DE4313545B4

DE4313545B4 - Steuerschaltung für einen Stromrichter

Info

Publication number: DE4313545B4
Application number: DE4313545A
Authority: DE
Inventors: Hirofumi Kawasaki Minowa; Shinichi Kawasaki Ishii; Takao Kawasaki Yanase; Masaru Kawasaki Yamazoe
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1992-04-27
Filing date: 1993-04-25
Publication date: 2005-08-18
Anticipated expiration: 2013-04-26
Also published as: CN1085697A; DE4313545A1; JP3064671B2; CN1047698C; JPH05308793A; US5481172A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen Stromrichter, etwa einen V/f-gesteuerten PBM-Wechselrichter zum Antrieb eines Induktionsmotors.

Es ist bekannt, daß Induktionsmotoren, die von V/f-gesteuerten PBM-Wechselrichtern angesteuert werden, an einer ungewöhnlichen Schwingung leiden können, die von einer Schwingung von Motorströmen herrührt (siehe "Application Guide to Inverter Drive", Technical Reference Nr. 148 der Japanischen Ver- einigung von Elektroherstellern).

Ein Verfahren zur Begrenzung der Schwingung solch eines Motorstroms ist in einem Artikel "Limiting Current Oscillation in an Inverter-Induction Motor System" offenbart, der in der Druckschrift "National Meeting of Institute of Electric Engineers of Japan", Nr. 1665, 1989 veröffentlicht ist. Dieses Verfahren erfaßt die Primärströme eines Induktionsmotors, errechnet die Amplitude des Stroms, entnimmt aus der Amplitude des Stroms eine Schwingungskomponente und korrigiert einen Ausgangsspannungssollwert unter Verwendung der Schwingungskomponente.

Als Steuerverfahren für V/f-gesteuerte PBM-Wechselrichter ist ein Flußsteuerverfahren bekannt (siehe "High-Performance General Use Flux Controlled PWM Inverter" in der Druckschrift IEA-87-6, Society for the Study of Industrial Electric Power Application of the Institute of Electric Engineers of Japan). Dieses Verfahren erfaßt Klemmenspannungen eines Induktionsmotors über einen Integrator, nimmt an, daß die erfaßten Signale dem Primärfluß des Induktionsmotors entsprechen und steuert diesen mittels eines Reglers so, daß er mit Flußsoll werten übereinstimmt, so daß der Primärfluß auf einen konstanten Wert geregelt wird.

Die oben erwähnten Verfahren können die Schwingung des Motorstroms jedoch dann nicht ganz begrenzen, wenn sich der Lastzustand, die Art und Kapazität eines Motors und ähnliches ändert.

US 3,935,518 offenbart ein Verfahren und eine Schaltung zur Eliminierung von Schwingungen eines Induktionsmotors.

DE 29 19 852 A1 offenbart eine Lastzustandsregelung einer umrichtergespeisten Asynchronmaschine.

DE 37 15 462 A1 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung eines Stromrichters, der über eine Vektorsteuerung einen Induktionsmotor speist.

DE 32 03 974 C2 offenbart eine Regelanordnung für einen mehrphasigen Wechselstrommotor.

DE 23 29 582 A1 offenbart Wechselstrom-Antriebssysteme mit einstellbarer Drehzahl, wobei reale oder gleichphasige Komponenten des Motorstroms für die Stabilisierung des Antriebssystems verwendet werden.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuerschaltung für einen Stromrichter zu schaffen, die die Schwingung von Motorströmen positiv begrenzen kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Steuerschaltung gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Zur Lösung der Aufgabe führt die vorliegende Erfindung folgende Steuerung durch:

(1) Sie erfaßt die Schwingungskomponente des Erregerstroms eines Induktionsmotors durch Errechnen eines Erregerstromkorrelats aus einem erfaßten Signal eines Motorstroms und steuert den Spannungsollwert so, daß die Schwingungskomponente begrenzt wird.
(2) Bei einem Flußsteuerverfahren wird ein Flußsollwert so gesteuert, daß die Schwingungskomponente des Erregerstroms begrenzt wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann man einen stabilen Betrieb selbst dann erhalten, wenn eine Last angelegt wird, weil der Spannungssollwert so gesteuert wird, daß nur die Schwingungskomponente des Erregerstromkorrelats begrenzt wird, das man aus den Primärströmen des Induktionsmotors erhält.

