DE3788196T2

DE3788196T2 - Oszillator mit grossem Bereich.

Info

Publication number: DE3788196T2
Application number: DE3788196T
Authority: DE
Inventors: Max Ward Muterspaugh
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1986-11-26
Filing date: 1987-11-25
Publication date: 1994-06-01
Anticipated expiration: 2007-11-26
Also published as: KR960003169B1; EP0270298A2; CA1295699C; EP0270298A3; KR880006835A; US4743866A; DE3788196D1; EP0270298B1; JPS63142706A; JPH0738533B2

Description

Die Erfindung der vorliegenden Anmeldung liegt auf dem Gebiet von abstimmbaren Oszillatoren, die beispielsweise als Empfangsoszillator in einem Abstimmsystem verwendet werden können. Die Anmeldung EP-A-0 269 427, veröffentlicht am 1. Juni 1988 mit dem Titel "Dual Gate Tunable Oscillator" und die Anmeldung EP-A-0 269 428, veröffentlicht am 1. Juni 1988 unter dem Titel "FET Tuner", die parallel im Namen derselben Anmelder angemeldet wurden, sind verwandte Anmeldungen.
Abstimmsysteme für Rundfunk- und Fernsehempfänger enthalten üblicherweise eine abstimmbare Hochfrequenzstufe zur Auswahl des Hochfrequenzsignals, das einer gewünschten Station oder einem gewünschten Kanal aus einer Vielzahl von empfangenen Hochfrequenzsignalen entspricht, einen abstimmbaren Empfangsoszillator zur Erzeugung eines Empfangsoszillator-Signals, dessen Frequenz der gewünschten Station oder dem gewünschten Kanal entspricht, und eine Mischstufe zum überlagern des ausgewählten Hochfrequenzsignals mit dem Empfangsoszillator-Signal, um ein Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen, das dem Hochfrequenzsignal entspricht.
Bei einigen Anwendungen, z. B. bei der Abstimmung sowohl von VHF-Fernseh-Rundfunk- als auch von Kabelkanälen sollte der Empfangsoszillator in der Lage sein, über einem weiten Frequenzbereich abgestimmt zu werden (z. B. in den Vereinigten Staaten von 101 bis 509 MHz).
Zwar kann die Konfiguration und der Typ der Verstärkungsvorrichtung, die in dem Empfangsoszillator verwendet werden kann, von Vorteil in bezug auf bestimmte Eigenschaften des Empfangsoszillators sein, z. B. wie die Erzeugung eines mit dem Mischer kompatiblen Signal-Ansteuer-Pegels und Impedanz-Pegels, jedoch kann die Konfiguration und/oder der Typ der Verstärkungsvorrichtung dazu neigen, den Abstimmbereich des Empfangsoszillators zu begrenzen.
US-A-4,593 257 offenbart einen Multiband-Empfangsoszillator eines Fernsehtuners, der einen Transistorverstärker in Kollektorschaltung mit einer kapazitiven Rückkopplungsschaltung umfaßt, um den Verstärker in die Lage zu versetzen, in dem breiten Frequenzbereich für VHF-Fernseh-Rundfunk zu schwingen. Wenn ein Wellenbereich ausgewählt wird, wird das entsprechende Wellenbereichsumschaltsignal einer Kapazitätsdiodediode in dem kapazitiven Rückkopplungsnetzwerk zugeführt, um das Rückkopplungsnetzwerk zu modifizieren. Im Gegensatz dazu befaßt sich die vorliegende Erfindung damit, eine einfache und wirksame Anordnung zu schaffen, um den Bereich des Oszillators in jedem Wellenbereich auszudehnen.
Demzufolge sieht die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt ein Gerät vor, umfassend: eine Verstärkungsvorrichtung mit einem leitenden Weg, der an einer ersten Elektrode und an einer zweiten Elektrode endet, und mit einer Steuerelektrode zur Steuerung der Leitung des leitenden Weges; Schwingungs-Konditionierungsmittel, die zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode liegen, um die Verstärkungsvorrichtung in die Lage zu versetzen, in einem vorgegebenen Bereich zu schwingen; Frequenzbestimmungsmittel mit ersten steuerbaren Kapazitätsmitteln, die auf ein Abstimm-Steuersignal ansprechen, und mit einem induktiven Element, das in Reihe zwischen der Steuerelektrode und einem Bezugspotentialpunkt zur Bestimmung der besonderen Schwingungsfrequenz des Oszillators liegt; Ausgangsmittel zur Ableitung eines Ausgangssignals mit der Schwingungsfrequenz an der zweiten Elektrode; und Abstimm-Steuermittel zur Erzeugung des Abstimm-Steuersignals; gekennzeichnet durch: zweite steuerbare Kapazitätsmittel, die ebenfalls auf das Abstimm-Steuersignal ansprechen und unmittelbar zwischen dem Steuereingang und dem Bezugspotentialpunkt liegen, ohne daß irgendein Element mit einer nennenswerten Impedanz in dem vorgegebenen Bereich dazwischen liegt, um sicherzustellen, daß die Verstärkungsvorrichtung im ganzen vorgegebenen Bereich schwingt.
Gemäß einem weiteren Aspekt sieht die vorliegende Erfindung ein Gerät vor, umfassend: eine Verstärkungsvorrichtung mit einem leitenden Weg, der an einer ersten Elektrode und an einer zweiten Elektrode endet, und mit einer Steuerelektrode zur Steuerung der Leitung des leitenden Weges; Schwingungs-Konditionierungsmittel , die zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode liegen, um die Verstärkungsvorrichtung in die Lage zu versetzen, in einem vorgegebenen Bereich zu schwingen; Frequenzbestimmungsmittel mit ersten steuerbaren Kapazitätsmitteln, die auf ein Abstimm-Steuersignal ansprechen, und mit einem induktiven Element, das parallel zwischen der Steuerelektrode und einem Bezugspotentialpunkt zur Bestimmung der besonderen Schwingungsfrequenz des Oszillators liegt; Ausgangsmittel zur Ableitung eines Ausgangssignals mit der Schwingungsfrequenz an der zweiten Elektrode; und Abstimm-Steuermittel zur Erzeugung des Abstimm-Steuersignals; gekennzeichnet durch zweite steuerbare Kapazitätsmittel die ebenfalls auf das Abstimm-Steuersignal ansprechen und unmittelbar zwischen dem Steuereingang und den frequenzbestimmenden Mitteln liegen, ohne daß irgendein Element mit einer nennenswerten Impedanz in dem vorgegebenen Bereich dazwischen liegt, um sicherzustellen, daß die Verstärkungsvorrichtung im ganzen vorgegebenen Bereich schwingt.
Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einer den Bereich ausdehnenden Schaltung, z. B. für einen Empfangsoszillator vom Colpitts-Typ, bei dem die Steuerelektrode (z. B. die Basiselektrode eines bipolaren Transistors oder die Gate-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors) der Verstärkungsvorrichtung mit einer der beiden Elektroden (z. B. der Emitterelektrode oder der Quellenelektrode), die die Enden eines leitenden Kanals durch ein Schwingungs-Konditionierungs-Netzwerk definieren und ferner mit einer frequenzbestimmenden, abstimmbaren Schaltung verbunden ist, die ein steuerbares kapazitives Element, das auf eine Abstimm- Spannung anspricht, und ein induktives Element enthält, wobei der Ausgang des Oszillators an der anderen der beiden Elektroden (z. B. der Kollektor- oder Drain-Elektrode) entnommen wird. Insbesondere ist gemäß der Erfindung ein zweites steuerbares kapazitives Element mit der Steuerelektrode verbunden und so gepolt, daß sich die Kapazität in Abhängigkeit von der Abstimm-Spannung im selben Sinn wie die zuerst erwähnte Kapazitäts-Diode ändert.
In den beigefügten Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines die vorliegende Erfindung verkörpernden Tuners eines Fernsehempfängers;
Fig. 1a eine schematische Darstellung eines Ersatzschaltbildes, die zum Verständnis eines Aspekts des in Fig. 1 dargestellten Empfangsoszillators nützlich ist;
Fig. 1b eine schematische Darstellung einer Abwandlung des in Fig. 1 dargestellten Empfangsoszillators;
Fig. 1c eine schematische Darstellung einer Ersatzschaltung, die zum Verständnis der in Fig. 1b gezeigten Modifikation nützlich ist; und
Fig. 2 eine schematische Darstellung, die in Einzelheiten die Hochfrequenzstufe des in Fig. 1 als Blockschaltbild dargestellten Tuners zeigt.
In den Figuren sind zahlreiche beispielsweise Werte von Elementen in Klammern angegeben. Wenn nichts anderes gesagt ist, sind die Widerstandswerte in Ohm, die Kapazitätswerte in Picofarad und die Induktivitätswerte in Nanohenry angegeben. Bei den beispielsweisen Werten bedeutet K = 1.000, M = 1.000.000 und u (mikro) = 0,000 001.
Fig. 1 zeigt den VHF-Abschnitt eines Tuners eines Fernsehempfängers zur Abstimmung von VHF-Fernseh-Rundfunk- und VHF- Kabelkanälen. Von einer nicht dargestellten Quelle, z. B. einer Antenne oder einem Kabel-Verteilungsnetzwerk gelieferte Hochfrequenzsignale werden über einen Hochfrequenz-Eingang 1 einer abstimmbaren Hochfrequenzstufe 3 zugeführt. Die Hochfrequenzstufe 3 wählt das Hochfrequenzsignal , das einem gewünschten Kanal entspricht, in Abhängigkeit von der Größe einer Abstimm-Spannung (TV) aus. Das ausgewählte Hochfrequenzsignal wird einer Mischstufe 5 zugeführt, wo es mit einem Empfangsoszillatorsignal überlagert wird, das von einem Empfangsoszillator 7 erzeugt wird, dessen Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von der Größe der Abstimm-Spannung gesteuert wird, um ein Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen, das dem ausgewählten Hochfrequenzsignal entspricht.
Eine Abstimm-Steuereinheit 9 erzeugt die Abstimm-Steuerspannung. Die Abstimm-Steuereinheit 9 erzeugt ferner Wellenbereichs-Umschaltspannungen (BS1 und BS2), um Induktivitäten zur Einfügung in frequenzselektive Schwingkreise der Hochfrequenzstufe 3 und des Empfangsoszillators 7 entsprechend dem Abstimmband des gewünschten Kanals auszuwählen. Beispielsweise kann die Abstimm-Steuereinheit 9 eine PLL-Schaltung vom
Frequenz-Synthesizer-Typ zur Umwandlung binär kodierter Darstellungen der Kanalzahl des gewünschten Kanals in eine Abstimm- Spannung mit geeigneter Größe und ein logisches Netzwerk zur Erzeugung der geeigneten Wellenbereichs-Umschaltspannung in Abhängigkeit von den binär kodierten Darstellungen der Kanalzahl enthalten.
Die Wellenbereichs-Umschaltspannungen BS1 und BS2 können entweder einen niedrigen Pegel, z. B. -12 Volt oder einen hohen Pegel, z. B. +12 Volt haben. Die Abstimmbänder und die entsprechenden Pegel der Wellenbereichs-Umschaltspannungen BS1 und BS2 sind in der folgenden Tabelle angegeben. BS1 BS2 KANAL Nr. HOCHFREQUENZBEREICH NIEDERFREQUENZBEREICH NIEDRIG HOCH
