DE3815709A1

DE3815709A1 - Im zeitbereich arbeitendes radarsystem

Info

Publication number: DE3815709A1
Application number: DE3815709A
Authority: DE
Inventors: Larry W Fullerton
Original assignee: Individual
Current assignee: Time Domain Corp Huntsville Ala Us
Priority date: 1986-06-03
Filing date: 1988-05-07
Publication date: 1989-11-16
Anticipated expiration: 2008-05-08
Also published as: GB8810764D0; DE3815709C2; GB2218294B; US4743906A; GB2218294A

Description

Die Erfindung betrifft ein im Zeitbereich arbeitendes Radarsystem, worin beabstandete einzelne Zyklen oder manchmal als Monozyklen bezeichnete, beinahe einzelne Zyklen elektromagnetischer Energie in den Raum ausgesandt werden und wo einzelne Frequenzsignalkomponenten gewöhnlich unterhalb des Rauschpegels sind und so mit herkömmlichen Radioempfangseinrichtungen nicht unterscheidbar sind.

Die Übertragung von Nachrichtensignalen, beispielsweise Audiosignalen, wird normalerweise nach einer von zwei Methoden verwirklicht. Bei einer, auf die als Amplitudenmodulationsverfahren Bezug genommen wird, wird die Amplitude eines sinusförmigen Radiofrequenzträgers in Form des Nachrichten- oder Informationssignals moduliert und beim Empfang in einer Empfangsstation in umgekehrter Weise behandelt, d. h., der Radiofrequenzträger wird demoduliert, um das Nachrichtensignal zurückzugewinnen. Das andere Verfahren verwirklicht das, was als Frequenzmodulation bezeichnet wird, wobei anstatt der Amplitude des Trägersignals dessen Frequenz moduliert wird. Wenn ein frequenzmoduliertes oder FM-Signal empfangen wird, werden Schaltkreise verwendet, die das ausführen, was als Diskriminierung bezeichnet wird. Dabei werden Frequenzänderungen in Änderungen der Amplitude umgewandelt, die mit der ursprünglichen Modulation übereinstimmen, wodurch das Nachrichtensignal zurückgewonnen wird. Beide Verfahren haben ein sinusförmiges Trägersignal als Grundlage, welchem ein bestimmtes Frequenzband bzw. bestimmter Kanal zugeordnet ist, so daß dieser Kanal einen Abschnitt des Frequenzspektrums besetzt, welcher im Sendebereich nicht von anderen Radiosignalen benutzt werden kann. Mittlerweise ist fast jede Ecke und jede Spalte des Frequenzspektrums in Benutzung, so daß ein enormer Bedarf für ein Verfahren der Ausweitung der verfügbaren Kanäle für die Kommunikation besteht. In Anbetracht dieser Tatsachen ist vorgeschlagen worden, anstatt in herkömmlicher Weise bestimmte getrennte Kanäle für Radiokommunikationsverbindungen zu benutzen, eine Radiokommunikationsverbindung einzusetzen, die ein erheblich weiteres Frequenzspektrum abdeckt, welches über einen Bereich des 10- bis 100fachen der zu übertragenden Nachrichtensignalbandbreite geht, wobei die Energie jeder einzelnen Frequenz des Spektrums sehr gering ist, typischerweise unterhalb des normalen Störpegels. Es ist anzunehmen, daß dieses Übertragungsverfahren mit anderen Nachrichtendiensten nicht störend in Wechselwirkung tritt.

Zusätzlich, und wie gut in einem Artikel mit der Überschrift "Time Domain Electromagnetics and its Application", Proceedings of the IEGG, Vol. 66, No. 3 (März 1978), beschrieben ist, ist vorgeschlagen worden, daß Trägerfrequenzsignale aus Pulsen kurzer Dauer, beispielsweise im Picosekundenbereich, für Anwendungen in ein Trägerfrequenzradar eingesetzt werden. Reichweiten in der Größenordnung von 5 bis 5000 Fuß wurden vorgeschlagen. Diese Veröffentlichung erschien 1978, und jüngste Diskussionen mit Radaringenieuren bezüglich nachfolgender Entwicklungen des Trägerfrequenzradars ergaben, daß wenig erreicht worden ist, insbesondere bei der Entwicklung der in breiter Benutzung befindlichen mittleren Reichweiten von bis zu 10 Kilometern. Die Gründe für den Mangel an Erfolg in diesem Bereich scheinen darin zu liegen, daß der Signalempfang solcher Systeme ein Rauschen nicht hinreichend unterdrücken kann. Es ist festzuhalten, daß das Signal-Rausch-Verhältnisproblem infolge der Tatsache groß ist, daß das empfangene Trägerfrequenzradarsignal mit dem gesamten elektromagnetischen Rauschen konkurriert, welches innerhalb des gesamten Frequenzspektrums des Radarsignals auftritt, welches beispielsweise von 100 MHz bis 1,5 GHz oder höher reicht. Selbst wenn dort keine absichtliche Störung der Arbeitsfähigkeit gegeben ist, gibt es einen enormen Betrag elektromagnetischer Energie zusätzlich zu dem schwachen Radarsignal am Eingang eines BAR-Trägerfrequenzradars. Augenscheinlich erscheint dieses Problem ziemlich hoffnungslos.

Erfindungsgemäß wird ein Pulssignal einer festen oder programmierbaren Frequenz erzeugt und hinsichtlich der Zeit seines Auftretens verändert oder moduliert, wenn es als Trägerfrequenz eines Nachrichtensignals verwendet wird. Die resultierenden Pulssignale bewirken das Einschalten oder Ausschalten eines schnellen elektronischen Schalters, wie eines in Avalanche-Betriebsweise betriebenen Halbleiters oder einer Funkenstrecke, welcher die Leistung eines breitbandigen Übertragungssystems einschaltet oder abschaltet. Das resultierende Ausgangssignal ist ein trägerloser Signalstoß und wird in die Atmosphäre oder den Raum gekoppelt und somit übertragen. Der Empfang der Übertragung wird mit einem Empfänger bewirkt, welcher ausgewählte Zeiten abpaßt, um eine Demodulation zu bewirken, wobei er einen analogen Multiplizierer verwendet, welcher das empfangene Signal mit einem örtlich erzeugten Signal multipliziert, welches in seiner Polarität und Zeit eine Beziehung zu dem gesendeten Signal hat. Die Multiplikation erzeugt ein Korrelationssignal, welches in fast unerreichter Weise dem gerade gesandten Signal entspricht, wenn das Ziel senkrecht und flächig zur Richtung von Übertragung und Empfang ausgerichtet ist. So ist selbst in Gegenwart einer im wesentlichen zufällig sich ändernden Rauschspannung, der das übertragende Signal typischerweise überlagert ist, herausgefunden worden, daß die Wiedererkennung des Signals gegenüber dem Rauschen trotz wesentlich höherer Rauschpegel als Radarsignalpegel bewirkt werden kann. Wesentlich ist, daß in Abwesenheit eines empfangenen Signals, welches aus der Sicht der Polarität nicht eng in Phase mit dem intern erzeugten Signal ist, das Ausgangssignal einen erheblich niedrigeren Pegel hat, als wenn das korrelierte Signal anwesend ist. Dies gilt insbesondere nach einer integrierenden Bearbeitung. Um den Empfang weiter zu verbessern, wird das Ausgangssignal des Mischers oder Korrelators über eine gewisse Anzahl von Punkten über seine wirksame Länge oder Dauer abgetastet. Dann ist es möglich, diese Serie von Punkten auf eine Serie erwarteter Punkte zu beziehen und eine Entscheidung zu treffen, ob ein Ziel anwesend ist. Dies kann in Ausdrücken des Grades der Ähnlichkeit zwischen einem Standard und dem Bitmuster der Wellenform des empfangenen Signals geschehen. Dieses Verfahren ist somit zweistufig, worin ein bekanntes Muster ausgewählt werden kann, welches zumindest hinsichtlich der Zeit und der Polarität stellvertretend für ein zugeführtes Signal ist, das stellvertretend für einen bestimmten Zieltyp steht. Dann wird ein Demodulationssignal bereitgestellt, welches eine Erkennung des Zieles mit einer ziemlich großen Wahrscheinlichkeit allein aufgrund seines Pegels ermöglicht. Dann kann außerdem aufgrund einzelner Proben zu gewählten Zeitpunkten und Vergleich mit dem unter Gegenwart eines Zieles erwarteten Ergebnis ein weiteres Element der Bestimmtheit der Auflösung erreicht werden. Alles in allem ist anzunehmen, daß die Erfindung die größten Hindernisse bei einer zufriedenstellenden Entwicklung eines Radars von mittlerer und langer Reichweite löst.