Da bei der Flußsteuerung die Flußsollwerte gesteuert werden, um die Schwingung zu begrenzen, wird ein stabiler Betrieb selbst dann erhalten, wenn sich die Art oder Kapazität des Motors ändern.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
2 ein Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors,
3 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
4 ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
5 ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
6 ein Blockschaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
7 ein Blockschaltbild eines sechsten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
8 ein Blockschaltbild eines siebten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
9 ein Vektordiagramm, in dem ein Spannungsvektor und ein Stromvektor zur Erläuterung der Errechnung eines Erregerstroms dargestellt sind,
10 ein Blockschaltbild eines achten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
11 ein Blockschaltbild eines neunten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,
12 ein Blockschaltbild eines zehnten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, und
13 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles eines elften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Ausführungsbeispiel 1
1 ist ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. In dieser Figur bezeichnet die Bezugszahl 1 einen Drei-Phasen-Induktionsmotor und die Bezugszahl 2 einen Stromrichter, etwa einen Puls- Wechselrichter zur Speisung des Induktionsmotors 1.
In einer Steuerschaltung wird ein Frequenzvorgabewert f₁** von einer Frequenzeinstelleinheit 7 an eine Beschleunigungs- und Abbremsungs-Recheneinheit 6 geliefert. Diese Einheit 6 errechnet den Ausgangsfrequenzsollwert f₁* des Stromrichters 2 nach Maßgabe einer vorbestimmten Beschleunigungs- und Abbremsungs-Zeitperiode und liefert ihn an eine Spannungssollwert-Recheneinheit 5 und einen Integrator 14.
Die Spannungssollwert-Recheneinheit 5 errechnet einen d-Achsen-(Längsachsen)-Spannungssollwert v_1d* und einen q-Achsen-(Querfeldachsen)-Spannungssollwert v_1q** eines orthogonalen d-q-Achsen-Koordinatensystems, das sich mit der Ausgangsfrequenz des Stromrichters 2 dreht, so daß das V/f-Verhältnis konstant gehalten wird. Der Integrator 14 errechnet einen Bezugsphasenwinkel Θ aus dem Ausgangsfrequenzsollwert f₁*.
Die Primärströme des Induktionsmotors werden für jede Phase mittels eines Stromdetektors 8 erfaßt und in eine Erregerstromrecheneinheit 21 eingegeben. Die Erregerstromrecheneinheit 21 umfaßt einen Dreiphasen-Zweiphasen-Umsetzer 9 und eine Vektorrotationseinheit 10, deren Referenzphasenwinkel ist. Die d-Achsenkomponente i_1d (das heißt ein Erregerstromkorrelat), die von der Vektorrotationseinheit 10 ausgegeben wird, wird einem Filter 11 zugeführt. Das Filter 11 läßt eine Schwingungskomponente Δi_1d durch, die mittels einer Koeffizienteneinheit 12 zu einer Spannungskorrekturgröße Δv umgewandelt wird.
Die Spannungskorrekturgröße Δv wird invertiert und einem Addierer 13 zugeführt. Der Addierer 13 gibt den q-Achsenspannungssollwert v_1q* aus, bei dem es sich um die Differenz zwischen dem q-Achsenspannungssollwert v_1q** und der Spannungskorrekturgröße Δv handelt. Der Koeffizient der Koeffizienteneinheit 12 ist nicht auf einen festen Wert beschränkt, sondern kann nach Maßgabe der Ausgangsfrequenz oder Last so geändert werden, daß die Wirkung der Schwingungsbegrenzung weiter verbessert werden kann.
Die Spannungsollwerte v_1d* und v_1q* des rotierenden, orthogonalen d- und q-Achsenkoordinatensystems werden mittels einer Koordinatentransformationseinheit 20 zu den Spannungsollwerten v_1u* – v_1w* auf der Statorachse transformiert. Die Koordinatentransformationseinheit 20 umfaßt eine Vektorrotationseinheit 4 und einen Zweiphasen-Dreiphasen-Umsetzer 3. Der Stromrichter 2 wird durch die Spannungssollwerte v_1u – v_1w gesteuert und steuert den an seinen Ausgang angeschlossenen Induktionsmotor 1.
Unter Bezugnahme auf 2 soll nun das Prinzip der Arbeitsweise beschrieben werden. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild des Induktionsmotors. Bei der nachfolgenden Erläuterung sind Punkte, die über Vektorzeichen gesetzt werden sollten, aus Gründen der Vereinfachung weggelassen. Die Spannungsgleichung ist durch Gleichung (1) gegeben.