Der Empfangsoszillator 7 umfaßt einen Verstärker 100 mit einem Dual-Gate-N-Kanal-Metalloxidhalbleiter (MOS) Feldeffekt-Transistor (FET) 101 mit einer ersten Gate-Elektrode (G1), einer zweiten Gate-Elektrode (G2), einem leitenden Kanal vom N- Typ, dessen eines Ende mit einer Source-Elektrode (S) und dessen anderes Ende mit einer Drain-Elektrode (D) verbunden ist. Die Spannungen an den Gate-Elektroden bestimmen das Maß der Leitung des leitenden Kanals. Eine Quelle für eine positive Versorgungsspannung (B+), z. B. +12 Volt, wird von der Tuner-Steuereinheit 9 vorgesehen, wenn ein VHF-Kanal gewählt wird. Die positive Versorgungsspannung wird durch ein Tiefpaßfilter, das einen Widerstand 103 und einen Kondensator 105 enthält, gefiltert. Der Rückweg der Stromversorgung ist mit Signal-Masse verbunden. Ein Spannungsteiler-Netzwerk mit den Widerständen 107, 109, 111 und 113, das mit den Gate-Elektroden verbunden ist, spannt den FET 101 vor, damit dieser als linearer Verstärker arbeitet. Der Widerstand 109 dient dazu, unerwünschte parasitäre Schwingungen des FET 101 zu unterbinden.
Im Empfangsoszillator 7 ist der Verstärker 100 als Kaskode-Verstärker ausgebildet, und zwar durch Verwendung der ersten Gate-Elektrode (G1) des FET 101 als Eingang, wirksame Verbindung der zweiten Gate-Elektrode (G2) mit Signal-Masse über einen Nebenschluß-Kondensator 115 (es sei bemerkt, daß der Widerstand 109 einen sehr kleinen Wert hat), Verbinden der Source- Elektrode (S) mit Signal-Masse über einen Widerstand 117, und Verwenden der Drain-Elektrode (D) als Ausgang des Verstärkers. Die Drain-Elektrode (D) ist mit dem B+-Stromversorgungsleiter über einen Lastwiderstand 119 und mit der Mischstufe 5 über einen Gleichstrom-Blockkondensator 121 mit großem Wert verbunden. Eine Ferritperle 123 ist auf dem Leiter zwischen dem Lastwiderstand 119 und dem B+-Leiter als induktives, wechselstromblockierendes Filterelement vorgesehen. Die Ausbildung des FET 101 kann als Kaskode-Verstärker angesehen werden, weil die erste Gate-Elektrode (G1), die Source-Elektrode (S) und das untere Ende des leitenden Kanals als Source-Verstärker und das obere Ende des leitenden Kanals mit der zweiten Gate-Elektrode (G2) und der Drain- Elektrode (D) als Gate-verstärker ausgebildet sind.
Eine Schaltung 200, die den Verstärker 100 zum Schwingen konditioniert, liegt zwischen der ersten Gate-Elektrode (G1) und der Source-Elektrode (S). Ein Serienschwingkreis 300, der auf die Abstimm-Spannung (TV) anspricht, um die besondere Schwingungsfrequenz zu bestimmen, liegt zwischen der ersten Gate- Elektrode (G1) und Signal-Masse.
Der Oszillator 7 wird auf folgende Weise zum Schwingen konditioniert. Im allgemeinen schwingt ein Verstärker, wenn zwei Bedingungen erfüllt sind: (1) es ist keine Phasenverschiebung in einer Schleife vorhanden, die einen Weg vom Eingang zum Ausgang des Verstärkers und einen Weg vom Ausgang zum Eingang des Verstärkers enthält; und (2) die Verstärkung in der Schleife ist größer als eins. Im Falle des Oszillators 7 ist der Teil des FET- Verstärkers 100, der die erste Gate-Elektrode (G1), die Source- Elektrode (S) und das untere Ende des leitenden Kanals enthält, zum Schwingen konditioniert. Während dieser Teil ein Source- Verstärker in bezug auf die Kaskoden-Verstärker-Konfiguration des FET 101 ist, liegt in bezug auf die Schwingungskonfiguration ein Drain- oder Source-Folger-Verstärker mit einem Eingang an der ersten Gate-Elektrode (G1) und dem Ausgang an der Source-Elektrode (S) vor. Das Schwingungs-Konditionierungs-Netzwerk 200, das zwischen dem Ausgang der Drain-Verstärker-Konfiguration an der Source-Elektrode (S) und dem Eingang an der ersten Gate-Elektrode (G1) liegt, enthält einen Kondensator 201, der im Nebenschluß zum Widerstand 117 zwischen der Source-Elektrode (S) und Signal-Masse geschaltet ist, und einen Kondensator 203, der zwischen der Source-Elektrode (S) und der ersten Gate-Elektrode (G1) liegt. Wie man erkennt, handelt es sich bei dieser Konfiguration um eine Colpitts-Schaltung.
Was die Phasenverschiebungserfordernisse für die Schwingung anbelangt, so ist weitgehend keine Phasenverschiebung zwischen dem Eingang (G1) und dem Ausgang (S) vorhanden, und es ist zwischen dem Ausgang (S) und dem Eingang (G1) eine Phasen- Nacheilung, zu der der Kondensator 201 beiträgt und eine kompensierende Phasen-Voreilung, zu der der Kondensator 203 beiträgt, vorhanden. Was die Verstärkungserfordernisse für die Schwingung anbelangt, so ist eine Spannungsverstärkung von etwas weniger als eins aufgrund des Source-Folger-Betriebs zwischen dem Eingang (G1) und dem Ausgang (S) vorhanden, aber eine Spannungserhöhung ("aufwärts") wegen der Kondensatoren 201 und 203 zwischen dem Ausgang (S) und dem Eingang (G1). Demzufolge sind die Bedingungen für die Schwingung erfüllt und die Source-Folger-Konfiguration schwingt mit der Frequenz, die durch den Schwingkreis 300 bestimmt wird. Der Strom durch den mit der Source-Elektrode (S) verbundenen Widerstand 117 und durch den leitenden Kanal ändert sich mit der Schwingung, und die Spannung über dem mit der Drain- Elektrode (D) verbundenen Widerstand 119 ändert sich entsprechend.