Weitere Einzelheiten und Vorteile des Gegenstandes der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung der Zeichnungen, in denen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dargestellt worden sind:

Fig. 1 kombiniertes Block- und elektrisches Schaltbild eines im Zeitbereich arbeitenden Radiosenders;

Fig. 2 elektrisches Schaltbild einer anderen Ausgangsstufe des Radiosenders gemäß Fig. 1;

Fig. 3 kombiniertes Block- und elektrisches Schaltbild eines im Zeitbereich arbeitenden Radioempfängers;

Fig. 4 kombiniertes Block- und elektrisches Schaltbild einer alternativen Form der in Fig. 3 dargestellten Snychrondetektionseinrichtung;

Fig. 5 elektrisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines im Zeitbereich arbeitenden Radioempfängers;

Fig. 6 ein Satz elektrischer Wellenformen zur Erläuterung des Signalflusses in den Schaltkreisen in den Fig. 1 bis 4;

Fig. 7 elektrisches Blockschaltbild eines im Zeitbereich arbeitenden Radarsystems;

Fig. 8 schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Überwachungssystems;

Fig. 9 schematische Darstellung eines abgestimmten Feldradarsystems gemäß der Erfindung.

In der Fig. 1 ist ein Radiosender 10 gezeigt, bei dem eine Grundfrequenz von 100 kHz von einem Oszillator 12 erzeugt wird. Typischerweise wird ein Oszillator in herkömmlicher Schaltungstechnik mit einem Steuerquarz verwendet, der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal von Pulsen mit einer Frequenz von 100 kHz zur Verfügung stellt. Dieses Pulssignal wird einem 1/4-Frequenzteiler 14 zugeführt, um an dessen Ausgang eine Rechteckwelle von 25 kHz, 0 bis 5 Volt, zur Verfügung zu stellen, welches in der Wellenform A der Fig. 6 dargestellt ist. Bei weiteren Bezugnahmen auf Wellenformen werden diese einfach durch ihren Kennbuchstaben bezeichnet und wird nicht weiter auf die Fig. 6 verwiesen. Das Ausgangssignal wird als allgemeines Sendesignal benutzt und als Eingangssignal in die Spannungsversorgung 16 eingespeist. Die letztere ist geregelt und stellt eine entkoppelte 300-Volt-Gleichspannung für die Ausgangsstufe 18 des Radiosenders 10 zur Verfügung, welche ebenfalls mit einer Frequenz von 25 kHz getastet wird.

Das Ausgangssignal des 1/4-Frequenzteilers 14 wird als Grundsignal verwendet und über einen Kondensator 20 einer Modulationseinrichtung 22 zugeführt, welche die Pulslage moduliert. Die Modulationseinrichtung 22 hat an ihrem Eingang ein RC-Serienglied aus einem Widerstand 24 und einem Kondensator 26, welches das rechteckförmige Eingangssignal in ein annähernd dreiecksförmiges Signal umwandelt, wie in Wellenform B gezeigt, welches über einen Widerstand 25 dem nichtinvertierenden Eingang eines Komparators 28 zugeführt wird. Eine gewählte, positive Referenzspannung, die von einem Kondensator 27 gefiltert wird, wird außerdem dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 28 zugeführt. Diese Referenzspannung wird von dem 5-Volt-Pluspol 29 einer Gleichspannungsversorgung 30 über den Widerstand 32 zugeführt. Demgemäß würde tatsächlich an dem nichtinvertierenden Eingang eine in den positiven Bereich nach oben verschobene Dreieckswelle erscheinen, wie sie beispielsweise in der Wellenform C dargestellt ist.

Der tatsächliche Leitungszustand des Komparators 28 wird von einem Audiosignal bestimmt, welches von einer Nachrichtensignalquelle 34, im vorliegenden Fall einem Mikrophon, durch einen Kondensator 36 und über einen Widerstand 37 dem invertierenden Eingang des Komparators 28 zugeführt wird, der von der Gleichspannungsversorgung 30 durch den Widerstand 38 und über den Widerstand 32 vorgespannt wird. Das mit der Vorspannung kombinierte Audiosignal ist in der Wellenform D dargestellt. Aufgrund des so zustandegekommenen Eingangssignals, steigt der Ausgangspegel des Komparators 28 auf den positiven Sättigungswert, wenn die Dreieckswelle 40 (Wellenform E ) einen höheren Wert als das Modulationssignal 42 hat und fällt der Ausgangspegel auf den negativen Sättigungswert, wenn das Modulationssignal 42 einen größeren Wert als die Dreieckswelle 40 hat. Das Ausgangssignal des Komparators 28 ist in der Wellenform F dargestellt.

Im vorliegenden Fall sind wir daran interessiert, die in negativer Richtung abfallende oder Hinterflanke 44 (Wellenform F ) des Ausgangssignals des Komparators 28 zu verwenden, und es ist bemerkenswert, daß diese Hinterflanke 44 in ihrer zeitlichen Lage in Abhängigkeit von der Modulation des Ausgangssignals variiert. Diese Hinterflanke 44 der Wellenform in Wellenform F triggert einen monostabilen Multivibrator 46 in den Einschaltzustand, der ungefähr 50 Nanosekunden andauert und dessen Ausgangssignal in der Wellenform G dargestellt ist. Zur Erläuterung muß gesagt werden, daß die Vorderflanken oder Hinterflanken der aufeinander bezogenen Wellenformen zwar richtig aufeinander ausgerichtet sind, daß die Pulsweiten und Pulsabstände [wie durch gebrochene Linien angedeutet, betragen die Pulsabstände 40 Mikrosekunden (µS)] jedoch nicht im richtigen Maßstabsverhältnis dargestellt sind. So korrespondiert die Vorderflanke des Pulses der Wellenform G zeitlich mit der Hinterflanke 44 (Wellenform F ), und seine zeitliche Lage gegenüber einem durchschnittlichen Zeitabschnitt zwischen Pulsen der Wellenform G wird als Funktion des in den Komparator 28 eingegebenen Modulationssignals 42 variiert.

Das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators 46 wird durch eine Diode 48 über einen Widerstand 50 der Basis eines npn-Transistors 52 zugeführt, der als Triggerverstärker arbeitet. Er wird in herkömmlicher Weise über einen Widerstand 54 mit Spannung versorgt, beispielsweise von einem 1,5-kOhm-Widerstand, der am 5-Volt-Pluspol 29 der 5-Volt-Gleichspannungsversorgung 30 und dem Kollektor des Transistors 52 angeschlossen ist. Der Kondensator 56 hat eine Kapazität von ungefähr 0,1 mF und ist zwischen den Kollektor des npn-Transistors 52 und Masse geschaltet, damit die Vorspannung in ihrer vollen Höhe am Transistor anliegt, wenn dieser kurz, d. h. 50 Nanosekunden, durchgeschaltet wird. Das Ausgangssignal des npn-Transistors 52 wird zwischen seinem Emitter und Masse ausgekoppelt und der Primärwicklung 58 des Triggertransformators 60 zugeführt. Zusätzlich kann der npn-Transistor 52 den Triggertransformator 60 über einen Lawinen-Durchschlag- Transistor treiben, in einer üblichen Emitterschaltung über einen kollektorseitigen Ladewiderstand. Um den Triggertransformator 60 mit einer steilen Wellenfront zu treiben, ist die Lawinen-Durchschlag- oder Avalanche-Betriebsweise eines Transistors ideal. Gleiche Sekundärwicklungen 62, 64 des Triggertransformators 60 speisen getrennt die Bais-Emitter-Eingänge von npn-Avalanche- bzw. -Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 oder im Avalanche-Betrieb arbeitenden Transistoren der Ausgangsstufe 18. Obwohl zwei Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 dargestellt sind, kann einer oder auch mehr als zwei verwendet werden, wenn diese in geeigneter Weise gekoppelt werden.

Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68, z. B. vom Typ 2N2222 mit einer Metallhülse, haben die Charakteristik, daß ihr Widerstand absinkt, wenn sie getriggert werden (z. B. auf jeweils ungefähr 30 Ohm) und daß er in diesem Zustand bleibt, bis der Kollektorstrom so weit abfällt, daß die Leitfähigkeit aufhört (bei wenigen Mikroampere). Bestimmte andere Transistoren, wie der Typ 2N4401, haben ebenfalls zuverlässige Avalanche- Charakteristiken. Ihre Kollektor-Emitter-Kreise sind in Serie geschaltet, und dem Kollektor wird eine Vorspannung von +300 Volt zugeführt, die von einer Spannungsversorgung 16 über einen Filterkondensator 72 und durch einen Widerstand 74 an ein Leitungsende 76 parallelgeschalteter Verzögerungsleitungen 77 gelangt. Während drei Abschnitte S₁ bis S₃ der Verzögerungsleitungen 77 gezeigt sind, können typischerweise fünf bis 10 davon verwendet werden. Sie können aus einem Koaxialkabel vom Typ RG 58 aufgebaut werden, wobei jedes eine Länge von ungefähr 3 Zoll haben muß, um einen Puls von ca. 3 Nanosekunden Dauer zu erreichen. Wie dargestellt, wird die positive Eingangsspannung vom Widerstand 74 in den Mittelleiter jeder der Verzögerungsleitungen 77 geleitet und sind die Außenleiter mit Masse verbunden. Der Widerstand 74 hat ungefähr 50 kOhm und ist so ausgewählt, daß ein Stromfluß durch die Lawinen-Durchschlag- Transistoren 66, 68 von ungefähr 0,2 Mikroampere herrscht, wobei es sich um einen Zenerstrom handelt, der beide Transistoren in einen beinahe selbsttriggernden Zustand bringt. Es ist herausgefunden worden, daß sich die Transistoren unter dieser Bedingung selbst auf eine Avalanche-Spannung einstellen, welche für die beiden verschieden sein kann. Normalerweise wird der Widerstand 74 noch einen Wert haben, bei dem ein Aufladen der Verzögerungsleitungen 77 zwischen den Pulsen möglich ist. Die Verzögerungsleitungen 77 werden auf 300 Volt Vorspannung aufgeladen, während die Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 zwischen den Steuerpulsen abgeschaltet sind. Wenn die Eingänge der Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 von einem Triggerpuls getriggert werden, beginnen sie innerhalb von 0,5 Nanosekunden zu leiten, wobei aufgrund ihres geringen Spannungsverlustes (da sie in Avalanche-Betriebsweise betrieben werden) eine Spannung von ungefähr 120 Volt in Form eines Pulses an dem Ausgangswiderstand 78 auftritt, der beispielsweise einen Wert von 50 Ohm hat.

Es ist von Bedeutung, daß das Einschalten oder die Vorderflanke dieses Pulses von dem Triggerpuls bewirkt wird, der den Eingängen der Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 zugeführt wird und daß die Hinterflanke dieses Pulses von der Entladungszeit der Verzögerungsleitung 77 bestimmt wird.

Mit dieser Technik und durch Auswahl von Länge und Querschnitt der Verzögerungsleitungen 77 wird ein gutgeformter, sehr kurzer Puls erzeugt, der ungefähr 3 Nanosekunden lang ist und eine Spitzenleistung von ungefähr 300 Watt hat. Nach dem Abschalten der Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 werden die Verzögerungsleitungen 77 über den Widerstand 74 wieder aufgeladen, bevor der nächste Triggerpuls ankommt. Es ist einleuchtend, daß die Ausgangsstufe 18 äußerst einfach aufgebaut ist und aus sehr kostengünstigen Schaltkreiselementen besteht. Beispielsweise können die Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 auf dem amerikanischen Markt für einen Preis von ungefähr $ 0,12 erstanden werden.

Das Ausgangssignal der Ausgangsstufe 18 fällt an einem Ausgangswiderstand 78 an und wird durch ein Koaxialkabel 80 einem Filter 82 zugeführt, das das Signal im Zeitbereich formt (t-Filter) und dazu verwendet werden kann, dem Ausgangssignal eine Kennung zur Kodierung oder als Erkennungssignal hinzuzufügen. Wahlweise kann das Filter 82 auch weggelassen werden, wenn solche Sicherheitsmaßnahmen nicht für notwendig erachtet werden. Zum Abschalten des Filters 82 ist eine Ausweichleitung 84 mit einem Schalter 86 vorgesehen.

Das Ausgangssignal des Filters 82 bzw. das direkte Ausgangssignal der Ausgangsstufe 18 wird über ein Koaxialkabel 88 einer Breitband-Antenne 90 zugeführt, welche eine Scheibenkonusantenne ist. Dieser Antennentyp strahlt alle Frequenzen oberhalb seiner Grenzfrequenz, welche eine Funktion seiner Größe ist, gleichmäßig ab. Beispielsweise gilt dies bei relativ kleinen Einheiten für Signale oberhalb von ungefähr 50 MHz. In jedem Fall strahlt die Breitband-Antenne 90 ein Breitband-Signal ab, von dem in der Wellenform H ein Beispiel im Zeitbereich dargestellt ist. Im wesentlichen handelt es sich um einen Monozyklus, wobei diese Wellenform auf ein Gemisch der Einflüsse des formenden Filters 82, soweit dies benutzt ist, und zu einem gewissen Ausmaß der Scheibenkonusantenne zurückgeht.

Die Fig. 2 veranschaulicht eine andere und einfachere Ausgangsstufe. Wie dargestellt, wird eine Doppelkonus-Antenne 200 wie eine Breitband-Antenne mittels einer Gleichspannungsquelle 65 durch Widerstände 67 und 69 auf eine Gesamtspannung geladen, welche die Summe der bereits oben angesprochenen Avalanche-Spannungen der Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 ist. Die Widerstände 67 und 69 haben zusammen einen Widerstandswert, welcher ermöglicht, die Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 in der bereits beschriebenen Weise vorzuspannen. Die Widerstände 71 und 73 haben einen relativ niedrigen Wert und sind so gewählt, daß sie Energie unterhalb der Grenzfrequenz der Antenne erhalten und auch Ringbildung oder gedämpfte Schwingungen verhindern. Wenn im Betrieb ein Puls der Primärwicklung 58 des Triggertransformators 60 zugeführt wird, werden die Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 geschaltet, wobei sie Doppelkonus-Antennenelemente 204 und 206 wirksam über die Widerstände 71 und 73 kurzschließen. Dieser Vorgang erfolgt im wesentlichen bei Lichtgeschwindigkeit, mit dem Ergebnis, daß ein Signal gesendet wird, welches im wesentlichen monozyklisch ist oder eineinhalb Zyklen gemäß Fig. 6H aufweist, wie dies für das Ausgangssystem des Senders gemäß Fig. 1 beschrieben worden ist.

Das Sendesignal wird von der Breitband-Antenne 90 oder Doppelkonus- Antenne typischerweise über einen bestimmten Raum übertragen und wird von einer gleichen Breitband-Antenne 92, nämlich einer Scheibenkonusantenne eines Radioempfängers 96 an einem zweiten Ort empfangen (Fig. 3). Obwohl Übertragungseinflüsse die Wellenform irgendwie stören können, wird zu Zwecken der Darstellung angenommen, daß die empfangene Wellenform ein genaues Abbild der Wellenform H ist. Das empfangene Signal wird von einer breitbandigen Verstärkungseinrichtung 94 verstärkt, die über den gesamten Bereich des gesendeten Signals eine breite Frequenzantwort hat. In Fällen, in denen das Filter 82 im Radiosender 10 verwendet wird, wird ein reziprokes Filter 98 verwendet. Zur Erläuterung ist für die Fälle, in denen keine abgestimmten Filter verwendet werden, ein Schalter 100 vorgesehen, welcher den Eingang und den Ausgang des Filters 98 miteinander verbindet, so daß durch Schließen des Schalters 100 das Filter 98 umgangen wird. Unter der Annahme, daß kein Filter zur Abstimmung verwendet wird, ist das Ausgangssignal der breitbandigen Verstärkungseinrichtung 94 als eine verstärkte Nachbildung der Wellenform H in der Wellenform I dargestellt. In beiden Fällen fällt es am Widerstand 101 an.

Das Signal mit der Wellenform I wird einer Synchrondetektionseinrichtung 102 zugeführt. Grundsätzlich hat diese zwei Funktionseinheiten, nämlich einen Lawinen-Durchschlag-Transistor 104 und einen einstellbaren monostabilen Multivibrator 106. Der monostabile Multivibrator 106 wird von einem Eingang geschaltet, der an einen Emitterwiderstand 110 gelegt ist, welcher zwischen den Emitter des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 und Masse geschaltet ist. Der Lawinen-Durchschlag-Transistor 104 wird von einer variablen Gleichspannungsquelle 112 mit einer Vorspannung von z. B. 100 bis 130 Volt gespeist, die ihm über einen Drehwiderstand 114 zugeführt wird, der beispielsweise 100 kOhm bis 1 MOhm hat. Eine Verzögerungsleitung 116 ist zwischen den Kollektor des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 und Masse geschaltet und sorgt für eine wirksame Arbeitsvorspannung des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104, wozu sie, wie im folgenden beschrieben, zwischen den Schaltphasen aufgeladen wird.