in der V₁ ein Spannungsvektor über den Anschlüssen des Induktionsmotors ist, I₁ ein Stromvektor der Primärströme des Induktionsmotors ist, I₂ ein Stromvektor des Sekundärstroms des Induktionsmotors ist, r₁ ein Primärwiderstand ist, L₁ eine primäre Selbstinduktivität ist, r₂ ein Sekundärwiderstand ist, L₂ ein sekundäre Selbstinduktivität ist, l₁ eine primäre Streuinduktivität ist, l₂ ein sekundäre Streuinduktivität ist, M eine Gegeninduktivität ist, S der Schlupf ist und w₁ die Schlupfwinkelgeschwindigkeit ist. Zusätzlich gilt L₁ = l₁ + M, L₂ = l₂ + M und S = ω_s1/ω₁.
Gleichung (1) ist eine Spannungsgleichung momentaner Raumvektoren im orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystem, das sich mit der synchronen Winkelgeschwindigkeit ω₁ dreht. Da die Gleichung (1) bekannt ist, soll sie hier nicht abgeleitet werden. Die Gleichung (1) kann in Form der Gleichung (3) ausgedrückt werden, wenn ein F1ußvektor Φ₂ folgende Gleichung (2) erfüllt.
Zum Erhalt der zweiten Reihe von Gleichung (3) wird SL₂/M mit beiden Seiten multipliziert.
Es soll nun der primäre Spannungsvektor V₁ im stationären Zustand durch Einsetzen von Gleichungen (4), (5) und (6) in Gleichung (3) betrachtet werden. Berücksichtigt man die Tatsache, daß im stationären Zustand Φ_2q = 0, erhält man die Gleichungen (7) und (8). v1 = v1d + jv1q (4) I1 = i1d + ji1q (5) Φ2 = Φ2d + Φ2q (6) v1d = r1i1d – ω1(L1 – M2/L2) i1q (7) v1q = r1i1d – ω1(L1 – M2/L2) i1q + ω1(M/L2 Φ2d (8)
In den Gleichungen (7) und (8) ist (L₁ – M²/L₂) = 0, da M >> l₁ oder l₂, der Primärwiderstand r₁ ist vernachlässigbar, und der Fluß Φ_2d im stationären Zustand erfüllt Φ_2d = Mi_1d, so daß der Primärspannungsvektor v₁ vereinfacht gemäß Gleichungen (9) und (10) errechnet werden kann. v1d = 0 (9) v1q = ω1Mi1d (10)
Bei der Ableitung von Gleichung (10) wurde berücksichtigt, daß L₁ ≈ M.
Wenn die Primärströme des Induktionsmotors instabil sind, tritt eine Schwingung entsprechend dem Erregerstrom in i_1d auf. Demgemäß macht die Erfassung der Schwingungskomponente Δi_1d und die Korrektur des q-Achsenspannungssollwerts derart, daß die Schwingung reduziert wird, es möglich, den Fluß und die Primärströme des Induktionsmotors zu stabilisieren. In diesem Fall sind die Spannungssollwerte v_1d* und v_1q* durch die folgenden Gleichungen (11) und (12) gegeben. v1q* = 0 (11) v1q* = v1q** – Δv (12)wobei v_1q** = ω₁Mi_1d und i_1d unter der Konstantflußsteuerung einen festen Wert annimmt. Zusätzlich gilt Δv = KΔi_1d, wobei K eine Korrekturverstärkung ist.
Obwohl die Korrekturverstärkung K proportional zur synchronen Winkelgeschwindigkeit ω₁ variiert wird, wenn der Fluß konstant ist, kann sie ungeachtet ω₁ auf einen festen Wert eingestellt werden abhängig von der Art des Motors oder seiner Belastung.
Dieses Ausführungsbeispiel errechnet also den Primärspannungssollwert v₁* nach Maßgabe der Gleichungen (11) und (12) und steuert den Induktionsmotor mit diesem Sollwert. Als Folge wird der Fluß im Induktionsmotor stabilisiert, und damit werden auch die Primärströme des Induktionsmotors stabilisiert.
Ausführungsbeispiel 2
3 ist ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Dieses Ausführunssbeispiel umfaßt ein Flußsteuersystem zusätzlich zu einer Begrenzungsfunktion für die Schwingungskomponente des Erregerstroms. Da, wie oben erwähnt, im stationären Zustand die Gleichung Φ_2d = Mi_1d gilt, kann durch Setzen von K = M davon ausgegangen werden, daß die Erregerstromschwingungskomponente Δi_1d gleich der Flußschwingungskomponente ΔΦ ist. Der Fluß im stationären Zustand ist durch die Gleichungen (13) und (14) durch Integration von Gleichungen (9) und (10) gegeben. Φd = Mi1d (13) Φq = 0 (14)
Wenn V/f konstant ist, wird der Fluß dadurch stabilisiert, daß ein Flußsollwert Φ_d** in einer Weise korrigiert wird, die der Korrektur der Schwingungskomponente des Erregerstroms ähnlich ist. In diesem Fall sind die Flußsollwerte durch die Gleichungen (15) und (16) gegeben. Φd* = Φd** – ΔΦ (15) Φq* = 0 (16)worin ΔΦ = KΔi_1d gilt und K eine Korrekturverstärkung ist.