Die Kaskoden-Verstärkerkonfiguration des FET 101 ist in verschiedener Hinsicht von Vorteil. Der durch Nebenschließen der zweiten Gate-Elektrode (G2) zur Signal-Masse vorgesehene Gate- Verstärkerteil isoliert weitgehend den schwingenden Teil von der Mischstufe 5, während zusätzlich ermöglicht wird, daß die Mischstufe 5 mit geeigneten Signal- und Impedanzpegeln ohne die Notwendigkeit für eine getrennte Pufferverstärker-Vorrichtung angesteuert wird. Aufgrund des Gate-Verstärkerteils wird dem Ausgang des Source-Verstärkerteils eine virtuelle Masse dargeboten, so daß von der Mischstufe hervorgebrachte Impedanzänderungen, z. B. aufgrund von Amplitudenänderungen des ihr von der Hochfrequenzstufe 3 zugeführten Hochfrequenzsignals, weder die Frequenz der Schwingung noch die Bedingungen zur Errichtung der Schwingung nennenswert beeinträchtigen. Wegen der Isolation braucht ferner kein Kompromiß hinsichtlich der Ansteuer-Erfordernisse der Mischstufe geschlossen zu werden, um die für die Schwingung notwendigen Bedingungen zu erfüllen.
Andere vorteilhafte Merkmale des Empfangs-FET-Oszillators 7 werden realisiert, wenn dieser in Verbindung mit einer FET-Hochfrequenzstufe verwendet wird. Viele in Fernsehempfängern verwendete Tuner haben Dual-Gate-FET-Hochfrequenzstufen, weil sie eine verhältnismäßig geringe Verzerrung erzeugen und im Vergleich zu bipolaren Transistor-Hochfrequenzstufen verhältnismäßig hohe Impedanzen haben. Zusätzlich stellt die zweite Gate-Elektrode ein bequemes Mittel dar, um eine Spannung zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC) zuzuführen. Eine zur Verwendung als Hochfrequenzstufe 3 geeignete Dual-Gate-FET-Hochfrequenzstufe ist in Fig. 2 dargestellt und wird nachfolgend näher erläutert. Kurz gesagt enthält die in Fig. 2 dargestellte Hochfrequenzstufe einen Verstärker 400 mit einem Dual-Gate-N-MOSFET 401, der wie der FET 101 des Empfangsoszillators 7 als Kaskodeverstärker ausgebildet ist, wobei der Eingang an der ersten Gate-Elektrode (G1) erfolgt, die zweite Gate-Elektrode (G2) wirksam mit Signal-Masse über einen Bypass-Kondensator verbunden ist, die Source-Elektrode (S) über einen Widerstand mit Signal-Masse verbunden ist und der Ausgang an der Drain-Elektrode (D) abgeleitet wird. Der Hochfrequenzeingang 1 wird dem Eingang (G1) des FET-Verstärkers 400 über einen Reihenschwingkreis 500 zugeführt, der auf die Abstimm- Spannung (TV) anspricht. Der Ausgang des FET-Verstärkers 400 wird über ein Zweikreis-Filter 600, das zwei induktiv gekoppelte Reihenschwingkreise 601 und 603 umfaßt, die jeweils auf die Abstimm-Spannung (TV) ansprechen, einem anderen Dual-Gate-FET- Verstärker 700 zugeführt, der ebenfalls eine Kaskode-Figuration aufweist. Der Ausgang des Dual-Gate-FET-Verstärkers 700 wird der Mischstufe 5 zugeführt. Da die Hochfrequenzstufe 3 und der Empfangsoszillator 7 Verstärker vom selben Typ und ähnliche Abstimm-Konfigurationen aufweisen, wurde gefunden, daß die Fähigkeit, einander in der Frequenz und in Abhängigkeit von der Abstimm-Spannung nachziehen, gegenüber einer üblichen Anordnung verbessert ist, bei der der Hochfrequenzverstärker vom Dual-Gate- FET-Typ und der Empfangsoszillator vom bipolaren Typ ist.
Der Schwingkreis 300 in Fig. 1 wird nun in Einzelheiten beschrieben. Wie oben erwähnt wurde, ist der Schwingkreis 300 ein Serienschwingkreis. Der Schwingkreis 300 enthält als Reihenschaltung zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Signal-Masse Induktivitäten 301, 303 und 305, eine Kapazitäts-Diode 307 und einen Gleichstrom-Block-Kondensator 309.
Die Induktivität 305 liegt in Reihe zwischen der Kapazitäts-Diode 307 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 100. Dies hat sich als günstige Konfiguration herausgestellt, da die Induktivität 305 bestrebt ist, die Kapazitäts-Diode 307 gegen Streukapazitäten, die am Eingang des Verstärkers 100 vorhanden sind, zu isolieren. Dioden 313 und 311 zur Wellenbereichsumschaltung und zugehörige Bypass-Kondensatoren 315 und 317 liegen wahlweise im Nebenschluß zwischen dem Verbindungspunkt der Induktivitäten 301 und 303 bzw. zwischen dem Verbindungspunkt der Induktivitäten 303 und 305 und Signal-Masse in Abhängigkeit von den Pegeln der Wellenbereichs-Umschaltspannungen BS1 und BS2. Die Wellenbereichs-Umschaltspannungen BS1 und BS2 werden den Wellenbereichs- Umschalt-Dioden 313 und 315 über entsprechende Isolationswiderstände 318 bzw. 319 mit hohen Widerstandswerten zugeführt. Die Abstimm-Spannung (TV) wird durch ein Tiefpaßfilter, das einen Widerstand 325 und einen Kondensator 327 enthält, gefiltert und der Kathode der Kapazitäts-Diode über Isolationswiderstände 321 und 323 und die Induktivität 305 zugeführt.
Eine den Schwingungsbereich ausdehnende Schaltung 205 in Verbindung mit einem die Schwingung konditionierenden Netzwerk 200 enthält einen Kondensator 207 und eine Kapazitäts-Diode 209, die ohne dazwischenliegende Elemente, die eine nennenswerte Impedanz in dem interessierenden Frequenzbereich darstellen würden, in Reihe zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Signal-Masse geschaltet sind. Der Kapazitätswert des Kondensators 207 ist so gewählt, daß er eine nennenswerte Wirkung auf die kombinierte Kapazität des Kondensators 207 und der Kapazitäts-Diode 209 ausübt. In der Praxis kann der spezifische Wert des Kondensators 207 so gewählt werden, daß die Bereichsausdehnung und das Nachziehen von Empfangsoszillator 7 und Hochfrequenzstufe 3 gesteuert wird. Die Abstimm-Spannung (TV) wird der Kathode der Kapazitäts-Diode 209 über einen Isolationswiderstand 321 zugeführt. Die Kapazitäts-Dioden 307 und 209 sind in in Bezug auf die Abstimm-Spannung so gepolt, daß ihre Kapazitäten sich in demselben Sinn in Abhängigkeit von Änderungen in der Größe der Abstimm-Spannung ändern. Die den Bereich ausdehnende Schaltung 205 dehnt den Schwingungsbereich des Oszillators 7 folgendermaßen aus.
