DE3614042C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Filter nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Es ist bekannt, daß Eingangssignale, die abtastenden Datensystemen (schrittweise abtastenden Systemen), wie beispielsweise Filter mit geschalteten Kondensatoren, zugeführt werden, bandbegrenzt werden müssen, um Parallelsignale zu vermeiden. Üblicherweise werden Parallelsignale unterdrückende Vorfilter mit der Eingangsstufe eines Filters mit geschalteten Kondensatoren verbunden. Für Tiefpaßfilter mit geschalteten Kondensatoren, die mit einer bestimmten Abtastfrequenz arbeiten und eine bestimmte Grenzfrequenz aufweisen, ist es erforderlich, die Eingangssignale auf Frequenzen zu begrenzen, die nicht größer sind als die Abtastfrequenz abzüglich der vorerwähnten Grenzfrequenz.

Bekannte, analog arbeitende, Parallelsignale unterdrückende Filter weisen die Form von aktiven RC-Filtern auf, welche zusammen mit dem Filter, das geschaltete Kondensatoren aufweist, auf einem gemeinsamen Chip hergestellt werden. Diese RC-Filter werden in Polysilicium- oder Diffusionsschichten des Chips untergebracht, was zu dem Nachteil führt, daß sie mit großen Toleranzen behaftet sind und somit schlechte Filtereigenschaften aufweisen.

Bei einer anderen Art Parallelsignale unterdrückender Filter werden externe und nachträglich zu trimmende RC-Filter verwendet. Diese Alternative weist allerdings den Nachteil auf, daß die Herstellkosten eines solchen externen RC-Filters größer sind als diejenigen des Filters mit geschalteten Kondensatoren. Weiterhin weisen monolytische aktive RC-Filter eine relativ hohe Polfrequenz auf, verursacht durch die Herstelltoleranzen bei den Kondensatoren und Widerständen.

Eine Alternative bietet sich dadurch an, die Abtastfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren zu erhöhen, wodurch der Durchlaßbereich des Parallelsignale unterdrückenden Filters wesentlich vergrößert werden kann mit dem Ergebnis, daß das Parallelsignale unterdrückende Filter aus einem relativ billigen RC-Filter bestehen kann. Durch die Erhöhung der Abtastfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren entsteht jedoch der Nachteil, daß der Kapazitätsbereich der verschiedenen erforderlichen Kondensatoren erhöht wird und außerdem das Filter eine erhöhte Empfindlichkeit gegenüber parasitären Kondensatoren aufweist, wodurch die Empfindlichkeit des Filters beeinträchtigt wird.

Eine weitere Alternative besteht darin, die Abtastfrequenz lediglich der Eingangsstufe des Filters mit geschalteten Kondensatoren zu erhöhen, wobei zuvor eine Vorfilterung durch ein billiges analoges, Parallelsignale unterdrückendes Filter erfolgt ist. Diese Art der Filterung wird als Dezimation bezeichnet.

Durch Abtasten eines bandbegrenzten Eingangssignals mit einer ersten Frequenz, die ein ganzzahlig Vielfaches der Abtastfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren beträgt, erscheinen Übertragungsfunktionsnullstellen in der Übertragungsfunktion des Filters mit geschalteten Transistoren bei Unterresonanzfrequenzen der ersten Frequenz auf. Das vorgeschaltete Parallelsignale unterdrückende Filter braucht daher das Eingangssignal lediglich auf Frequenzen zu begrenzen, die geringer sind als die erste Frequenz abzüglich der Grenzfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren.

Eine derartige Dezimationstechnik ist beschrieben im Artikel "Switch-Capacitor Decimation and Interpolation Circuits", erschienen in IEEE Transactions on Circuits and Systems, Band CAS-27, Nr. 6, Juni 1980, Seiten 509 bis 514. Bei der dort beschriebenen Technik wird das Eingangssignal mit der zweifachen Frequenz abgetastet, mit der das Filter mit geschalteten Kondensatoren arbeitet. Hierbei wird eine Dezimation ausgeführt und demgemäß eingangsseitig ein Parallelsignale unterdrückendes Analogfilter benötigt, um die Bandbreite des Eingangssignals auf eine Frequenz zu begrenzen, die vom Zweifachen der Abtastfrequenz abzüglich der Grenzfrequenz des Filters mit geschalteten Kondensatoren ist.