In 3 errechnet eine Flußsollwertrecheneinheit 18 die Sollwerte gemäß Gleichungen (13) und (14) und gibt sie aus. Dies unterscheidet sich nicht vom Stand der Technik insoweit als die Flußsollwerte in einem festgelegten Ausgangsbereich umgekehrt proportional zur Ausgangsfrequenz variiert werden.
Die Koeffizienteneinheit 12 transformiert die Stromschwingungskomponente Δi_1d zu einer Flußkorrekturgröße ΔΦ, wodurch Δi_1d zu einem Flußschwingungskorrelat geändert wird. Die Flußkorrekturgröße ΔΦ wird mittels des Addierers 19 von dem d-Achsenflußsollwert Φ_d** subtrahiert. Damit gibt der Addierer 19 den d-Achsenflußsollwert Φ_d* aus, der durch die Korrekturgröße ΔΦ korrigiert ist.
Die Flußsollwerte Φ_d* und Φ_q* im rotierenden orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystem werden mittels der Koordinatentransformationseinheit 20 in Flußsollwerte Φ_u* – Φ_ω* transformiert. Die Koordinatentransformationseinheit 20 enthält die Vektorrotationseinheit 4 und den Zweiphasen-Dreiphasen-Umsetzer 3. Ein Flußdetektor 16 erfaßt den Fluß Φ_u – Φ_ω der jeweiligen Phase aus der Ausgangsspannung des Stromrichters 2. Ein Addierer 17 subtrahiert diese Flußistwerte von den Flußsollwerten und liefert die Differenz an einen Flußeinsteller 15. Das Ausgangssignal des Flußeinstellers 15 wird dem Stromrichter 2 als Spannungsollwerte v_1u* – v_1w* geliefert, und der Induktionsmotor wird von dem Stromrichter 2 angesteuert.
Ausführungsbeispiel 3
4 ist ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel realisiert das Flußsteuersystem, wie es in 3 gezeigt ist, in einer anderen Anordnung.
Genauer gesagt wird das Ausgangssignal des Flußdetektors 16 durch eine Rotationstransformationseinheit 22 in d- und q-Achsenkomponenten aufgelöst. Die Transformationseinheit 22 enthält einen Dreiphasen-Zweiphasen-Umsetzer 9' und eine Vektorrotationseinheit 10'. Die d-Achsenkomponente Φ_d wird im d-q-Achsenkoordinatensystem vom Ausgangssignal Φ_d* des Addierers 19 mittels eines Addierers 25a subtrahiert, und die q-Achsenkomponente Φ_q wird im d-q-Achsenkoordinatensystem vom Ausgangssignal Φ_q* der Flußsollwertrecheneinheit 18 mittels eines Addierers 25b subtrahiert. Einsteller 23 und 24 führen eine Flußsteuerung auf der Basis der Ausgangssignale der Addierer 25a und 25b aus. Bei dieser Anordnung transformiert die Koeffizienteneinheit 12 die Schwingungskomponente des Erregerstroms zu einer Korrekturgröße ΔΦ. Der Addierer 19 subtrahiert diese Korrekturgröße von dem d-Achsenflußsollwert Φ_d**, so daß der d-Achsenflußsollwert korrigiert wird. Dieses Ausführungsbeispiel kann demnach Wirkungen erzielen, die ähnlich jenen des in 3 gezeigten zweiten Ausführungsbeispiels sind.
Ausführunasbeispiel 4
5 ist ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem dritten Ausführungsbeispiel von 4 dadurch, daß es mittels eines Addierers 26 den q-Achsenspannungssollwert korrigiert. Genauer gesagt subtrahiert der Addierer 26 die Korrekturgröße Δv von dem q-Achsenspannungssollwert, der von dem Einsteller 24 ausgegeben wird und gibt einen korrigierten q-Achsenspannungssollwert v_q* aus. Dabei entspricht die Korrekturgröße Δv, die von der Koeffizienteneinheit 12 ausgegeben wird, der Schwingungskomponente des Erregerstroms. Das heißt, daß ähnliche Wirkungen wie mit der Anordnung von 3 erzielt werden können.
Ausführungsbeispiel 5
6 ist ein Blockschaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel realisiert die Errechnung und Korrektur von Statorachsenspannungssollwerten im ersten, in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel unter Verwendung einer anderen Anordnung. Diese Anordnung ist im Hinblick auf die Tatsache ausgelegt, daß v_1d= 0, wie durch Gleichung (9) ausgedrückt.
In 6 errechnet eine Spannungsamplitudenrecheneinheit 29 eine gewünschte Spannungsamplitude |V| gegenüber dem Ausgangsfrequenzsollwert f*. Das Ausgangssignal der Koeffizienteneinheit 12 ist dabei die Schwankungsgröße des Flusses oder des Erregerstroms. Das Ausgangssignal Δv der Koeffizienteneinheit 12 sollte als eine Korrekturgröße von der Spannung v_1q, die der Erregerspannung entspricht, subtrahiert werden. In diesem Fall muß die Phase des Ausgangssignals des Integrators 14 mittels eines Phasenschiebers 34 um π/2 vorgerückt werden. Der Phasenschieber enthält einen Addierer 341.