Die vom Verstärker 100 an seinem Eingang (G1) im Bereich der Schwingung gebildete Ersatzschaltung ist in Fig. 1a dargestellt und enthält eine Reihenschaltung aus einem äquivalenten Kapazitätselement (Ceq) und einem negativen Widerstandselement (-Req) zwischen der ersten Gate-Elektrode (G1) und Signal-Masse. Das negative Widerstandselement (-Req) ist auf den Gewinn bezogen, den der Schwingungsteil des Verstärkers 100 aufweist. Die Ersatzschaltung, die durch den Serienschwingkreis 300 mit den Induktivitäten 301, 303 und 305, der Kapazitäts-Diode 307 und dem Gleichstrom-Block-Kondensator 309 am Eingang (G1) des Verstärkers 100 gebildet wird, enthält eine Reihenschaltung aus einem variablen Kapazitätselement (CT), einem Widerstandselement (RT) und einem induktiven Element (LT) zwischen der ersten Gate- Elektrode (G1) und Signal-Masse. Da der Gleichstrom-Block-Kondensator 309 eine vernachlässigbare Impedanz im interessierenden Frequenzbereich hat, bildet das variable Kapazitätselement (CT) im wesentlichen die Kapazität der Kapazitäts-Diode 307. Der Widerstand RT entspricht dem mit dem Schwingkreis verbundenen Verlust, der primär von der Kapazitäts-Diode 307 herrührt. Um die Schwingung in dem ganzen interessierenden Bereich (101 bis 509 MHz) aufrechtzuerhalten, muß die Größe (Req) des negativen Widerstandselements (-Req), das zu dem Verstärker 100 gehört, größer als die Größe des Widerstandselements (RT) sein, das dem Schwingkreis 300 zugeordnet ist. Die besondere Schwingungsfrequenz ist reziprok zur Quadratwurzel von LTC, worin C die kombinierte Kapazität von CT und Ceq ist. Die kombinierte Kapazität von CT und Ceq ist durch CTCeq/CT+Ceq gegeben. Für einen breiten Abstimmbereich sollte Ceq so groß wie möglich in bezug auf den größten Wert von CT (entsprechend der niedrigsten Schwingungsfrequenz) sein, so daß C weitgehend den vollen Änderungsbereich der Kapazitäts-Diode 307 (CT) durchlaufen kann.
Die Hinzufügung eines festen Kondensators im Nebenschluß zum Eingang des Verstärkers 100 zwischen der ersten Gate- Elektrode (G1) und Signal-Masse erhöht den Wert von Ceq und ist daher bestrebt, den Abstimmbereich bei niedrigen Frequenzen auszudehnen. Die Hinzufügung eines festen Nebenschluß-Kondensators vermindert jedoch Req und ist daher bestrebt, eine Schwingung zu verhindern, insbesondere bei hohen Frequenzen. Die im Nebenschluß mit dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 verbundene Bereichsausdehnungs-Schaltung 205 sieht eine veränderbare Kapazität vor, die zunimmt, wenn die Abstimm-Spannung (Frequenz) abnimmt, und die abnimmt, wenn die Abstimm-Spannung (Frequenz) zunimmt. Als Folge davon ist Ceq am größten, wenn CT am größten ist (d. h. bei niedrigen Frequenzen), jedoch ist ein Wert Req, der ausreichend groß ist, um Schwingungen aufrechtzuerhalten, noch bei hohen Frequenzen vorgesehen.
Die unmittelbare Verbindung der den Bereich ausdehnenden Schaltung 205 zwischen dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 und Signal-Masse anstatt durch ein Element mit nennenswerter Impedanz in dem interessierenden Frequenzbereich stellt sicher, daß eine nennenswerte Wirkung auf die Eingangskapazität (Ceq) des Verstärkers 100 vorhanden ist.
In bezug auf das den Bereich ausdehnende Netzwerk 205 sei bemerkt, daß zwar ein Dual-Gate-FET die oben erwähnten Vorteile hat, daß jedoch seine Verstärkung (und daher Req) kleiner als der eines bipolaren Transistors ist, der in vergleichbarer Weise als Colpitts-Oszillator in Kollektorschaltung ausgebildet ist, wobei seine Basiselektrode mit einem Schwingkreis, seine Emitterelektrode mit Signal-Masse über eine Impedanz verbunden ist und seine Kollektorelektrode als Ausgangselektrode dient.
Daher kann zwar die den Bereich ausdehnende Schaltung 205 dazu verwendet werden, den Abstimm-Bereich eines bipolaren Transistor- Oszillators vom Colpitts-Typ auszudehnen, jedoch sind ihre Vorteile von größerer Bedeutung bei Verwendung mit einem FET-Oszillator gemäß Fig. 1.
Es ist bekannt, einen Parallelschwingkreiskreis anstelle eines Serienschwingkreises zu verwenden, was in Fig. 1b in vereinfachter Form (ohne Vorspannungselemente) dargestellt ist. Es wurde jedoch gefunden, daß es bei Verwendung eines Parallelschwingkreises anstelle des Serienschwingkreises 300 schwieriger war, den erforderlichen breiten Abstimmbereich zu erhalten, selbst wenn eine den Bereich ausdehnende Schaltung gemäß Fig. 1b verwendet wurde. Dies kann nachfolgend in bezug auf die in Fig. 1c dargestellte Ersatzschaltung erklärt werden. In Fig. 1b und 1c sind Elemente, die gleichen Elementen in Fig. 1 und 1a entsprechen, mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Die mit (') gekennzeichneten Bezeichnungen entsprechen der Modifizierung bei Ersatz des Serienschwingkreises durch einen Parallelschwingreis.