Unter der Annahme, daß ein Aufladeintervall abgeschlossen ist, wird der Lawinen-Durchschlag-Transistor 104 von einem Signal, das an dem Widerstand 101 anfällt und seiner Basis zugeführt wird, durchgeschaltet oder getriggert. Es wird weiterhin davon ausgegangen, daß das Triggern von dem hochliegenden -Ausgang des monostabilen Multivibrators 106 ermöglicht wird, an dem die Wellenform J feststellbar ist. Nach dem Triggern erzeugt der leitende Lawinen-Durchschlag-Transistor 104 eine ansteigende Spannung am Emitterwiderstand 110, an dem die Wellenform K feststellbar ist. Die ansteigende Spannung triggert ihrerseits den monostabilen Multivibrator 106 und zieht den -Ausgang auf einen niedrigen Spannungswert herunter. Dieser wiederum bringt die Diode 108 in einen leitfähigen Zustand, wodurch der Eingangsimpuls des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 wirksam kurzgeschlossen wird, was innerhalb von 2 bis 20 Nanosekunden von der Vorderflanke des Steuersignals mit der Wellenform I geschieht. Die Leitperiode des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 wird exakt von der Ladekapazität der Verzögerungsleitung 116 festgelegt. Mit einer Verzögerungsleitung von 12″ von RG 58 Koaxialkabel und mit einer Ladespannung von ungefähr 110 Volt wird die Leitperiode z. B. auf ungefähr 2 Nanosekunden festgesetzt. Ein bis 25 Abschnitte des Koaxialkabels mit Längen von 0,25″ bis 300″ können verwendet werden, mit entsprechender Variation der Einschaltzeit.

Der monostabile Multivibrator 106 ist einstellbar, um die Schaltzeit festzusetzen, nach der sein -Ausgang auf den hohen Spannungswert zurückkehrt und er wieder, wie bereits beschrieben, triggerbar ist. Wenn er hochschaltet, wird die Diode 108 wieder gesperrt und so der Kurzschluß des Eingangs an der Basis des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 beseitigt, wodurch dieser gegenüber einem ankommenden Signal wieder empfindlich ist. Beispielsweise kann dies zu einem Zeitpunkt T₁ der Wellenform J auftreten. Die Verzögerungszeit vor dem Schalten durch den monostabilen Multivibrator 106 ist so festgesetzt, daß die erneuerte Empfindlichkeit des Lawinen-Durchschlag- Transistors 104 zum Zeitpunkt T₁ auftritt, kurz bevor ein interessierendes Signal erwartet wird. Wie festgestellt werden kann, ist dies gerade vor dem Auftreten eines Signalpulses der Wellenform I der Fall. So kann mit einer Wiederholungsrate von 25 kHz für das interessierende Signal der monostabile Multivibrator 106 in der beschriebenen Weise dazu gebracht werden, den -Ausgang vom niedrigen auf den hohen Spannungszustand zu schalten, wobei im wesentlichen 40 Mikrosekunden oder 40 000 Nanosekunden zwischen den Schaltvorgängen vergehen. Wenn man bedenkt, daß die Breite des positiven Teils des Eingangspulses nur ungefähr zwei Nanosekunden beträgt, ist die Synchrondetektionseinrichtung 102 in der meisten Zeit unempfindlich. Das Fenster der Empfindlichkeit ist zwischen den Zeiten T₁ und T₂ dargestellt und ist in seiner Dauer einstellbar, indem der monostabile Multivibrator 106 in herkömmlicher Weise hinsichtlich der Schaltzeit eingestellt wird. Typischerweise würde er zunächst ziemlich weit eingestellt werden, um ein ausreichendes Fenster für ein schnelles Aufschalten auf ein Signal zu haben und würde er dann so eingestellt werden, daß er ein engeres Fenster erzeugt, um ein maximales Kompressionsverhältnis zu erreichen.

Das Ausgangssignal des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 ist in der Wellenform K dargestellt und ist eine Pulsfolge von Pulsen konstanter Breite mit einer Vorderflanke, deren Lage als Funktion der Modulation variiert. So liegt eine Form der Pulslagemodulation vor. Das Ausgangssignal fällt über dem Emitterwiderstand 110 an und wird vom Emitter des Lawinen-Durchschlag-Transistors 104 in eine Signalumwandlungseinrichtung 117 eingespeist, die ein aktives Tiefpaßfilter ist. Das Tiefpaßfilter überträgt und demoduliert dieses Signal variierender Pulse in ein Nachrichtensignal im Modulationsfrequenzband, welches in einen Audioverstärker 119 eingespeist und von diesem verstärkt wird. Geht man - wie im vorliegenden Beispiel - von einer Stimmübertragung aus, so wird das Ausgangssignal des Audioverstärkers 119 in eine Signalwiedergabeeinrichtung 120, nämlich einen Lautsprecher, eingespeist und von dieser wiedergegeben. Wenn das Nachrichtensignal von einer anderen Art wäre, müßte eine geeignete Art der Demodulation angewendet werden, um die dann vorliegende Modulation zu ermitteln.

Es ist besonders erwähnenswert, daß der Radioempfänger 96 zwei Einstellmöglichkeiten hat: die Empfindlichkeit und die Fensterbreite. Die Empfindlichkeit wird durch Einstellen der variablen Gleichspannungsquelle 112 eingestellt, und das Aufschalten auf das Signal wird, wie bereits beschrieben, durch Einstellen der Zeitdauer des Hochschaltens des Ausgangssignals des monostabilen Multivibrators 106 bewirkt. Typischerweise würde diese Zeitdauer so eingestellt, daß sie den kleinsten erforderlichen Wert hat, um das in seiner Lage modulierte Pulssignal in seinem Ausweichbereich einzufangen.

Die Fig. 4 zeigt eine andere Ausführungsform des Demodulators für den Radioempfänger 96, welche als Synchrondetektionseinrichtung 122 beziffert ist. Dieser bewirkt eine Form der synchronen Demodulation des Signals, bei der ein Ringdemodulator 124 aus vier zusammengeschalteten Dioden D₁ bis D₄ verwendet wird. Im wesentlichen arbeitet dieser als ein einpoliger Umschalter oder, einfacher ausgedrückt, als ein Gatter, bei dem das Eingangssignal über den Widerstand 101 anfällt und einem Signaleingang I zugeführt wird. Sein gesteuertes Ausgangssignal erscheint am Signalausgang O und wird durch den Kondensator 113 und über den Widerstand 118 dem Eingang der demodulierenden Signalumwandlungseinrichtung 117, nämlich dem aktiven Tiefpaßfilter, zugeführt. Der Ringdemodulator 124 wird von einem Puls PG gesteuert, welcher in der Wellenform L der Fig. 6 in gestrichelten Linien dargestellt ist und über den Steuereingang G zugeführt wird. Der Puls PG wird von einem monostabilen Multivibrator 126 erzeugt, welcher von einem spannungsgesteuerten Oszillator 127 gesteuert wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator 127 wird so gesteuert, daß er synchron mit der Durchschnittsrate des ankommenden Signals ist, welches in der Wellenform L in ausgezogenen Linien dargestellt ist. Um dies zu erreichen, wird die Ausgangsspannung des Rindemodulators 124 durch einen Widerstand 128 und über einen (mittelnden) Kondensator 130 eingespeist, der an den Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 127 angeschlossen ist. Die so gesteuerte Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 127 wird dem Eingang des monostabilen Multivibrators 126 zugeführt, der als Ausgangssignal den Steuerpuls PG liefert. Dieser Steuerpuls hat die gezeigte Rechteckform und eine ausgewählte Pulsweite, die typischerweise 2 bis 20 Nanosekunden beträgt, welche hinsichtlich der zeitlichen Modulation des übertragenen Pulssignals gewählt ist. Er wird in die Primärwicklung eines Pulsübertragers 132 eingespeist, dessen Sekundärwicklung über die Pole des Steuereingangs G des Ringdemodulators 124 geschaltet ist. Die Diode 134 ist parallel zur Sekundärwicklung des Pulsübertragers 132 geschaltet und schneidet die negativen Übergänge ab, die anderenfalls durch die Zuführung des Ausgangspulses des monostabilen Multivibrators 126 an den Transformator 132 entstehen würden. Auf diese Weise spannt der Steuerpuls PG alle Dioden des Ringdemodulators so vor, daß diese während seiner Dauer leitfähig werden und dadurch das Eingangssignal vom Signaleingang I zum Signalausgang O leiten. Wie schon oben ausgeführt, wird das Eingangssignal durch den Kondensator 113 und über den Widerstand 115 dem Eingang der Signalumwandlungseinrichtung 117, d. h. dem Tiefpaßfilter, zugeführt.

Die Arbeitsweise der Synchrondetektionseinrichtung 122 ist so, daß sie dem Tiefpaßfilter den Teil des in der Wellenform L der Fig. 6 dargestellten Eingangssignals zuführt, welcher innerhalb der Grenzen des Steuerpulses PG auftaucht. Die zeitliche Lage des Steuerpulses PG wird durch die Zeitabfolge des pulsförmigen Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 127 festgelegt, und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 127 wird von der Spannung des Eingangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 127 bestimmt, die am Kondensator 130 anfällt. Der Kondensator 130 wird so ausgewählt, daß er eine Zeitkonstante hat, die gerade unterhalb derjenigen ist, die der tiefsten Frequenz der zu demodulierenden Modulation entspricht. Demzufolge ist die Frequenz des pulsförmigen Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 127 so, daß die Lage der Steuerpulse PG gegenüber der modulationsbedingten zeitlichen Lage der Eingangssignale nicht verändert wird (wie dies in ausgezogenen Linien in der Wellenform H dargestellt ist). Im Ergebnis variiert der Durchschnittswert des durch den Ringdemodulator 124 geleiteten Signals als Funktion der ursprünglich dem Signal zugeführten Modulation. Dieser Durchschnittswert wird in ein Nachrichtensignal vom Amplituden-Typ umgeformt, indem es durch das Tiefpaßfilter (Signalumwandlungseinrichtung 117) geleitet wird. Es wird dann von einem Audioverstärker 119 verstärkt und von einem Lautsprecher 120 wiedergegeben.

