gewicht besitzt, die in Reaktion auf das Fehlersignal variabel sind, und das Summieren der Verarbeitungspfade enthält.
Empfänger (10) zum Maximieren des Signal/Rausch-Verhältnisses in Gegenwart farbigen Rauschens; in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem, das wenigstens eine Basisstation enthält, die an eine Mobilstation in einer Bandbreite überträgt, die im Vergleich zu der Informationsrate groß ist, mit: einem Vorweißungsfilter-Computer (18), der einen Eingang, der die übertragenen Nachrichten einschließlich Informationen, weißen Rauschens und farbigen Rauschens annimmt, und einen Ausgang, der den optimalen Schätzvektor zum Entspreizen der Informationen in Reaktion auf den Empfang der übertragenen Informationen und des farbigen Rauschens bereitstellt, besitzt; und einem RAKE-Empfänger (22), der einen ersten Eingang, der die übertragenen Nachrichten einschließlich Informationen, weißen Rauschens und farbigen Rauschens annimmt, und einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Vorweißungsfilter-Computers (18) funktional verbunden ist, besitzt und den optimalen Schätzvektor verwendet, um entspreizte empfangene Informationen an einem Ausgang (24a,..., 24n) bereitzustellen, wodurch die Wahrscheinlichkeit des Empfangs von Informationen verbessert wird.
Empfänger nach Anspruch 15, ferner mit: einer Autokovarianz-Schätzeinrichtung (12), die einen ersten Eingang, um übertragene Nachrichten einschließlich Informationen, farbigen Rauschens und weißen Rauschens zu empfangen, und einen Ausgang, der mit dem Eingang des Vorweißungsfilters (18) funktional verbunden ist, um eine Rauschstatistik-Kovarianzmatrix bereitzustellen, besitzt.
Empfänger nach Anspruch 15, bei dem das Kommunikationssystem das Übertragen eines Pilotsymbols für die Unterstützung der Synchronisation und des Zeitverlaufs enthält, ferner mit: einem Pilotsymbolkopie-Generator (26), der einen Eingang, der Informationen annimmt, um das Auftreten der Pilotsymbole zu bestimmen, und einen Ausgang, der eine Pilotsymbolkopie gleichzeitig zum Empfang eines wirklichen Pilotsymbols bereitstellt, besitzt; und eine Subtrahierschaltung (32), die einen ersten Eingang, der das empfangene Signal annimmt, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Pilotsymbolkopie-Generators (26) funktional verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Eingang der Autokovarianz-Schätzeinrichtung (12) funktional verbunden ist, um das empfangene Signal ohne das Pilotsymbol bereitzustellen, besitzt; und wobei die Autokovarianz-Schätzeinrichtung (12) einen Vektor in der Rauschstatistikmatrix bereitstellen kann, der farbiges Rauschen aus dem empfangenen Signal effektiv filtert.
Empfänger nach Anspruch 17, bei dem die Informationen auf einem Verkehrskanal übertragen werden, der mit einem langen Code gespreizt ist, und vorgegebene Datensymbole auf einem Steuerkanal übertragen werden, der mit dem langen Code gespreizt ist, um eine Kanalerfassung und eine Kanalsynchronisation zu erzielen, wobei der Empfänger (10) ferner versehen ist mit: einer Fingersuchereinheit (34), die einen Eingang besitzt, der den übertragenen Steuerkanal annimmt, und den zum Entspreizen der Kanäle verwendeten langen Code an einem Ausgang bereitstellt; einer Verfolgungsschleife (38), die einen ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Fingersuchers (34) funktional verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der den übertragenen Steuerkanal empfängt, besitzt und an einem Ausgang einen synchronisierten langen Code bereitstellt; und einem Steuerkanalentspreizer (42), der einen ersten Eingang, der den übertragenen Steuerkanal annimmt, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang der Verfolgungsschleife (38) funktional verbunden ist und einen Ausgang, der den entspreizten Steuerkanal bereitstellt, besitzt.
Empfänger (10) nach Anspruch 17, bei dem die Autokovarianz-Schätzeinrichtung (12) eine Rauschstatistik-Matrix wie folgt bereitstellen kann:
worin R die Autokovarianzschätzung ist; Ts die Abtastperiode ist; i und j die i-te Zeile und die j-te Spalte der geschätzten Autokovarianzmatrix repräsentieren; K die Anzahl der Abtastwerte repräsentiert, aus denen die Autokovarianz geschätzt wird; und r(t) die empfangene Nachricht, die Informationen und Störungen enthält, zum Zeitpunkt t repräsentiert, wobei die i-te Zeile und die j-te Spalte in der Autokovarianzmatrix die geschätzten Werte R((i – j)T_s) sind.
Empfänger nach Anspruch 17, bei dem der Vorweißungsfilter-Computer (18) einen Schätzvektor wie folgt bereitstellt: α, derart, dass J = (α^Hff^Hα) / (α^HRα) maximal ist; α, derart, dass J = α^HRα – λ[α^Hf – y₀] minimal ist; und worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert; worin ()^H eine Konjugiert-Transponierte angibt; worin R die Störungskovarianzmatrix ist; worin J das Funktional ist; worin α das Vorweißungsfilter repräsentiert; worin y₀ eine Konstante ist; worin f die empfangene Nachricht ist; und worin λ ein von null verschiedener Lagrange-Multiplikator ist.