Die Spannungsamplitude |V| und das Ausgangssignal des Phasenschiebers 34 werden einem Dreiphasenoszillator 28 eingegeben. Der Dreiphasenoszillator 28 liefert Statorachsenspannungssollwerte. Die Statorachsenspannungsollwerte werden mittels einer Korrektureinheit 27 korrigiert. Die Korrektureinheit 27 subtrahiert das Ausgangssignal der Koeffizienteneinheit 12 mittels eines Addierers 273 von dem Wert 1. Dadurch wird der Koeffizient für die Statorachsenspannungssollwerte erhalten. Dabei ist das Ausgangssignal der Koeffizienteneinheit 12 die Korrekturgröße der Schwingungskomponente des Erregerstroms. Die Statorachsenspannungssollwerte werden mittels Multiplizieren 270–272 korrigiert. Auf diese Weise können Wirkungen ähnlich denen von 1 erreicht werden.
Ausführungsbeispiel 6
7 ist ein Blockschaltbild eines sechsten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel realisiert die Errechnung und Korrektur von Statorflußsollwerten des zweiten, in 3 gezeigten Ausführungsbeispiels unter Verwendung einer anderen Anordnung. Diese Anordnung ist im Hinblick auf die Tatsache ausgelegt, daß Φ_q = 0, wie durch Gleichung (14) ausgedrückt.
In 7 errechnet eine Flußamplitudenrecheneinheit 30 eine gewünschte Flußamplitude |Φ| gegenüber dem Ausgangsfrequenzsollwert f*. Die Flußamplitude |Φ| und ein Bezugsphasenwinkel Θ werden in den Dreiphasenoszillator 28 eingegeben, der Statorflußsollwerte ausgibt. Die Statorflußsollwerte werden mittels der Korrektureinheit 27 korrigiert. Dieses Ausführungsbeispiel erreicht Wirkungen ähnlich denen von 3.
Ausführungsbeispiel 7
8 ist ein Blockschaltbild eines siebten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel realisiert die Erregerstromrecheneinheit 21 des fünften Ausführungsbeispiels, das in 6 gezeigt ist, unter Verwendung einer anderen Anordnung.
Die Idee der Errechnung des Erregerstroms wird unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm von 9 erläutert. In 9 bilden Achsen α und β ein orthogonales Statorkoordinatensystem und Achsen d und q ein orthogonales Koordinatensystem, das sich mit der Synchrongeschwindigkeit dreht. Das Vektordiagramm verdeutlich den Zusammenhang zwischen dem Spannungsvektor V₁ und dem Stromvektor I₁, die durch Gleichungen (4) und (5) gegeben sind. Das Erregerstromkorrelat i_1d ist durch die folgende Gleichung (17) gegeben. i1d = |I1| × sin (Θv – Θi) (17)worin Θv die Phase des Spannungsvektors in bezug auf die α-Achse und Θi die Phase des Stromvektors in bezug auf die α-Achse sind.
Die Phasen Θv und Θi und der Absolutwert |I₁| sind durch die Gleichungen (18), (19) und (20) gegeben.
worin v_1α und v_1β die α- bzw. β-Achsenkomponenten des Spannungsvektors sind und i_1α und i_1β die α- bzw. β-Achsenkomponenten des Stromvektors sind.
Das siebte Ausführungsbeispiel in 8 ist nach Maßgabe der Gleichungen (17) bis (20) ausgeführt.
Als nächstes soll eine Erregerstromrecheneinheit 32 erläutert werden. Die Spannung über den Klemmen des Induktionsmotors wird mittels eines isolierenden Detektors 320 erfaßt. Die Istwerte der Primärströme und Primärspannungen des Induktionsmotors werden in jene des α-β-Achsenkoordinatensystems transformiert, und zwar mit Hilfe von Dreiphasen-Zweiphasen-Umsetzern 321 bzw. 322. Das Ausgangssignal des Dreiphasen-Zweiphasen-Umsetzers 321 wird in eine Absolutwertrecheneinheit 323 und einen Funktionsgenerator 324 eingegeben. Die Absolutwertrecheneinheit 323 errechnet den Absolutwert |I₁| des Stromvektors, und der Funktionsgenerator 324 erzeugt die Phase Θi des Stromvektors. Das Ausgangssignal des Dreiphasen-Zweiphasen-Umsetzers 322 wird in einen Funktionsgenerator 325 eingegeben, der die Phase Θv des Spannungsvektors erzeugt.
Die Phasen Θi und Θv werden mittels eines Addierers 326 und eines Funktionsgenerators 327 zu sin(Θv – Θi) umgesetzt. Ein Multiplizierer 328 multipliziert das Ausgangssignal der Absolutwertrecheneinheit 323 mit dem Ausgangssignal des Funktionsgenerators 327 und gibt das Produkt als ein Erregerstromkorrelat i_1d aus. Das Erregerstromkorrelat i_1d wird über das Filter 11 und die Koeffizienteneinheit 12 in die Korrektureinheit 27 eingegeben.