Die Fig. 5 veranschaulicht eine andere Ausführungsform des Radioempfängers der Fig. 3 und 4. Zunächst ist die dargestellte Antenne eine Doppelkonus-Antenne 202, die als Richtantenne verwendet wird. Außerdem ist ein Mischer 121 in der Art eines doppelten Gleichgewichtsmodulators ausgebildet und multipliziert das verstärkte Ausgangssignal der breitbandigen Verstärkungseinrichtung 94 mit einer genauen Wiederholung des gesendeten Signals (Fig. 6H), welches mit einem Mustergenerator 123 erzeugt wird, der ein Lawinen-Durchschlag-Transistor sein kann. Ein monostabiler Multivibrator 126 ist weggelassen, und der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 127 stellt eine Steuerspannung für den Mischer 121 zur Verfügung. Ein Kondensator 129 und Widerstand 131 fungieren als Tiefpaßfilter zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 127, der ein in ein oder zwei Perioden durch Spannungssteuerung veränderlicher Oszillator ist, um eine Nachlaufsynchronisation (Phase-Locked-Loop) zu bewirken.

Aus dem vorhergehend Beschriebenen erscheint es besonders vorteilhaft, daß dem Anwender sowohl eine kostengünstige als auch eine praktikable im Zeitbereich und im Oberbereich arbeitende Kommunikationseinrichtung zur Verfügung gestellt wird. Diese verwendet einen in Avalanche-Betriebsweise gesteuerten Transistor, der von einer Verzögerungsleitung geladen wird und, wenn er mit einem modulationsbedingten Puls variabler Lage gespeist wird, als Ausgangssignal ebenfalls einen Puls variabler Lage zur Verfügung stellt, der eine Breite von einer bis zu drei Nanosekunden hat. Dieses wiederum ermöglicht ein breites Band, welches bei ungefähr 50 Megahertz beginnt und sich bis zu größenordnungsmäßig 500 Megahertz erstreckt. So kann mit einer Audiofrequenz von ungefähr 5000 Hz die zur Übertragung ausgestrahlte Energie des Signals um beinahe das 100 000fache verteilt oder ausgebreitet werden. Als Folge werden Störungen mit einem herkömmlichen Signal, welches in seiner Bandbreite beschränkt ist, im wesentlichen ausgeschlossen. Als ein Beispiel der Wirksamkeit einer solchen Einrichtung wurde, unter Benutzung eines in Avalanche- Betriebsweise geschalteten 20-Cent-Transistors, ein mit einem Tonsignal an den Vorderflanken moduliertes Pulssignal erzeugt, mit einer Ausgangsspitzenleistung von annähernd 280 Watt. Das Signal wurde in einer Entfernung von 200 Fuß empfangen und hatte an einer Last von 50 Ohm eine Spitzenspannung von annähernd einem Volt. Tatsächlich betrug das für den Empfang notwendige Leistungsniveau ungefähr einige Mikrowatt, so daß der wirksame Bereich für dieses Leistungsniveau beträchtlich ist. Gleichzeitig konnte ein Spektralanalysator am Empfangsort keine Signale feststellen bzw. die Möglichkeit der Interferenz mit anderen Signalen ermitteln. Tatsächlich betrüge angesichts der Ausbreitung des Bandes des übertragenen Signals der erforderliche Pegel, der Interferenz mit einem herkömmlichen Signal, beispielsweise einem 5 kHz breiten Signal, bewirken würde, größenordnungsmäßig 2,8 Mikrowatt in der Antenne. Ein Weg der Beschreibung der Vorteile, die diese Art der Sendung über herkömmliche hat, ist der festzustellen, daß die Leistung bei dem angegebenen Beispiel während einer Dauer von im wesentlichen 3 Nanosekunden auftritt und dies nur alle 100 000 Nanosekunden. So gibt es ein natürliches Leistungsverhältnis von 33 000 : 1. Wenn nun die Zeitdauer des Hörens dieses Signals auf im wesentlichen seine Pulsbreite beschränkt wird, ist die Empfangseinrichtung mit seinem Auftreten nur innerhalb eines winzigen Zeitfensters befaßt. Demgemäß ist das über alles gemessene Signal-Rausch-Verhältnis außerordentlich groß. Es ist weiterhin vorteilhaft, daß eine große Anzahl von Benutzern untergebracht werden könnte, die nur geringfügig unterschiedliche Wiederholungsfrequenzen benutzen und daß selbst diese Anzahl noch dadurch ausgeweitet werden kann, daß getrennte Muster der Pulsfolge verwendet werden. Sowohl analoge als auch digitale Muster können verwendet werden, welche beispielsweise ein Schwanken der modulierten Grundfrequenz des Pulssignals bewirken, wobei eine gleiche oder komplementäre Schwankung auf der Empfangsseite verwendet wird. Tatsächlich können mit nur geringem Grad der Spitzfindigkeit äußerst zuverlässige Nachrichtenübertragungssysteme erreicht werden, selbst gegenüber einem Empfänger, der grundsätzlich die Gegenwart dieses Typs von Nachrichtenübertragung kennt. Überdies ist die Anwendung in der Radartechnik oder bei Geräten, die Bewegungen feststellen, unbegrenzt, wodurch eine verzögerungsfreie Ortung möglich ist, die typischerweise für die Signalintegration gefordert wird.

Die Fig. 7 veranschaulicht ein erfindungsgemäßes Radarsystem oder den Teil eines Radarsystems, der mit der Bestimmung der Entfernung von der Sendeantenne, einer breitbandigen Doppelkonus- Antenne 200, bis zu einer Empfangsantenne 202 vom gleichen Typ befaßt ist. Es können auch geeignete Einrichtungen eingesetzt werden, um den Gebrauch einer Antenne für beide Zwecke zu ermöglichen. Im allgemeinen wird davon ausgegangen, daß Signalstöße, wie in der Fig. 6H veranschaulicht (abgesehen vom Zeitabstand, der entsprechend einer Wahl variieren kann), von einer Doppelkonus-Antenne 200 gesendet werden sollen, die Doppelkonus-Antennenelemente 204 und 206 hat und daß die Ausgangsstufe im wesentlichen derjenigen der Fig. 2 entspricht, mit einem Schalter 208, welcher die Kombination der Lawinen-Durchschlag-Transistoren 66 und 68 und den Triggertransformator 60 enthält.

Der Sender wird grundlegend von der Steuerung 210 gesteuert. Diese enthält eine Sendefolgesteuerung 212, welche die zeitliche Abstimmung der gesendeten Signalstöße bestimmt, welche Folge zufällig sein kann, wechseln kann oder eine konstante Frequenz, z. B. 10 000 Signalstöße pro Sekunde, haben kann, wobei die Sendefolgesteuerung 212 ein pulsförmiges Ausgangssignal von 10 000 Hz erzeugen und auf die Leitung 214 geben würde. Ein Oszillator 216 wird bei einer höheren Frequenz betrieben, beispielsweise bei 20 MHz, und das Ausgangssignal der Sendefolgesteuerung 212 wird herangezogen, bestimmte pulsförmige Ausgangssignale des Oszillators 216 als eigentliches Pulssignal zu wählen, welches als Hauptpulssignal zur Steuerung sowohl des Ausgangssignals des Senders 219 als auch der zeitlichen Abfolge der Empfängerfunktionen herangezogen wird, wie weiterhin beschrieben wird. Um unzweideutig und wiederholt einen Arbeitspuls mit einer geringen Unsicherheit in der zeitlichen Abfolge vom Oszillator 216 zu wählen, erfolgt die Wahl ein Pulsintervall und einen Bruchteil eines Pulsintervalls des Oszillators nach einem Anfangssignal von der Sendefolgesteuerung 212. Die Wahl wird mittels einer Steuerfolge vorgenommen, die D-Flipflops 218, 220 und 222 enthält. So wird der Steuerpuls für die Sendefolge auf einer Leitung 214 an den Takteingang des D-Flipflops 218 gelegt. Das bringt den Q-Ausgang des D-Flipflops 218 zum Übergang auf einen hohen Spannungswert, der an einem D-Eingang des D-Flipflops 220 anliegt. Anschließend legt der Ausgang des Oszillators 216 eine steigende Flanke auf den Takteingang des D-Flipflops 220. Zu diesem Zeitpunkt wird der hohe Spannungszustand des D-Eingangs dieses D-Flipflops auf den Q-Ausgang übertragen. Gleichermaßen wird der Q-Ausgang des D-Flipflops 220 für den D-Eingang des D-Flipflops 222 bereitgestellt, und die nächste ansteigende Flanke des Pulses vom Oszillator 216 bringt den Nicht-Q-Ausgang auf einen niedrigen Spannungszustand und löst so den Beginn des Sende-Empfangs-Zyklus aus.