Bei dieser Schaltung treten jedoch infolge der Verbindungen innerhalb des integrierten Schaltkreises Streukapazitäten auf. Diese Streukapazitäten führen zu einer begrenzten Bedämpfung der Eingangssignalfrequenzen bei der Abtastfrequenz. Es ist jedoch, wie vorerwähnt, wünschenswert, daß die Filterübertragungsfunktion bei der Abtastfrequenz einen Nullwert aufweist, d. h. eine unbegrenzte Bedämpfung, da sonst Parallelsignale auftreten.

Eine weitere Dezimationstechnik ist beschrieben im Artikel "Integrated Switched-Capacitor Low-Pass Filter With Combined Anti-Aliasing Decimation Filter For Low Frequencies", erschienen in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, Seite 1024.

Die dort beschriebene Schaltung vermeidet die Nachteile der vorerwähnten Streukapazitäten, erfordert jedoch eine komplizierte Taktsignalerzeugung, um das Eingangssignal mit einer Frequenz abtasten zu können, die ein Mehrfaches der Filterabtastfrequenz beträgt.

Diese zuletzt erwähnte Schaltung ist durchaus für Systeme geeignet, bei denen mit relativ geringen Frequenzen gearbeitet wird, sie ist jedoch ungeeignet bei Systemen, die eine hohe Eingangssignalfrequenz aufweisen, wie beispielsweise bei digitalen Signalübermittlungssystemen. Beispielsweise beträgt die digitale Signalübermittlungsfrequenz 2,56 MHz, wobei dann die Zeitdauer für eine Abtastung zur Ladung der Kondensatoren und zur Verarbeitung der Ladungen für ein Ausgangssignal nur etwa 200 nsec beträgt. Die Signalabtastung und anschließende Signalverarbeitung stößt somit an nicht zu bewältigende Grenzen.

Bei dem Filter, von dem die vorliegende Erfindung ausgeht und das in dem Artikel von ERIKSSON, S.: "SC FILTER CIRCUIT WITH DECIMATION OF SAMPLING FREQUENCY", in: ELECTRONICS LETTERS, 23. Mai 1985, S. 484-485 beschrieben ist, ist ein weiterer Kondensator vorgesehen, der einerseits mit dem zweiten Schalter und andererseits mit Masse verbunden ist. Wegen dieses weiteren Kondensators ist auch hier eine Streukapazität vorhanden mit dem vorerwähnten Nachteil einer begrenzten Bedämpfung und damit dem Auftreten von Parallelsignalen.

Bei dem in der FR 25 55 377 beschriebenen Filter sind vier Kondensatoren vorgesehen, von denen in einem Takt zwei Kondensatoren einerseits mit dem Eingang eines Integrators verbunden sind, von denen der eine Kondensator andererseits an Masse liegt und der andere mit einem Eingang des Filters verbunden ist. Bei den beiden anderen Kondensatoren ist in diesem Takt der eine Kondensator beidseits mit Masse verbunden, während der andere Kondensator einerseits an Masse liegt und andererseits mit dem gleichen Filtereingang verbunden liegt. Im nächsten Takt nehmen die Kondensatoren paarweise die Schaltzustände des ersten Takts der jeweils anderen Kondensatoren ein. Da hier nur ein Filtereingang vorgesehen ist, tritt das Problem der Löschung von Parallelsignalen nicht auf.

Es besteht die Aufgabe, das eingangs genannte Filter so zu verbessern, daß Parallelsignale gelöscht werden, um den Dynamikbereich der von den symmetrischen Adern zugeführten Signale zu verbessern.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Hierdurch ergibt sich ein Dezimationsfilter, das die Nachteile der bekannten Parallelsignale unterdrückenden Filter vermeidet, nämlich hohe Abtastfrequenzen oder teure Analogfilter. Das Filter ist insbesondere geeignet, bei Anlagen, wo das abzutastende Signal einem Datensystem zugeführt wird, das mit hoher Abtastfrequenz arbeitet. Durch den Schaltungsaufbau werden Streukapazitäten eliminiert, so daß es nicht erforderlich ist, eine komplizierte Taktschaltung zu verwenden.

Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 den schematischen Aufbau des Dezimiationsfilters und

Fig. 2 ein Zeitdiagramm der Taktsignale.