Gemäß Fig. 1c ist die Frequenz der Schwingung reziprok zur Quadratwurzel von LTC' , worin C' die kombinierte Kapazität von C'T und Ceq ist. In diesem Fall ist die kombinierte Kapazität C' durch C'T + Ceq gegeben.
Für einen breiten Abstimmbereich sollte Ceq klein in bezug auf den niedrigsten Wert von C'T (entsprechend der höchsten Schwingungsfrequenz) sein, so daß C' nahezu den vollen Änderungsbereich von C'T erfahren kann. Der Wert von Ceq kann dadurch vermindert werden, daß ein Kondensator mit niedrigem Wert in Serie zwischen den Parallelschwingkreis und den Eingang des Verstärkers geschaltet wird. Der wirksame Verlust des Parallelschwingkreises nimmt jedoch mit dem Quadrat des Verhältnisses CT/Ceq zu, und daher kann bei den hohen Werten von CT (entsprechend dem niedrigen Frequenzende des Abstimmbereiches) der Verlust des Parallel-Resonanzkreises den für die Schwingung erforderlichen Gewinn (bezogen auf -Req) überwinden.
Die Hinzufügung einer Kapazitäts-Diode in Reihe zwischen dem Parallelschwingkreis und dem Eingang des Verstärkers mit einer solchen Polung, daß ihre Kapazität sich in demselben Sinn wie die Kapazitäts-Diode des in Fig. 1b gezeigten Schwingkreises ändert, neigt zur Ausdehnung des Abstimmbereiches durch Schließen eines Kompromisses zwischen einem verhältnismäßig niedrigen Wert von Ceq bei hohen Frequenzen und einem relativ niedrigen wirksamen Verlust bei niedrigen Frequenzen. Es wurde jedoch gefunden, daß wegen der Änderung des Verlustes des Parallelschwingkreises mit dem Quadrat des Verhältnisses von CT/Ceq am niedrigen Frequenzende des erforderlichen Abstimmbereiches die Schwingung nicht immer zuverlässig war, wenn ein FET anstelle eines bipolaren Transistors mit höherer Verstärkung (höherer Req) verwendet wurde. Daher wird die in Fig. 1 dargestellte Serien- Schwingkreis-Anordnung bei Verwendung mit einem FET vorgezogen.
Wie früher erwähnt wurde, kann die Abstimm-Steuereinheit 9 eine PLL-Schaltung umfassen. Die zuverlässige Schwingung des Oszillators 7 bei niedrigen Frequenzen ist insbesondere wichtig, wenn ein Abstimm-Steuersystem mit einer PLL-Schaltung verwendet wird. Abstimm-Steuersysteme mit einer PLL-Schaltung verwenden üblicherweise einen als "Prescaler" bekannten Frequenzteiler zur Teilung der sehr hohen Frequenz des Empfangs-Oszillator-Signals, bevor es weiter durch einen programmierbaren Frequenzteiler gemäß der Kanalzahl geteilt und anschließend mit einer Bezugs-Frequenz verglichen wird, um die Abstimm-Spannung zu erzeugen. Einige Prescaler haben eine unerwünschte Neigung zum Schwingen, und wenn der Empfangs-Oszillator nicht zuverlässig schwingt, kann die PLL-Schaltung auf das Oszillatorsignal des Prescalers anstatt auf das Signal des Empfangs-Oszillators ansprechen. Da die Schwingungsfrequenz des Prescalers normalerweise hoch ist, bewirkt die PLL-Schaltung, daß die Abstimm-Spannung in geringerem Maße versucht, die wahrgenommene Schwingungsfrequenz des Empfangs-Oszillators zu vermindern. Dies führt zu einer weiteren Behinderung der Fähigkeit des Empfangs-Oszillators zum Schwingen, und die PLL-Schaltung wird irrtümlich mit der falschen Frequenz "verriegelt". Daher ist das Bereichsausdehnungs-Netzwerk 205 insbesondere vorteilhaft, wenn eine PLL-Schaltung oder ein anderer Typ eines Frequenzsynthese-Abstimm-Steuersystems mit geschlossener Schleife verwendet wird, z. B. eine FLL (Frequency- Locked-Loop)-Schaltung.
Wie oben erwähnt, ist der zum FET-Verstärker 400 des Hochfrequenz-Abschnitts 3 in Fig. 2 wie der zum FET-Verstärker 100 des Empfangs-Oszillators 7 gehörende Schwingkreis 300 ein Serienschwingkreis. Der Serienschwingkreis 500 enthält mehrere Induktivitäten 501, 503, 505, 507, 509 und 511, die wahlweise in verschiedene Serienschwingkreise zusammen mit einer Kapazitäts- Diode 513 (tatsächlich zwei parallel geschaltete Kapazitäts-Dioden) je nach Abstimm-Band eingeschaltet werden. Die jeweilige Serienschwingkreis-Konfiguration wird durch die Wellenbereichs- Umschalt-Dioden 515, 517 und 519 bestimmt, deren Leitfähigkeit durch die Pegel der Wellenbereichs-Umschaltspannungen BS1 und BS2 gesteuert wird. Das Hochfrequenz-Eingangssignal wird der Verbindung der Induktivitäten 503 und 505 zugeführt. Der Reihenschwingkreis 500 ist mit der ersten Gate-Elektrode (G1) des FET 401 über einen Kopplungs-Kondensator 521 verbunden.
Eine Kapazitäts-Diode 523 ist im Nebenschluß mit der ersten Gate-Elektrode (G1) verbunden und so gepolt, daß ihre Kapazität sich im selben Sinn wie die Kapazitäts-Diode 513 in Abhängigkeit von Änderungen der Größe der Abstimm-Spannung (TV) ändert. Die Kapazitäts-Diode 523 hat den Zweck, die von dem Serienschwingkreis 500 dargestellte Impedanz und die am Eingang (G1) des Verstärkers 400 dargestellte Impedanz besser für eine optimale Leistungsübertragung durch den ganzen Abstimmbereich anzupassen als sonst. Die Funktion der Kapazitäts-Diode 523 in Verbindung mit dem Verstärker 500 des Hochfrequenz-Abschnitts 3 ist nicht gleich der Funktion der den Bereich ausdehnenden Diode 209 in Verbindung mit dem Verstärker 100 des Empfangs-Oszillators