Der Nicht-Q-Ausgang des D-Flipflops 222 ist an eine Verzögerungsschaltung 224 angeschlossen, welche bei dieser Ausführungsform den Puls um 200 Nanosekunden verzögert. Die Verzögerungsschaltung 224 stellt ein Ausgangssignal zur Verfügung, welches den Schalter 208 triggert, wodurch ein Sendestoßimpuls auf der Doppelkonus-Antenne 200 bewirkt wird.

Ein Empfänger 226 empfängt Echos oder Rücklaufsignale mittels einer Doppelkonus-Antenne 202, und dieses Ausgangssignal wird von einem Verstärker 228 verstärkt und in einen Mischer 230 eingespeist. Der Mischer 230 enthält einen doppelten Gleichgewichtsmodulator (double balanced modulator) und multipliziert die augenblicklich vorliegenden Signale, z. B. einen Signalstoß wie in Fig. 6H, mit einem Signal, welches in der Polarität verwandt ist und z. B. ein Signal wie das der Wellenform in Fig. 6H sein kann. In unserer Beschreibung gehen wir davon aus, daß wir nur einen einzigen Zeitabschnitt ein Rücklaufsignal auf ein einziges Ausgangssignal des Senders 219 betrachten, und daß der Mustergenerator 232 ein gleiches Signal erzeugt, z. B. in der Wellenform der Fig. 6H, und dieses an den Mischer 230 genau zu einer Zeit anlegt, zu der ein Rücklaufsignal von einem Ziel möglich ist. Um den Mustergenerator 232 zu triggern, ein Mustersignal der Wellenform gemäß Fig. 6H zu einer geeigneten Zeit zu erzeugen, ist es notwendig, eine Zeitverzögerung zwischen einer bekannten und auf die Sendung eines Signalstoßes bezogenen Zeit zu bewirken; und in diesem Fall ist diese Signalinformation auf der Leitung 238. Um die genaue Zeit zu bestimmen, die während eines einzigen Arbeitszyklus des Systems geprüft werden soll, wobei sie einen gesendeten Puls umfaßt, werden zwei Pulsverzögerungseinheiten eingesetzt, nämlich ein Laufverzögerungs- Abwärtszähler 235 und eine programmierbare Feinverzögerungsleitung 236. Der Laufverzögerungs-Abwärtszähler 235 zählt die Anzahl von Ausgangspulsen des Oszillators 216 herunter, welche nachfolgend zu einem Steuerimpuls auf Leitung 238 auftreten. Die Anzahl solcher Ausgangspulse ist in den Laufverzögerungs-Abwärtszähler 235 einprogrammierbar durch einen Ausgang X eines Mengenzählers 241 auf einer Leitung 240 der Steuerung 210, welcher eine herkömmliche Einrichtung ist, in der eine Binärzahl in der Steuerung 210 erzeugt wird, welche in den Laufverzögerungs-Abwärtszähler 235 geladen wird. Zum Beispiel gehen wird davon aus, daß gewünscht ist, ein Rücklaufsignal zu betrachten, welches 175 Nanosekunden nach der Sendung eines Signals von der Doppelkonus-Antenne 200 auftritt. Um dies zu erreichen, laden wird in den Laufverzögerungs-Abwärtszähler 235 die Zahl "7", was bedeutet, daß er sieben der Ausgangspulse des Ausgangssignals des Oszillators 216 zählt, welche jeweils um 50 Nanosekunden beabstandet sind. Zur gleichen Zeit ist festzustellen, daß die Verzögerungsschaltung 224 eine feste Verzögerung von 200 Nanosekunden erzeugt. So wird eine Verzögerung von 350 Nanosekunden im Laufverzögerungs-Abwärtszähler 350 erreicht. Indem aber 200 Nanosekunden abgezogen werden, haben wir in Wirklichkeit ein Ausgangssignal des Abwärtszählers 235, welches 150 Nanosekunden nach der Sendung eines Impulsstoßes durch die Doppelkonus-Antenne 200 auftritt. Um den genauen Zeitabstand von 175 Nanosekunden zu erhalten, wird eine Zusatzverzögerung oder Feinverzögerungssteuerung von der programmierbaren Feinverzögerungsleitung 236 bewirkt, welche durch den Ausgang des Laufverzögerungs-Abwärtszählers 235 getriggert wird, wenn dieser bis "7" gezählt hat. Sie wird in herkömmlicher Weise über eine Ladeverzögerung 242 der Steuerung 210 auf Leitung Y programmiert und bringt die programmierte Feinverzögerungsleitung 236 zur Verzögerung eines ihr zugeführten Eingangspulses um 25 Nanosekunden, wie in dem Beispiel beschrieben. Auf diese Weise stellt die programmierbare Feinverzögerungsleitung 236 dem Mustergenerator 232 einen Ausgangspuls zur Verfügung, der 175 Sekunden nach der Sendung durch die Doppelkonus-Antenne vorliegt. Der Mustergenerator 232, der ein eine Wellenform gemäß Fig. 6H erzeugender Lawinen-Durchschlags-Transistor sein kann, speist dann den Mischer 230, um das Mustersignal mit dem verstärkten, empfangenen Ausgangssignal der empfangenden Doppelkonus-Antenne 202 zu mischen und zu multiplizieren. Das Ausgangssignal des Mischers 230 wird einem analogen Integrator 250 zugeführt. Unter der Annahme, daß identische Wellenformen zeitlich gleichgelagert sind, wird ein Gleichspannungssignal, beispielsweise mit einem positiven Signalwert, als Ausgang des analogen Integrators 250 zur Verfügung gestellt. Dieses wird von einem Verstärker 252 verstärkt und einer Tastspeichereinheit 254 zugeführt. Das Ausgangssignal der Tastspeichereinheit 254 wird in einen Analog-Digital-Wandler 256 eingespeist, welcher die aufsummierten Werte digitalisiert, was er nach einer festen Zeitverzögerung von 40 Mikrosekunden bewirkt, welche von einer Verzögerungseinheit 258 bereitgestellt wird, die die von der Tastspeichereinheit 254 benötigte Bearbeitungszeit berücksichtigt. Falls gewünscht, kann eine Anzahl der beschriebenen Sendungen in Folge bewirkt werden, beispielsweise zehn, worin dieselben Übergangszeiten bis zum Signalempfang zu beobachten sind, und sind einige Signale während gleicher Sendungen in dem digitalen Integrator 262 zu integrieren, um auf diese Weise eine Wiedergewinnung von Signalen vom Umgebungsrauschen zu ermöglichen. Das Ausgangssignal des digitalen Integrators 262 wird auf einer Anzeige 264 angezeigt, zeitlich synchronisiert durch ein geeignetes Signal der Feinverzögerungsleitung 236 (und Verzögerungseinheit 258), wodurch ermöglicht wird, die Zeit oder Entfernungsposition eines Signalrücklaufes anzuzeigen in Abhängigkeit der Entfernung von der Radareinheit.