Das Eingangssignal, das an ein abtastendes Datensystem, wie beispielsweise an ein Filter mit geschalteten Kondensatoren anzulegen ist, wird zuvor durch ein einfaches Parallelsignale unterdrückendes, analog arbeitendes RC-Tiefpaßfilter gefiltert und dann während beider Phasen eines Abtasttaktsignals abgetastet. Durch das Abtasten des Eingangssignals in beiden Phasen des Abtasttaktsignals, wird das Signal mit der doppelten Frequenz dse Abtasttaktsignals abgetastet, woraus eine Dezimation resultiert. Die abgetasteten Signalanteile werden integriert, gefiltert und abermals abgetastet mit der Frequenz des abtastenden Datensystems, die gleich der halben Frequenz des Abtasttaktsignals ist.

Die Fig. 1 zeigt das mit geschalteten Kondensatoren arbeitenden Dezimierungsfilter, der über die Anschlüsse L _IN und L _AUS an einen Transformator T₁ angeschlossen ist, der seinerseits an eine symmetrische Leitung angeschlossen ist, wie an die a- und b-Adern. Der von der Linie 1-1 linksseitige Teil der Schaltung ist nicht Gegenstand der Erfindung, zeigt jedoch einen typischen Anschluß eines solchen Filters. Ein Anschluß T _x ist verbunden mit dem Anschluß L _AUS und über einen Widerstand R _AUS mit dem Transformator T₁ und dem Anschluß L _IN.

Signale, die am Anschluß L _IN auftreten, sind in erster Linie Signale, die von einer entfernten Signalquelle stammen, wie beispielsweise vom Telefonapparat eines anderen Teilnehmers und die über die a- und b-Adern zugeführt werden. Die an diesem Anschluß auftretenden Signale bestehen jedoch auch aus einer verminderten Version der am Anschluß T _x auftretenden Signale, die über den Widerstand R _AUS zugeführt werden.

Ein am Anschluß L _IN ankommendes Signal wird durch ein übliches RC-Filter gefiltert und sodann über die Transistorschalter 2, 3 ersten Anschlüssen von Kondensatoren 5 und 7 zugeführt. Ein Signal, das am Anschluß L _AUS anliegt, wird ebenfalls durch ein gewöhnliches RC-Filter 8 gefiltert und sodann über die Transistoren 9 und 11 den ersten Anschlüssen von Kondensatoren 13 und 15 zugeführt. Die ersten Anschlüsse dieser Kondensatoren 5, 7, 13, 15 sind über jeweils einen Transistorschalter 17, 19, 21, 23 mit Masse verbindbar.

Bei einem Prototyp wiesen die Kondensatoren 5 und 7 die doppelte Kapazität der Kondensatoren 13 und 15 auf, um rudimentäre Echosignale zu löschen, die von Ausgangssignalen am Anschluß T _x stammen und dem Anschluß L _IN zugeführt werden.

Die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren 5, 13 sind zusammengeschaltet und liegen über einen Transistorschalter 25 am Invertereingang eines Operationsverstärkers 27 an, wobei die gemeinsamen Anschlüsse dieser Kondensatoren über den Transistorschalter 29 auch mit Masse verbindbar sind. Die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren 7 und 15 sind ebenfalls mit dem Invertereingang des Operationsverstärkers 27 über den Transistorschalter 31 und über den Transistorschalter 33 mit Masse verbindbar.

Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 27 und seinem Invertereingang ist ein Integrationskondensator 35 geschaltet. Der Nichtinvertereingang des Verstärkers 27 liegt an Masse. Parallel zum Inte­ grationskondensator 35 und in Serie mit dem Transistorschalter 39 und 41 ist ein Rückkopplungskondensator 37 geschaltet, dessen beide Anschlüsse über Transistorschalter 43 und 45 mit Masse verbundbar sind. Die Transistorschalter 39 und 41 sind mit jeweils einem Anschluß des Kondensators 35 verbunden.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 27 ist über einen Transistorschalter 47 verbunden mit einem geschalteten Kondensatorfilter 49, das einen Ausgangs­ signalanschluß RX und einen Takteingang aufweist, dem ein Taktsignal R 3 zugeführt wird. Anstelle des geschalteten Kondensatorfilters 49 kann auch ein Datenabtastsystem vorgesehen sein.