Ausführungsbeispiel 8
10 ist ein Blockschaltbild eines achten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet das Ausgangssignal der Korrektureinheit 27 anstelle des Istwerts der Motorklemmenspannungen. Damit kann dieses Ausführungsbeispiel Wirkungen ähnlich denen des zweiten Ausführungsbeispiels von 3 in dem Fall erzielen, wo die Motorklemmenspannungen bei dem siebten Ausführungsbeispiel von 8 nicht erfaßt werden können.
Ausführungsbeispiel 9
11 ist ein Blockschaltbild eines neunten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel realisiert die Erregerstromrecheneinheit 21 des sechsten Ausführungsbeispiels, das in 7 gezeigt ist, unter Verwendung einer anderen Anordnung. Die Anordnung ist die gleiche wie die der Erregerstromrecheneinheit 32, die im Zusammenhang mit dem siebten Ausführungsbeispiel von 8 beschrieben wurde. Dieses Ausführungsbeispiel kann Wirkungen ähnlich jenen des dritten, in 4 gezeigten Ausführungsbeispiels, erzielen.
Ausführungsbeispiel 10
12 ist ein Blockschaltbild eines zehnten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel beliefert die Erregerstromrecheneinheit 32 mit dem Ausgangssignal des Flußeinstellers 15 anstelle der Istwerte der Motorklemmenspannung des in 11 gezeigten neunten Ausführungsbeispiels. Damit kann dieses Ausführungsbeispiel Wirkungen ähnlich denen des dritten Ausführungsbeispiels von 4 in dem Fall erzielen, wo die Motorklemmenspannungen beim neunten Ausführungsbeispiel von 11 nicht erfaßt werden können.
Ausführungsbeispiel 11
13 ist ein Blockschaltbild eines elften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung Dieses Ausführungsbeispiel realisiert die Korrektureinheit 27 des in 6 gezeigten fünften Ausführungsbeispiels mit einer anderen Anordnung.
Dieses Ausführungsbeispiel wird unter Bezugnahme auf das Vektordiagramm von 9 erläutert. In 9 eilt die Phase des Spannungsvektors V₁ der Phase des Erregerstromkorrelats i_1d um π/2 vor. Die Phase der Korrekturgröße Δv, die auf der Schwingungskomponente des Erregerstroms beruht, stimmt jedoch mit der Phase des Statorachsenspannungssollwerts überein. Demgemäß ist die Korrekturgröße für die einzelnen Phasen durch die Gleichunngen (21), (22) und (23) gegeben. Δvu = Δv × sin(Θv1) (21) Δvv = Δv × sin(Θv1 – 2π/3) (22) Δvw = Δv × sin(Θv1 – 4π/3) (23)worin Δv ein Korrekturwert, Θ_v1 ein Bezugsphasenwinkel des Spannungssollwerts, Δv_u eine Korrekturgröße der U-Phase, Δv_v eine Korrekturgröße der V-Phase und Δv_w eine Korrekturgröße der W-Phase sind.
Als nächstes wird der Aufbau der Korrektureinheit 33 unter Bezug auf 13 beschrieben. Das Ausgangssignal der Beschleunigungs- und Verzögerungs-Recheneinheit 6 wird über den Integrator 14 in einen Phasenschieber 34 eingegeben. Der Phasenschieber 34 gibt den Bezugsphasenwinkel Θ_v1 aus. Die Phase des Ausgangssignals des Phasenschiebers 34 wird mittels Addierern 333 und 334 um 2π/3 bzw. 4π/3 weiter verschoben. Die Ausgangssignale des Phasenschiebers 34 so wie der Addierer 333 und 334 werden dem Funktionsgenerator 332 eingegeben, dessen Ausgangssignale einer Multipliziereinheit 331 geliefert werden. Die Multipliziereinheit enthält drei Multiplizierer, die jeweils ein Ausgangssignal des Funktionsgenerators 332 mit dem Ausgangssignal Δv der Koeffizienteneinheit 12 multiplizieren. Auf diese Weise werden Korrekturwerte für die jeweiligen Phasen Δv_u, Δv_v und Δv_w erhalten. Die Ausgangssignale des Dreiphasenoszillators 28 werden durch die Korrekturwerte Δv_u, Δv_v und Δv_w korrigiert. Damit kann die Korrektureinheit 33 Wirkungen erzielen, die ähnlich jenen der Korrektureinheit 27 sind. Die Korrektureinheit 27 der 8 und 10 kann durch die Korrektureinheit 33 ersetzt werden.
Die vorliegende Erfindung wurde im einzelnen im Hinblick auf verschiedene Ausführungsbeispiele beschrieben, aus dem Vorangehenden ist jedoch für Fachleute ersichtlich, daß Änderungen und Abwandlungen durchgeführt werden können, ohne die Erfindung in ihrem weitesten Aspekt zu verlassen.