Die Fig. 8 veranschaulicht eine Anwendung der Radareinrichtung bei einer Überwachungsarbeit, die einen Radius von irgendwo zwischen 20 oder 30 Fuß bis zu mehreren tausend Fuß abdeckt. Bei diesem Beispiel wird angenommen, daß an einer ausgewählten zentralen Stelle eine Sendedoppelkonus-Antenne, in diesem Falle eine nicht gerichtete oder Rundstrahlantenne 300 angeordnet ist, und daß in 120°-Winkelabständen um diese herum empfangende Doppelkonus-Antennen 302, 304 und 306 angeordnet sind. Die Rundstrahlantenne 300 wird von einem Sender 301 betrieben (Fig. 2). Geht man von einem einzigen Signalstoß aus, der von der Rundstrahlantenne 300 gesendet wird, so wird dieser um 360° und in den Raum abgestrahlt. Zu irgendeiner gewählten Zeit erhalten Empfänger 308, 310 und 311 in der bereits o. a. Weise ein Mustersignal, um so die Empfänger zum Abtasten eines Echosignals zu bringen, welches in genau diesem Augenblick empfangen werden kann. Dieser Vorgang kann im winzig zunehmenden oder abnehmenden Zeitabschnitt wiederholt werden, um so in Speichereinheiten 312, 314 und 316 Signale abzuspeichern, die stellvertretend für einen Bereich von Laufzeiten stehen. Dann können durch Wahl einer Kombination von Laufzeiten für jeden der Empfänger in Ausdrücken von Triangularisationen gespeicherte Signale aus den Speichereinheiten ausgewählt werden, die stellvertretend für einen bestimmten Ort im Raum stehen. Für Überwachungszwecke werden die Ergebnisse von Signalen, die von einem Abtastvorgang abgeleitet worden sind und die von einem später erfolgenden Abtastvorgang digital voneinander subtrahiert. So gibt es einen Unterschied in der Abtastinformation, wenn sich ein Objekt von einem Punkt innerhalb des Bereichs der Radareinheit zu einem neuen Ort bewegt hat. Dies gibt auch an, daß etwas in das Gebiet hineingekommen ist. Dieses Verfahren kann im ganzen von einer Lese-Schreib-Steuerung 318 kontrolliert werden, welche die Speichereinheiten 312, 314 und 316 kontrolliert und einen Komparator 320 kontrolliert, welcher ausgewählte Werte X, Y und Z der Speichereinheiten 312, 314 und 316 erhält, um die Subtraktion durchzuführen. Die Anzeige 322, wie z. B. ein Oszilloskop, kann eingesetzt werden, um anzuzeigen, wie sich die relative Lage eines Objektes in bezug auf den Ort des Radars ändert.

Die Fig. 9 veranschaulicht eine Anwendung des erfundenen Radarsystems, worin eine Sendeantenne in einer getrennten ebenen Lage in bezug auf die Richtung der Beobachtung angeordnet ist, wobei drei Empfangsantennen in einer Ebene angeordnet sind, die parallel von der ersten Ebene beabstandet ist, und eine vierte Empfangsantenne in einer dritten Ebene positioniert ist. So wird die Strahlung der Sendeantenne 404, welche von einem Ziel reflektiert wird, von vier Empfangsantennen zu verschiedenen Zeiten empfangen, wegen des Unterschiedes in der Weglänge. Aufgrund der einzigartigen Charakteristik des Radarsystems kann es eingesetzt werden, um buchstäblich Abstände von der Größe eines Zolls aufzulösen, so daß extreme Einzelheiten von den Rücklaufsignalen aufgelöst werden können. Bezugnehmend auf die Fig. 9 lenkt eine Steuerung 400 eine Sendung des Senders 402, welcher einen Signalstoß in die Sendeantenne 404 einspeist. Die Rücklaufsignale werden von Empfangsantennen 406, 408 und 410 empfangen, welche beispielsweise in einer Ebene angeordnet sind, die im wesentlichen senkrecht zur Blickrichtung ist und getrennt von der Ebene, in der die Sendeantenne 404 angeordnet ist. Eine vierte Empfangsantenne 412 ist noch in einer dritten Ebene angeordnet, welche senkrecht zur Blickrichtung angeordnet ist und somit in einer Ebene getrennt von der Ebene in welcher die anderen Empfangsantennen sich befinden. Hierdurch wird eine Einrichtung zum Lokalisieren eines Ziels im Raum über Triangularisation zur Verfügung gestellt, und so wird genügend Signalinformation gewonnen, um dreidimensionale Informationsanzeigen zu ermöglichen. Die empfangenen Signale von Empfängern 411, 414, 416 und 418 werden getrennt in einen Prozessor und Komparator 420 eingespeist, welcher einen Speicher zum Speichern der empfangenen Proben und der Empfangszeiten enthält. Von diesen Daten können Lageinformationen über einen geeigneten Vergleich errechnet werden sowie Charakteristiken des Ziels, wie Größe und Reflexionsvermögen.

Bezugszeichenliste

10 Radiosender
12 Oszillator
14 1/4-Frequenzteiler
16 Spannungsversorgung
18 Ausgangsstufe
20 Kondensator
22 Modulationseinrichtung
24 Widerstand
25 Widerstand
26 Kondensator
27 Kondensator
28 Komparator
29 Pluspol
30 Gleichspannungsversorgung
32 Widerstand
34 Nachrichtensignalquelle
36 Kondensator
37 Widerstand
38 Widerstand
40 Dreieckswelle
42 Modulationssignal
44 Hinterflanken
46 Multivibrator (monostabiler)
48 Diode
50 Widerstand
52 npn-Transistor
54 Widerstand
56 Kondensator
58 Primärwicklung
60 Triggertransformator
62 Sekundärwicklung
64 Sekundärwicklung
65 Gleichspannungsquelle
66 Lawinen-Durchschlag-Transistor
67 Widerstand
68 Lawinen-Durchschlag-Transistor
69 Widerstand
71 Widerstand
72 Filterkondensator
73 Widerstand
74 Widerstand
76 Leitungsende
77 Verzögerungsleitungen
78 Ausgangswiderstand
80 Koaxialkabel
82 Filter
84 Ausweichleitung
86 Schalter
88 Koaxialkabel
90 Breitband-Antenne
92 Breitband-Antenne
94 Verstärkungseinrichtung
96 Radioempfänger
98 Filter
100 Schalter
101 Widerstand
102 Synchrondetektionseinrichtung
104 Lawinen-Durchschlag-Transistor
106 Multivibrator
108 Diode
110 Emitterwiderstand
112 Gleichspannungsquelle (variabel)
113 Kondensator
114 Drehwiderstand
115 Widerstand
116 Verzögerungsleitung
117 Signalumwandlungseinrichtung
119 Audioverstärker
120 Signalwiedergabeeinrichtung
121 Mischer
122 Synchrondetektionseinrichtung
123 Mustergenerator
124 Ringdemodulator
126 Multivibrator (monostabiler)
127 Oszillator (spannungsgesteuerter)
128 Widerstand
129 Kondensator
130 Kondensator
131 Widerstand
132 Pulsübertrager
134 Diode
200 Doppelkonus-Antenne
202 Doppelkonus-Antenne
204 Doppelkonus-Antennenelement
206 Doppelkonus-Antennenelement
208 Schalter
210 Steuerung
212 Sendefolgesteuerung
214 Leitung
216 Oszillator
218 D-Flipflops
219 Sender
220 D-Flipflops
222 D-Flipflops
224 Verzögerungsschaltung
226 Empfänger
228 Verstärker
230 Mischer
232 Mustergenerator
234 Leitung
235 Laufverzögerungs-Abwärtszähler
236 Feinverzögerungsleitung
238 Leitung
240 Leitung
241 Mengenzähler
242 Ladeverzögerer
250 Integrator (analoger)
252 Verstärker
254 Tastspeichereinheit
256 Analog-Digital-Wandler
258 Verzögerungseinheit
262 Integrator (digitaler)
264 Anzeige
300 Rundstrahlantenne
301 Sender
302 Doppelkonus-Antenne
304 Doppelkonus-Antenne
306 Doppelkonus-Antenne
308 Empfänger
310 Empfänger
311 Empfänger
312 Speichereinheiten
314 Speichereinheiten
316 Speichereinheiten
318 Lese-Schreib-Steuerung
320 Vergleicher
322 Anzeige
400 Steuerung
402 Sender
404 Sendeantenne
406 Empfangsantenne
408 Empfangsantenne
410 Empfangsantenne
411 Empfänger
412 Empfangsantenne
414 Empfänger
416 Empfänger
418 Empfänger
420 Prozessor und Komparator