Jede der vorerwähnten Transistorschaltungen weist einen Steuereingang auf, dem Taktsignal R 1 oder R 2 oder R 3 zugeführt werden. Bei den Transistorschaltern handelt es sich bevorzugt um CMOS-Transmissionsgatter, bestehend aus einem Paar von NMOS und PMOS- Transistoren, die von den Taktsignalen R 1, R 2 oder R 3 gesteuert werden. Logische Umkehrsignale der Signale R 1, R 2 und R 3 werden weiterhin weiteren Steuereingängen der Transmissionsgatter zugeführt, was jedoch der übersichtlichkeitshalber nicht dargestellt ist. Nachfolgend wird die Signalverarbeitung beschrieben, wenn Signale am Anschluß L _IN auftreten, wobei bei der nachfolgenden Beschreibung die Signale nicht berücksichtigt werden, die am Anschluß L _AUS auftreten. Das am Anschluß L _IN auftretende Signal wird vom Filter 1 gefiltert, wobei der augenblickliche Spannungswert des Signals, das am Anschluß L _IN auftritt und vom Filter 1 gefiltert ist, während der ersten positiven Halbwelle des Taktsignals R 1 den Kondensator 5 auflädt. Dies wird mittels der Transistorschalter 2, 29 bewirkt. Gleichzeitig wird der Kondensator 7 über den Schalter 23 nach Masse entladen. Eine Ladung, gleich der vom Kondensator 7 entfernten Ladung, jedoch mit entgegengesetzter Polarität, wird über den Transistorschalter 31 dem Integrationskondensator 35 zugeführt.

Bei der darauffolgenden positiven Halbwelle des Taktsignals R 2 wird der Kondensator 7 über die Schalter 3, 33 auf die Spannung des Signals aufgeladen, das am Anschluß L _IN auftritt und vom Filter 1 gefiltert ist. Hierbei wird der Kondensator 5 über den Schalter 17 entladen, so daß eine gleiche Ladung jedoch entgegengesetzter Polarität über die Schalter 25, 39 und 41 im Integrationskondensator 35 und im Rückkopplungskondensator 37 induziert wird.

Die Spannung, die über dem Kondensator 35 und am Ausgang des Integrators 50 auftritt, wird mit V _AUS,n bezeichnet, deren Wert wie folgt dargestellt werden kann

V _AUS,n = [V _AUS,n-1/2] - [AV _AUS,n ]-[BV _IN,n ]

Hierbei stellen dar V _AUS,n - 1/2 die Spannung über dem Kondensator 35 zum Zeitpunkt n - 1/2 gemäß Fig. 2 dar, A bezeichnet das Verhältnis der Kapazitäten des Rückkopplungskondensators 37 und des Integrationskondensators 35, B das Kapazitätsverhältnis des Kondensators 5 (oder des Kondensators 7) zum Integrationskondensator 35 und der Ausdruck V _IN,n bezeichnet die Augenblicksspannung zum Zeitpunkt n am Anschluß L _IN.

Die obengenannte Gleichung kann auch ausgedrückt werden durch folgende Gleichung:

V _AUS = V _AUS z ^-1/2-AV _AUS -BV _IN

wobei der Ausdruck z ^-1/2 eine halbe Abtastverzögerung des Taktsignals R 1 bzw. R 2 bedeutet.

Während der darauffolgenden positiven Halbwelle des Taktsignals R 1, entsprechen n + 1/2 in Fig. 2, wird der Kondensator 5 abermals auf die gefilterte Augenblicksspannung am Anschluß L _IN aufgeladen. Hierbei wird der Kondensator 7 wiederum entladen, wodurch eine entsprechende Ladung entgegengesetzter Polarität im Integrationskondensator 35 induziert wird, jedoch findet keine Ladung des Kondensators 37 statt, der über die Schalter 39 und 41 vom Kondensator 35 abge­ trennt ist. Vielmehr wird jetzt dieser Kondensator 37 über die Schalter 43 und 45 entladen.

Die Ausgangsspannung, die nunmehr zum Zeitpunkt n + 1/2 am Integrator 50 und damit über den Kondensator 35 auftritt, ist nunmehr folgende

V _AUS,n + 1/2 = [V _AUS,n ] - [BV _IN,n + 1/2]

Diese Gleichung kann auch ausgedrückt werden durch die Gleichung

V _AUS z ^-1/2 = V _AUS z ^-1 BV _IN z ^-1/2 .

Es ist zu bemerken, daß bei den beiden letztgenannten Gleichungen im Vergleich zu den beiden erstgenannten Gleichungen der Rückkopplungswerr AV _AUS nicht mehr vorhanden ist, der also zum Zeitpunkt n noch vorhanden war. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der Rückkopplungskondensator 37 vom Schaltkreis abgetrennt und entladen ist. Hieraus ergibt sich, daß während der positiven Halbwellen des Taktsignals R 1 keine Filterfunktion ausgeführt wird.