Claims

Steuerschaltung zur Steuerung eines Zwischenkreisumrichters abhängig von einem oder mehreren Sollwerten, mit a) einer Erregerstromgewinnungseinrichtung (21) zur Gewinnung einer Erregerstromkomponente aus einem gemessenen Signal für jede Phase der Primärströme eines Induktionsmotors (1), umfassend a1) eine Vektorrotationseinrichtung (10) zur Auflösung der Primärströme des Induktionsmotors (1) in eine d-Achsenkomponente und eine q-Achsenkomponente eines orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystems unter Verwendung eines Bezugswinkels, a2) eine Ausgangsschaltung (327, 328), die die d-Achsenkomponente der Primärströme des Induktionsmotors (1) als die Erregerstromkomponente ausgibt, b) einer Schwingungskomponenten-Gewinnungseinrichtung (11) zur Gewinnung einer Schwingungskomponente des Erregerstroms aus der Erregerstromkomponente, c) einer Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12), die aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv gewinnt und die Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv als Korrekturgröße ausgibt, und d) einer Sollwertliefereinrichtung (5, 18, 29) mit einer Korrektureinrichtung (13, 19, 26, 27) zur Korrektur wenigstens eines der Sollwerte unter Verwendung der Korrekturgröße und zur Belieferung des Zwischenkreisumrichters mit Statorachsen-Spannungssollwerten, die auf der Basis der korrigierten Sollwerte erhalten werden, wobei die Sollwertliefereinrichtung einen q-Achsenspannungssollwert und einen d-Achsenspannungssollwert in dem orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystem liefert, die Korrektureinrichtung (13) den q-Achsenspannungssollwert mit der Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv korrigiert, während der d-Achsenspannungssollwert auf Null gesetzt ist, und e) die Sollwertliefereinrichtung ferner eine Koordinatentransformationseinrichtung (20) zur Transformation des korrigierten q-Achsenspannungssollwerts und des d-Achsenspannungssollwerts in das statorfeste Koordinatensystem enthält.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses für jede Phase des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms ein Flussschwingungskomponente Δ Φ gewinnt und die Flussschwingungskomponente ΔΦ als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung (18) einen d-Achsenflusssollwert und einen q-Achsenflusssollwert im orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystem liefert, die Korrektureinrichtung (19) den d-Achsenflusssollwert durch die Flussschwingungskomponente Δ Φ korrigiert, während der q-Achsenflusssollwert auf Null gesetzt wird, und die Sollwertliefereinrichtung ferner eine Koordinatentransformationseinrichtung (29) zur Transformation des korrigierten d-Achsenflusssollwerts und des q-Achsenflusssollwerts in das statorfeste Koordinatensystem sowie eine Einstelleinrichtung (15) zur Änderung einer Differenz zwischen jedem der im statorfesten Koordinatensystem und jedem mittels der Flussdetektoreinrichtung (60) gemessenen Fluss in die Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem aufweist.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses jeder Phase des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Flussschwingungskomponente ΔΦ gewinnt und die Flussschwingungskomponente ΔΦ als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung (19, 23, 24, 25a, 25b) umfasst: eine Korrektureinrichtung (19) zur Korrektur der Sollwerte, die in Form eines d-Achsenflusssollwerts und eines q-Achsenflusssollwerts in dem orthogonalen d-q-Achsenkoordinatensystem geliefert werden, wobei die Korrektur in der Weise erfolgt, dass der d-Achsenflusssollwert durch die Flussschwingungskomponente ΔΦ korrigiert wird, eine Einrichtung (25a, 25b) zur Gewinnung einer Differenz zwischen dem korrigierten d-Achsenflusssollwert und einem d-Achsenflussistwert von der Detektoreinrichtung (16) sowie einer Differenz zwischen dem q-Achsenflusssollwert und einem q-Achsenflussistwert von der Detektoreinrichtung, eine Einstelleinrichtung (23, 24) zur Änderung jeder dieser Differenzen in d-Achsen- und q-Achsenspannungssollwerte, und eine Koordinatentransformationseinrichtung (20) zur Transformation der d-Achsen- und der q-Achsenspannungssollwerte in Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses der einzelnen Phasen des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv gewinnt und die Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung (20, 23, 24, 25a, 25b) umfasst: eine Einrichtung (25a, 25b) zum Erhalten einer Differenz zwischen dem d-Achsenflusssollwert und einem d-Achsenflussistwert von der Detektoreinrichtung (16) sowie einer Differenz zwischen dem q-Achsenflusssollwert und einem q-Achsenflussistwert von der Detektoreinrichtung, eine Einstelleinrichtung (23, 24) zur Änderung der jeweiligen dieser Differenzen in einen d-Achsenspannungssollwert und einen q-Achsenspannungssollwert, eine Korrektureinrichtung (26) zur Korrektur des q-Achsenspannungssollwerts durch die Spannungskorrekturgröße Δv, und eine Koordinatentransformationseinrichtung (20) zur Transformation des d-Achsenspannungssollwerts und des korrigierten q-Achsenspannungssollwerts in Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwiggungskomponente der Erregerströme eine Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv gewinnt und die Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Spannungsamplituden-Gewinnungseinrichtung (29) zum Erhalten einer Spannungsamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Spannungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Spannungsamplitude und dem Frequenzsollwert, und eine Korrektureinrichtung (27) zur Korrektur der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem mit der Spannungskorrekturgröße Δv.