G Steuereingang
I Steuereingang
O Signalausgang
PG Steuerpuls
T₁, T₂ Zeit

Y Ausgang
Y Leitung

Claims

1. Ein im Zeitbereich arbeitendes Radarsystem, mit einem Sender (219) und einem Radioempfänger (226), dadurch gekennzeichnet,
daß der Sender (219) eine Signalerzeugungseinrichtung zur Erzeugung einer Serie von Triggersignalen in zeitlichen Abständen hat,
daß er eine Breitband-Sendeantenne (200) zum Senden in den freien Raum hat,
daß er eine Gleichspannungsquelle hat,
daß er eine auf die Triggersignale ansprechende Schalteinrichtung (208) hat, die mit der Gleichspannungsquelle und mit der Sendeantenne (200) verbunden ist, um abrupt zwischen verschiedenen Spannungszuständen auf der Sendeantenne (200) umzuschalten und eine Serie von beabstandeten, wechselstromträgerlosen Signalstößen in den freien Raum zu senden, wovon jeder im wesentlichen monozyklisch ist, und
daß der Radioempfänger (226) eine Empfangseinrichtung zum Empfangen und zum Bereitstellen eines Ausgangssiagnals hat, die auf breitbandige, aus dem Raum empfangene Signale zwischen den Sendezeiten der wechselstromträgerlosen Signalstöße der Sendeantenne (200) anspricht,
daß er eine Einrichtung zur Erzeugung eines Demodulationssignals hat, die auf Taktsignale zur lokalen Erzeugung von zeitlich beabstandeten lokalen Signalen anspricht, wobei jedes lokale Signal eine einzige Polarität bis zur Dauer einer Polarität eines der übertragenden monozyklischen Signalstöße hat, so wie diese empfangen worden sind,
daß er eine Takteinrichtung hat, welche auf die Übertragungszeiten der Serien von Signalstößen anspricht um eine Gruppe aufeinanderfolgender Taktsignale zu erzeugen und diese in die Einrichtung zur Erzeugung des Demodulationssignals einzukoppeln, wobei jedes Taktsignal einer Gruppe zu einer gewählten gleichen Zeit nach der Übertragung eines der Störsignale auftritt, wobei eine gewählte Zeit repräsentativ für die Übergangszeit von der Sendeantenne zu einem Ziel in einer gewählten Entfernung und zurück zur Empfangseinrichtung ist,
daß er Misch- (230) und Integrationseinrichtungen (250) für das Ausgangssignal hat, die auf eines der Ausgangssignale der Empfangseinrichtung und eines der örtlichen Stoßsignale ansprechen, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, welches ein Funktionssignal der Mischung eines Ausgangssignals der Empfangseinrichtung und eines örtlichen Signalstoßes ist, und um dieses Funktionssignal für die diskrete Zeitdauer des örtlichen Signals zu integrieren, und
daß er eine Integrationseinrichtung hat, die auf eine aufeinanderfolgende Gruppe von Ausgangssignalen der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) anspricht, welche wiederum auf eine Serie von Übertragungen der Sendeantenne (200) anspricht, wobei jedes der letztgenannten Ausgangssignale für eine identische Laufzeit der übertragenen Signalstöße steht, um ein integriertes Signal bereitzustellen, welches die Gegenwart von Signalen angibt, die von einem Ziel in einem gewählten Abstand reflektiert worden sind.

2. System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Takteinrichtung eine Einrichtung zur selektiven Verzögerung der Erzeugung von Taktsignalen eines bestimmten Satzes von verzögerten Taktsignalen hat, wodurch die Empfindlichkeit des Radioempfängers (226) für verschiedene Zielabstände gewählt werden kann.

3. System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtung (262) Einrichtungen zum Abtasten einzelner Ausgangssignale der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) und zum Integrieren der einzelnen Proben hat.

4. System gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtung (262) einen Analog-Digital-Wandler (256) enthält, der auf die Ausgangssignale der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) anspricht, um digitale Signalwerte der aufeinanderfolgenden Ausgangssignale bereitzustellen, und daß die Integrationseinrichtung (262) einen digitalen Integrator für die digitalen Signalwerte hat und zum Bereitstellen des integrierten Signals.

5. System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalerzeugungseinrichtung Mittel zum Bereitstellen der Triggersignale in veränderlichen Zeitabständen hat.

6. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung im wesentlichen der Sendeantenne (200) benachbart ist.

7. System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (208) eine Last enthält, die in einem Stromkreis mit der Sendeantenne (200) und der Schalteinrichtung (208) gekoppelt ist.

8. System gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Last ein elektrischer Widerstand (71, 73) ist.

9. System gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeantenne zwei Elemente (204, 206) enthält und daß die Schalteinrichtung (208) in Serie mit dem elektrischen Widerstand (71, 73) und den zwei Elementen (204, 206) zum Entladen dieser Elemente geschaltet ist.

10. System gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Takteinrichtung auf die Signalerzeugungseinrichtung anspricht.

11. Im Zeitbereich arbeitendes Radarsystem mit einem Sender (219) und einem Radioempfänger (226), dadurch gekennzeichnet,
daß der Sender (219) eine Steuerung (210) zur Erzeugung einer ersten Serie von Signalen hat,
daß er einen Oszillator (216) zur Erzeugung einer zweiten Serie von Signalen mit einer höheren Frequenz als die erste Serie hat,
daß er eine Signaleinrichtung hat, die auf die erste und zweite Serie von Signale anspricht, um als Ausgangssignal eine Folge diskreter Signale der zweiten Serie von Signalen zur Verfügung zu stellen, welche auf Signale der ersten Serie von Signalen bezogen ist, und wobei die Folge diskreter Signale Triggersignale in zeitlichen Abständen bildet,
daß er eine Breitband-Sendeantenne (200) zum Senden in den freien Raum hat,
daß er eine Gleichspannungsquelle hat,
daß er eine auf die Triggersignale ansprechende Schalteinrichtung (208) hat, die mit der Gleichspannungsquelle und der Sendeantenne (200) verbunden ist, um abrupt zwischen verschiedenen Spannungszuständen auf der Sendeantenne (200) umzuschalten und eine Serie von beabstandeten, wechselstromträgerlosen Signalstößen in den freien Raum zu senden, wovon jeder im wesentlichen monozyklisch ist, und
daß der Radioempfänger (226) eine Empfangseinrichtung zum Empfangen und zum Bereitstellen eines Ausgangssignals hat, die auf Signale anspricht, welche aus dem Raum zwischen den Übertragungszeiten der wechselstromträgerlosen Signalstöße von der Sendeantenne (200) empfangen worden sind,
daß er eine Einrichtung zur Erzeugung eines Demodulationssignals hat, die auf Taktsignale zum lokalen Erzeugen von zeitlich beabstandeten, lokalen Signalen anspricht, wobei jedes lokale Signal eine einzige Polarität bis zur Dauer einer Polarität des übertragenen monozyklischen Signalstoßes hat, so wie er empfangen worden ist,
daß er eine Takteinrichtung hat, welche auf die Folge diskreter Signale der Signaleinrichtung zur gruppenweisen Erzeugung der aufeinanderfolgenden Taktsignale anspricht und dieses in die Einrichtung zur Erzeugung des Demodulationssignales einkoppelt, wobei jedes Taktsignal einer Gruppe zu einer gewählten Zeit nach der Übertragung eines der Signalstöße auftritt, worin eine gewählte Zeit repräsentativ ist, für die Übergangszeit von der Sendeantenne (200) zu einem Ziel in einem gewählten Abstand und zurück zu der Empfangseinrichtung (226),
daß er eine Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) für das Ausgangssignal hat, die auf eines der Ausgangssignale der Empfangseinrichtung und eines örtlichen Signalstoßes anspricht, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, welches ein Funktionssignal der Mischung des Ausgangssignals der Empfangseinrichtung und eines lokalen Signalstoßes ist und um dieses Funktionssignal für den diskreten Zeitabschnitt des örtlichen Stoßsignals zu integrieren, und daß er eine Integrationseinrichtung (262) hat, die auf einer aufeinanderfolgenden Gruppe von Ausgangssignalen der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) und auf das Auftreten einer Serie von Übertragungssignalen von der Sendeantenne (200) anspricht, wobei jedes der letztgenannten Ausgangssignale für eine identische Laufzeit der gesendeten Stoßsignale steht, um ein integriertes Signal bereitzustellen, welches die Anwesenheit oder Abwesenheit von Signalen anzeigt, die von einem Ziel in einem gewählten Abstand reflektiert worden sind.

12. Ein im Zeitbereich arbeitendes Radarsystem gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleinrichtung eine Einrichtung enthält, die als Ausgangssignal das nächste Signal des Oszillators (216) hervorbringen soll, welches dem Signal der ersten Serie von Signalen der Steuereinrichtung (212) folgt.

13. System nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Takteinrichtung eine Einrichtung zum selektiven Verzögern der bereitgestellten Taktsignale einer bestimmten Gruppe aufeinanderfolgender Taktsignale hat, wobei die Empfindlichkeit des Radioempfängers (226) für verschiedene Zielabstände gewählt werden kann.

14. System gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtung (262) eine Einrichtung zum Abtasten einzelner Ausgangssignale der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) hat und zum Integrieren der einzelnen Proben.

15. System gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtung (262) einen Analog-Digital-Wandler (256) enthält, der auf die Ausgangssignale der Misch- (230) und Integrationseinrichtung (250) anspricht, um digitale Signalwerte von aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen zur Verfügung zu stellen, und daß die Integrationseinrichtung (262) eine Einrichtung zum digitalen Integrieren der digitalen Signalwerte und zum Bereitstellen des integrierten Signals enthält.

16. System gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (208) der Sendeantenne (200) benachbart ist.

17. System gemäß Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (208) eine Last (71, 73) enthält, die in einem Stromkreis mit der Sendeantenne (200) und der Schalteinrichtung (208) gekoppelt ist.

18. System gemäß Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Last ein elektrischer Widerstand (71, 73) ist.

19. System gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeantenne (200) zwei Elemente (204, 206) enthält, und die Schalteinrichtung (208) Einrichtungen enthält, die in Serie mit dem elektrischen Widerstand (71, 73) und den beiden Elementen (204, 206) geschaltet sind, um die Leistung zwischen den beiden Elementen (204, 206) zu entladen.