Die erste Frequenzbeziehung kann algebraisch umgeformt werden und führt zur Übertragungsfunktion

Hierbei stellt der Ausdruck 1 + z ^-1/2 die Dezimierungs- bzw. Dämpfungsübertragungsfunktion und der Ausdruck

die bekannte Tiefpaßfilterübertragungsfunktion dar.

Der Ausgang des Integrators 50 wird über den Schalter 47 während der positiven Halbwellen des Taktsignals R 3 abgetastet, welches synchronisiert ist mit der Taktfrequenz des geschalteten Kondensatorfilters 49 und zusätzlicher getakteter Schaltungen, wie beispielsweise Digital-Analog-Umsetzer, RAM-Speicher usw., die an den Anschluß RX angeschlossen sind.

Der Operationsverstärker 27 in Verbindung mit den Kondensatoren 35 und 37 übt eine bestimmte Ausregelzeit aus, derart, daß während einer positiven Halbwelle des Taktsignals R 3 der Ausgang des Integrators 50 sich auf einen nicht veränderbaren Wert zu einem bestimmten Zeitpunkt innerhalb der positiven Halbwelle des Signals R 2 einstellt. Der Ausgang des Integrators 50 wird über den Schalter 47 abgetastet, wenn dieser nicht veränderbare Wert erreicht ist.

Bei der vorliegenden Schaltung wird also sowohl die Dezimation als auch die Filterung ausgeführt, wobei das Eingangssignal am Anschluß L _IN zweimal erfaßt wird, d. h. zu den Zeitpunkten n - 1/2 und n in Fig. 2, für jede Halbwelle des Taktsignals R 1 oder R 2, was in einer Dezimation durch zwei resultiert und hierbei lediglich die Taktsignale R 1 und R 2 benötigt werden, jedoch keinerlei zusätzliche höher frequenten Taktsignale, wie dies beim Stand der Technik der Fall ist. Die Filter 1 und 8 werden benötigt, um das Eingangssignal bandmäßig zu begrenzen auf Frequenzen unterhalb der Frequenz von R 1 bzw. R 2, abzüglich der Eckfrequenz des geschalteten Kondensatorfilters 49. Demgemäß können die Filter 1 und 8 als einfache RC-Filter ausgebildet sein.

Nachfolgend sei die Arbeitsweise im Zusammenhang mit den Kondensatoren 13 und 15 betrachtet. Während der positiven Halbwelle des Taktsignals R 1 wird der Kondensator 13 über die Schalter 19 und 29 entladen, während der Kondensator 15 auf die Augenblicksspannung des Signals am Anschluß L _AUS über das Filter 8 und den Transistorschalter 11 aufgeladen wird. Eine entsprechende Ladung gleicher Polarität entwickelt sich über dem Integrationskondensator 35 über den Schalter 31.

Bei der positiven Halbwelle des Taktsignals R 2 wird der Kondensator 13 über das Filter 8 und den Schalter 9 auf die Spannung am Anschluß L _AUS aufgeladen, wobei über den Schalter 25 eine entsprechende Ladung über den Kondensator 35 entsteht, während der Kondensator 15 über die Schalter 21 und 33 entladen wird.

Infolge der Phasenbeziehung der verschiedenen Schalttransistoren und der Taktsignale R 1 und R 2 ergibt sich, daß Signalabtastwerte des Signals am Anschluß L _IN in den Kondensatoren 5 und 7 gespeichert werden, wobei deren Ladung mit umgekehrter Polarität dem Integrator 50 zugeführt wird. Signalabtastwerte des Signals am Anschluß L _AUS werden in den Kondensatoren 13 und 15 gespeichert und deren Ladung wird mit gleicher Polarität dem Integrator 50 zugeführt. Somit haben die Kondensatoren 5 und 7 die Wirkung von negativen Widerständen, während die Kondensatoren 13 und 15 die Wirkung von positiven Widerständen haben.

Ein bekanntes Problem bei der Signalübertragung längs symmetrischer Leitungen, wie beispielsweise den a- und b-Adern einer Telefonleitung, ist das Phänomen der Transhybridverluste, wobei eine verminderte Version eines übertragenen Ausgangssignals am Anschluß T _x am Anschluß L _IN auftritt. Die Amplitude des Ausgangssignals, die hierbei am Anschluß L _IN auftritt, ist etwa halb so groß wie diejenige des ursprünglichen Ausgangssignals am Anschluß T _x, verursacht durch den Spannungsabfall über den Ausgangswiderstand R _AUS.