Steuerschaltung nach Anspruch 5, wobei die Korrektureinrichtung (27) eine Funktionsgeneratoreinrichtung zur Erzeugung von Dreiphasensignalen in Phase mit den Spannungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aufweist und jeden der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem mit einem Produkt korrigiert, das durch Multiplikation der Erregerspannungs-Schwingungskomponente mit jedem der Dreiphasensignale erhalten wird.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses für jede Phase des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Flussschwingungskomponente ΔΦ gewinnt und die Flussschwingungskomponente ΔΦ als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Flussamplituden-Gewinnungseinrichtung (30) zum Erhalten einer Flussamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Flusssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Flussamplitude und dem Frequenzsollwert, eine Korrektureinrichtung (27) zur Korrektur der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem mit der Flusskorrekturgröße ΔΦ, eine Einrichtung (17) zur Errechnung einer Differenz zwischen jedem der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem und dem jeweiligen Flussistwert von der Flussdetektoreinrichtung (16), und eine Einstelleinrichtung (15) zur Änderung der Differenz in einen jeweiligen der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem.
Steuerschaltung zur Steuerung eines Zwischenkreisumrichters abhängig von einem oder mehreren Sollwerten, mit a) einer Erregerstromgewinnungseinrichtung (21) zur Gewinnung eines Erregerstromkorrelats aus einem gemessenen Signal für jede Phase der Primärströme eines Induktionsmotors (1), umfassend a1) eine Einrichtung (323) zur Erfassung eines Absolutwerts der Primärströme des Induktionsmotors (1) aus den Primärströmen, a2) eine Einrichtung (324) zur Erfassung eines Phasenwinkels der Primärströme in bezug auf ein orthogonales Statorkoordinatensystem aus den Primärströmen des Induktionsmotors, a3) eine Einrichtung (325) zur Erfassung eines Phasenwinkels der Klemmenspannungen des Induktionsmotors (1), bzw. der Statorspannungssollwerte, in bezug auf das orthogonale Statorkoordinatensystem, und a4) eine Einrichtung (326, 327, 328) zur Errechnung des Erregerstromkorrelats auf der Basis des Absolutwerts der Primärströme, des Phasenwinkels der Primärströme und des Phasenwinkels der Klemmenspannungen bzw. Statorspannungssollwerte, b) einer Schwingungskomponenten-Gewinnungseinrichtung (11) zur Gewinnung einer Schwingungskomponente des Erregerstroms aus dem Erregerstromkorrelat, c) einer Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) zur Gewinnung einer Korrekturgröße aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms, und d) einer Sollwertliefereinrichtung (13, 20) zur Korrektur wenigstens eines der Sollwerte unter Verwendung der Korrekturgröße und zur Belieferung des Stromrichters mit Spannungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem, die auf der Basis der korrigierten Sollwerte erhalten werden, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv gewinnt und die Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Spannungsamplituden-Gewinnungseinrichtung (29) zum Erhalten einer Spannungsamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Spannnungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Spannungsamplitude und dem Frequenzsollwret, und eine Korrekturreinrichtung (27) zur Korrektur der Spannungssollwerte in dem statorfesten Koordinationssystem durch die Spannungskorrekturgröße Δv.
Steuerschaltung nach Anspruch 8, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv gewinnt und die Erregerspannungs-Schwingungskomponente Δv als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Spannungsamplituden-Gewinnungseinrichtung (29) zum Erhalt einer Spannungsamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Spannungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Spannungsamplitude, und dem Frequenzsollwert, und eine Korrektureinrichtung (27) zur Korrektur der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem durch die Spannungskorrekturgröße Δv.
Steuerschaltung nach Anspruch 8, ferner mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses für jede Phase des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Flussschwingungskomponente ΔΦ gewinnt und die Flussschwingungskomponente ΔΦ als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Flussamplituden-Gewinnungseinrichtung (30) zum Erhalten einer Flussamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Spannungssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Flussamplitude und dem Frequenzsollwert, eine Korrektureinrichtung (27) zur Korrektur der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem mit der Flusskorrekturgröße ΔΦ, eine Einrichtung (17) zur Errechnung einer Differenz zwischen jedem der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem und dem jeweiligen Flussistwert von der Flussdetektoreinrichtung (16), und eine Einstelleinrichtung (15) zur Änderung der Differenz in einen jeweiligen der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem.
Steuerschaltung nach Anspruch 8, ferner mit einer Flussdetektoreinrichtung (16) zur Erfassung des Flusses für jede Phase des Induktionsmotors, wobei die Korrekturgrößen-Gewinnungseinrichtung (12) aus der Schwingungskomponente des Erregerstroms eine Flussschwingungskomponente ΔΦ gewinnt und die Flussschwingungskomponente ΔΦ als die Korrekturgröße ausgibt, und die Sollwertliefereinrichtung umfasst: eine Flussamplituden-Gewinnungseinrichtung (30) zum Erhalten einer Flussamplitude aus einem Frequenzsollwert, eine Dreiphasenoszillatoreinrichtung (28) zur Erzeugung von Flusssollwerten im statorfesten Koordinatensystem aus der Flussamplitude und dem Frequenzsollwert, eine Korrektureinrichtung (27) zur Korrektur der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem mit der Flusskorrekturgröße ΔΦ, eine Einrichtung (17) zur Errechnung einer Differenz zwischen jedem der Flusssollwerte im statorfesten Koordinatensystem und dem jeweiligen Flussistwert von der Flussdetektoreinrichtung (16), und eine Einstelleinrichtung (15) zur Änderung der Differenz in einen jeweiligen der Spannungssollwerte im statorfesten Koordinatensystem und die Erregerstromgewinnungseinrichtung (32) bei der Ermittlung des Phasenwinkels der Statorspannungs-Sollwerte die Spannungswerte im statorfesten Koordinatensystem, die von der Einstelleinrichtung (15) ausgegeben werden, verwendet.