7. Die beiden ähnlich verbundenen Dioden neigen jedoch dazu, die Abstimm-Konfigurationen ähnlich zu machen und daher das Nachziehen zwischen der Hochfrequenzstufe 3 und dem Empfangs-Oszillator 7 zu begünstigen.
Es sei bemerkt, daß die Induktivität 511 in Reihe zwischen der Kapazitäts-Diode 513 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 500 liegt und der ähnlichen Verbindung der Induktivität 305 in Reihe zwischen der Kapazitäts-Diode 307 und dem Eingang (G1) des Verstärkers 100 im Empfangs-Oszillator 7 entspricht. Diese Ähnlichkeit der Abstimm-Konfiguration neigt ebenfalls dazu, das Nachziehen zwischen Hochfrequenzstufe 3 und Empfangs-Oszillator 7 zu begünstigen.
Während das zweite Gate des FET-Verstärkers 401 in bezug auf Hochfrequenzsignale einen Nebenschluß zur Masse aufweist, wird ihm vom Zwischenfrequenzabschnitt des Empfängers eine automatische Verstärkungsregelungs-(AGC)-Spannung zugeführt, um die Verstärkung des Verstärkers 400 als Funktion der Signalstärke zu steuern.
Wie früher erwähnt wurde, ist der Ausgang des FET-Verstärkers 400 mit dem Eingang des FET-Verstärkers 700 über ein Zwei-Kreis-Filter 600 verbunden, das zwei induktiv gekoppelte Serienschwingkreise 601 und 603 enthält. Die Serienschwingkreise 601 und 603 enthalten jeweils mehrere Induktivitäten 605, 607 und 609 und 611, 613 und 615, die in Reihe mit entsprechenden Kapazitäts-Dioden 617 und 619 geschaltet sind. Die Schwingkreise 601 und 603 enthalten entsprechende Wellenbereichs-Umschalt- Dioden 621 und 623 und 625 und 627. Der Schwingkreis 601 ist mit dem Ausgang (D) des FET-Verstärkers 400 über einen Kopplungs- Kondensator 629 verbunden. Eine zur Impedanzanpassung dienende Kapazitäts-Diode 631 liegt im Nebenschluß zum Ausgang (D) des FET-Verstärkers 400 und hat eine ähnliche Funktion wie die Impedanzanpassungs-Diode 523, die im Nebenschluß zum Eingang (G1) des Verstärkers 400 liegt. Eine entsprechende Impedanzanpassungs- Diode 633 liegt im Nebenschluß zum Eingang des FET-Verstärkers 700. Eine andere Kapazitäts-Diode 635 liegt in Serie zwischen der Induktivität 611 und dem Eingang des FET-Verstärkers 700 und dient ebenfalls als Impedanzanpassungs-Vorrichtung. Eine Induktivität 609 liegt in Reihe zwischen dem Ausgang (D) des Verstärkers 400 und der Kapazitäts-Diode 617, und die Induktivität 611 liegt in Serie zwischen dem Eingang des Verstärkers 700 und der Kapazitäts-Diode 619. Wie die Induktivität 511 in Verbindung mit dem Hochfrequenzverstärker 400 und die Induktivität 305 in Verbindung mit dem Empfangs-Oszillator 7 dienen die Induktivitäten 605 und 611 zur Isolierung der entsprechenden Kapazitäts-Dioden gegen Streukapazitäten. Hier wird wiederum, da die Schwingkreise 601 und 603 in ähnlicher Weise aufgebaut sind wie der Schwingkreis 300 des Empfangs-Oszillators 7 und auch die Belastung in ähnlicher Weise erfolgt (wobei zu bemerken ist, daß eine verhältnismäßig hohe Impedanz sowohl an der Drain-Elektrode als auch an der Gate-Elektrode eines FET vorhanden ist) das Nachziehen zwischen der Hochfrequenzstufe 3 und dem Empfangs-Oszillator 7 begünstigt.
Während das Nachziehen durch den ähnlichen Aufbau von Abstimm-Schaltung und Verstärker von Hochfrequenzstufe 3 und Empfangs-Oszillator 7 begünstigt wird, hat es sich bei dem verhältnismäßig großen Abstimm-Bereich in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel als wünschenswert gezeigt, eine weitere Begünstigung des Nachziehens vorzusehen. Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 wird darauf hingewiesen, daß eine Wellenbereichs-Umschalt- Diode 333 und ein Kondensator 335 mit niedrigem Wert in Reihe über der Kapazitäts-Diode 307 und der Induktivität 305 liegen. Die Wellenbereichs-Umschalt-Spannung BS1 wird der Kathode der Wellenbereichs-Umschalt-Diode 333 über ein Netzwerk zugeführt, das einen Filter-Kondensator 337 und einen Isolations-Widerstand 339 enthält. Die Anode der Wellenbereichs-Umschalt-Diode 330 ist mit Signal-Masse über die Induktivitäten 301 und 303 verbunden. Die Wellenbereichs-Umschalt-Diode 333 wird im niedrigsten Abstimmbereich leitend, wenn sich die Wellenbereichs-Umschalt- Spannung BS1 auf dem niedrigen Pegel (-12 Volt) befindet. Es hat sich herausgestellt, daß die zusätzliche Kapazität das Nachziehen am oberen Frequenzende des niedrigsten Abstimmbereichs begünstigt.
Eine Kapazitäts-Diode vom Typ 1SV161, die im Handel von Toshiba und FETs vom Typ BF994 bzw. 3SK137, die im Handel von Siemens und Hitachi erhältlich sind, sind für die Verwendung in den Schaltungen geeignet, die in den verschiedenen Figuren dargestellt sind.
Die vorliegende Erfindung wurde zwar anhand des VHF- Abschnitts eines Tuners beschrieben, sie kann jedoch auch in dem UHF-Abschnitt verwendet werden. Bei der UHF-Anwendung kann der Kondensator 203 des die Schwingung konditionierenden Netzwerks 200 des Empfangs-Oszillators ein internes Kapazitätselement sein. Diese und andere Modifikationen sollen innerhalb des durch die folgenden Ansprüche definierten Schutzumfangs der Erfindung liegen.