Wie zuvor erwähnt, weisen die Kondensatoren 5 und 7 bevorzugt die zweifache Kapazität der Kondensatoren 13 und 15 auf. Da die Kondensatoren 5 und 7 wie negative Widerstände wirken haben sie effektive Widerstandswerte von etwa der Hälfte derjenigen der Kondensatoren 13 und 15, welche als positive Widerstände wirken. Demgemäß werden Transhybridverluste des Ausgangssignals, die am Anschluß L _IN auftreten, am Inverterausgang des Operationsverstärkers 27 wirksam gelöscht, der als Summenknotenpunkt wirkt.

Auf diese Weise werden rudimentäre Echosignale wirksam gelöscht und dadurch der Dynamikbereich eines über die symmetrischen Adern übertragenen Signals verbessert.

Abwandlungen der Schaltung sind ohne weiteres möglich. Da die Schalter 25 und 39 sowie 29 und 45 die gleiche Funktion ausüben, ist es möglich, die Schalter 39 und 45 entfallen zu lassen. Der erste Anschluß des Kondensators 37 kann mit dem Knotenpunkt der zweiten Anschlüsse der Kondensatoren 5 und 13 verbunden sein.

Die Erfindung wurde beschrieben in bezug auf auf ein Dezimationsfilter mit differentiellen Eingängen L _IN und L _AUS zur Ausführung der Löschung rudimentärer Echosignale. Die Schaltung ist jedoch auch anwendbar für andere Anwendungsfälle, beispielsweise als einfaches Dezimations­ filter mit nur einem Eingang, beispielsweise dem Eingang L _IN, wobei dann nur zwei Eingangskondensatoren und die zugeordneten Schalter benötigt werden, beispielsweise die Kondensatoren 5 und 13 und die Schalter 1, 9, 17, 19, 25 und 29.

Claims (4)

1. Filter mit einem ersten Eingangsanschluß und einem Integrator, bei dem
zwischen dem ersten Eingangsanschluß und dem Integrator in Serie ein erster Schalter, ein erster Kondensator und ein zweiter Schalter und weiterhin in Serie ein dritter Schalter, ein zweiter Kondensator und ein vierter Schalter angeordnet sind,
die Schalter von einem Taktsignal betätigt werden, das in der einen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse und den zweiten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator verbindet und das in der anderen Halbwelle über die Schalter den ersten Kondensator einerseits mit Masse, andererseits mit dem Integrator und den zweiten Kondensator einerseits mit dem ersten Eingangsanschluß, andererseits mit Masse verbindet, und
die vom Integrator integrierten Signale mit einer Frequenz abgetastet werden, die halb so groß ist wie die Frequenz des Taktsignals,
dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Eingangsanschluß (L _AUS) verhanden ist, dessen Eingangssignal mit verminderter Amplitude am ersten Eingangsanschluß (L _IN) auftritt,
daß zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L _AUS) und dem zweiten Schalter (25, 29) in Serie ein fünfter Schalter (9, 19) und ein dritter Kondensator (13) und zwischen dem zweiten Eingangsanschluß (L _AUS) und dem vierten Schalter (31, 33) in Serie ein sechster Schalter (11, 21) und ein vierter Kondensator (15) angeordnet sind,
daß diese fünften und sechsten Schalter (9, 19; 11, 21) in der einen Halbwelle des Taktsignals den dritten Kondensator (13) mit Masse und den vierten Kondensator (15) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L _AUS) und in der anderen Halbwelle den dritten Kondensator (13) mit dem zweiten Eingangsanschluß (L _AUS) und den vierten Kondensator (15) mit Masse verbindet, und
daß die Kapazitäten der ersten und zweiten Kondensatoren (5, 7) größer sind als diejenigen der dritten und vierten Kondensatoren (13, 15).

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Integrationskondensator (35) des Operationsverstärkers (27) des Integrators (50) ein Rückkopplungskondensator (37) angeordnet ist, der bei der einen Halbwelle des Taktsignals entladen wird und bei der anderen Halbwelle mit dem Integrationskondensator (35) verbunden ist.

3. Filter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Taktsignals etwa sechzehnmal größer ist als die Bandfrequenz des dem ersten Eingangsanschluß (L _IN) zugeführten Digitalsignals.

4. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Kondensatoren (5, 7) etwa die doppelte Kapazität der dritten und vierten Kondensatoren (13, 15) aufweisen.