Claims

1. Gerät umfassend:

eine Verstärkungsvorrichtung (101) mit einem leitenden Weg, der an einer ersten Elektrode (S) und an einer zweiten Elektrode (D) endet, und mit einer Steuerelektrode (G1) zur Steuerung der Leitung des leitenden Weges;

Schwingungs-Konditionierungsmittel (200), die zwischen der Steuerelektrode (G1) und der ersten Elektrode (S) liegen, um die Verstärkungsvorrichtung (101) in die Lage zu versetzen, in einem vorgegebenen Bereich zu schwingen;

Frequenzbestimmungsmittel (300) mit ersten steuerbaren Kapazitätsmitteln (307), die auf ein Abstimm-Steuersignal (TV) ansprechen, und mit einem induktiven Element (305), das in Reihe zwischen der Steuerelektrode (G1) und einem Bezugspotentialpunkt liegt, um die besondere Schwingungsfrequenz des Oszillators zu bestimmen;

Ausgangsmittel (119) zur Ableitung eines Ausgangssignals mit der Schwingungsfrequenz an der zweiten Elektrode (D); und

Abstimm-Steuermittel (9) zur Erzeugung des Abstimm- Steuersignals; gekennzeichnet durch:

zweite steuerbare Kapazitätsmittel (207, 209), die ebenfalls auf das Abstimm-Steuersignal (TV) ansprechen und unmittelbar zwischen dem Steuereingang (G1) und dem Bezugspotentialpunkt liegen, ohne daß irgendein Element mit einer nennenswerten Impedanz in dem vorgegebenen Bereich dazwischen liegt, um sicherzustellen, daß die Verstärkungsvorrichtung (101) im ganzen vorgegebenen Bereich schwingt.

2. Gerät nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten steuerbaren Kapazitätsmittel (207, 209) ferner ein festes Kapazitätselement (207) enthalten, das in dem vorgegebenen Frequenzbereich eine nennenswerte Impedanz hat und in Reihe mit der zweiten Kapazitäts-Diode (209) zwischen der Steuerelektrode (G1) und dem Bezugspotentialpunkt liegt.

3. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung (101) ein Feldeffekt- Transistor mit Quellen-, Drain- und Gate-Elektrode ist, wobei die erste Elektrode (S) die Source-Elektrode, die zweite Elektrode (D) die Drain-Elektrode und die Steuerelektrode (G1) die Gate- Elektrode ist.

4. Gerät umfassend:

Frequenzbestimmungsmittel (300', Fig. 1b) mit ersten steuerbaren Kapazitätsmitteln, die auf ein Abstimm-Steuersignal (TV) ansprechen, und mit einem induktiven Element, das parallel zwischen der Steuerelektrode (G1) und einem Bezugspotentialpunkt liegt, um die besondere Schwingungsfrequenz des Oszillators zu bestimmen;

zweite steuerbare Kapazitätsmittel, die ebenfalls auf das Abstimm-Steuersignal ansprechen und unmittelbar zwischen dem Steuereingang (G1) und den frequenzbestimmenden Mitteln liegen, ohne daß irgendein Element mit einer nennenswerten Impedanz in dem vorgegebenen Bereich dazwischen liegt, um sicherzustellen, daß die Verstärkungsvorrichtung (101) im ganzen vorgegebenen Bereich schwingt.

5. Gerät nach Anspruch 1 , 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsvorrichtung (101) ein bipolarer Transistor mit einer Emitterelektrode als erster Elektrode (S), einer Kollektorelektrode als zweiter Elektrode (D) und einer Basiselektrode als Steuerelektrode (G1) ist.

6. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungs-Konditionierungsmittel (200) ein erstes festes Kapazitätselement (203), das zwischen der Steuerelektrode (G1) und der ersten Elektrode (GS) liegt, und ein zweites festes Kapazitätselement (201), das zwischen der ersten Elektrode (S) und dem Bezugspotentialpunkt liegt, enthalten.

7. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Abstimm-Steuersignal (TV) eine Abstimm-Spannung mit steuerbarer Größe ist, und daß die ersten (307) und zweiten (207, 209) steuerbaren Kapazitätsmittel entsprechende erste und zweite Kapazitäts-Dioden sind, die so gepolt sind, daß sich ihre Kapazitäten im selben Sinne in Abhängigkeit von Änderungen der Größe der Abstimm-Spannung ändern.

8. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimm-Steuermittel (9) einen Frequenz-Synthesizer mit geschlossener Schleife zum Vergleich der Frequenz eines auf das Ausgangssignal bezogenen Signals mit einem Bezugswert enthalten, um das Abstimm-Steuersignal zu erzeugen.