DE3686118T2

DE3686118T2 - Nichtfluechtiger speicher.

Info

Publication number: DE3686118T2
Application number: DE8686402196T
Authority: DE
Inventors: Horst Leuschner
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1985-10-03
Filing date: 1986-10-03
Publication date: 1992-12-17
Anticipated expiration: 2006-10-04
Also published as: US4685083A; JPH0740436B2; KR870004453A; EP0217718A2; ATE78628T1; EP0217718B1; KR940011637B1; EP0217718A3; DE3686118D1; JPS6297199A

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der nichtflüchtigen Speicher integrierter Speicherschaltkreise. Insbesondere ist das Gebiet der nicht-flüchtigen Speicherzellen, die für verbesserte Zuverlässigkeitseigenschaften vorgesehen sind, betroffen.

Stand der Technik

Das US-Patent 4 510 584, erteilt an Leuschner, Guterman, Proebsting und Dias, übertragen auf den hierfür Eingetragenen, offenbart eine verbesserte, nichtflüchtige Speicherzelle für Speicher und zugeordnete Schaltkreise. Ein Nachteil, der mit einzelnen nichtflüchtigen Speicherknoten des Tunneloxidtyps verbunden ist, ist es, einen hinreichend niedrigen Fowler- Nordheim-Strom durch das Tunneloxid zu erreichen, um schädliche Beanspruchungen der sehr dünnen Lage des Tunneloxids zu vermeiden. Der Grund für dieses Anliegen ist, daß lokalisierte Elektronen in dem Oxid das elektrische Feld verzerren und eine ausreichend große Verzerrung ein derart hohes Feld bewirken kann, daß das Oxid durchbrochen wird.
Zur größeren Zuverlässigkeit von nichtflüchtigen Speicherzellen ist es wünschenswert, eine niedrige Speicherspannung zu haben, die für Abtast- und Grenzanforderungen ausreicht; eine Erhöhung in dem Speicher über eine Zeitdauer vorzusehen, um lokalisierte Elektronen innerhalb des Tunneloxids zu kompensieren; und hohe Stromstöße zu vermeiden, indem ausreichende niedrige konstante Ströme während eines Speicherzyklus aufrecht erhalten werden, wodurch hohe Feldgradienten, die aus einer plötzlichen Änderung der Spannung resultieren, vermieden werden.
Im Stand der Technik ist es zur Kompensation von verfahrensbedingten Abweichungen während der Herstellung notwendig gewesen, eine Überschußladung in dem nicht-geerdeten bzw. potentialfreien Gate des Fowler-Nordheim-Elementes zu speichern. Diese Überschußladung stellt unnötige Beanspruchungen an das Tunneloxid und möglicherweise eine Anzapfung des nichtflüchtigen Speicherelementes dar.
Speicherzellen aus dem Stand der Technik benötigen typischerweise auch einen Hochspannungsregler, der schwierig mit dem nichtflüchtigen Element auf dem Chip eines integrierten Schaltkreises, einem Zeitgeber (möglicherweise mit einem externen Kondensator), und einem großen Ladungsgenerator, um einen Ladungsstoß zu erzeugen, der für eine zuverlässige Speicherung erforderlich ist, nachsteuern läßt.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung ist wie in Anspruch 1 bezeichnet, definiert. Sie betrifft einen verbesserten nicht-flüchtigen Speicher, der ein anpassungsfähiges System aufweist, um den Ladungsstrom zu regulieren, der in nichtflüchtigen Speicherknoten eingespeist wird, um akzeptabel niedrige Beanspruchungen des Tunneloxids zur Verfügung zu stellen und um prozeßbedingte Abweichungen und Änderungen der Fowler-Nordheim-Transportcharakteristiken des Tunneloxids, die durch im Verlauf der Zeit lokalisierte Elektronen bewirkt werden, zu kompensieren.
Ein Merkmal der Erfindung ist die Verwendung von Schaltkreisen, die Signale für das Maximum und das Minimum der Spannung an den nicht-geerdeten bzw. potentialfreien Gates der zwei gegenüberliegenden Speicherknoten zur Verfügung stellt.

Nähere Beschreibung der Darstellungen

Fig. 1 stellt einen nichtflüchtigen Speicherknoten nach dem Stand der Technik dar.
Fig. 2 stellt eine komplementäre nichtflüchtige Speicherzelle gemäß der Erfindung dar.
Fig. 3 stellt eine verbesserte Ausführungsform einer komplementären nichtflüchtigen Speicherzelle gemäß Fig. 2 dar.
Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm eines anpassungsfähigen Aufladungssystems gemäß der Erfindung zur Datenspeicherung in nichtflüchtigen Speicherzellen dar.
Die Fig. 5a und 5b stellen Einzelheiten des Systems nach Fig. 4 dar.
Fig. 6 stellt Einzelheiten eines Aufladungs- und Stromreglers dar, der in dem System nach Fig. 4 angewandt wird.

Bevorzugte Ausführungsform gemäß der Erfindung

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nun eine nichtflüchtige Speicherzelle nach dem Stand der Technik, die das Fowler-Nordheim- Tunneln benutzt, erörtert, in welcher ein nichtflüchtiger Knoten 10 das nicht-geerdete Gate eines Abtasttransistors 11 ist, so daß sich der Abtasttransistor 11 im ein- oder ausgeschalteten Zustand befindet, wenn der Knoten 10 eine positive oder negative Ladung hat. Die Ladung wird zu und vom Knoten 10 durch die Fowler-Nordheim-Tunnelelemente 14 und 15, die durch konventionelle Symbole dargestellt werden, fließen. Falls es gewünscht wird, in dem Knoten 10 eine positive Ladung zu speichern, so daß der Transistor 11 während der Arufoperation eingeschaltet wird, dann wird die Spannung über eine Hochspannungsleitung 31 auf eine ausreichend hohe Spannung erhöht, üblicherweise um 20 oder 25 V herum, während der Knoten 16 auf einer niedrigen Spannung gehalten wird. Die Niederspannungsverbindung wird durch Einschalten des Transistors 20 über die Leitung 105 bewirkt, welche mit jeweiligen konventionellen flüchtigen Speicherzellen, beispielsweise einer konventionellen statischen RAM-Zelle mit sechs Transistoren, verbunden wird. Die Leitung 104 ist die komplementäre Verbindung zu der Speicherzelle.
Wenn der Knoten 16 low ist, nahe der Erdung, und die Leitung 31 high ist, wird der Knoten 10, das Gate des Transistors 11, auf eine Spannung ansteigen, welche ungefähr durch die relative Kapazitanz des kapazitiven Frequenzteilers, der durch den beherrschenden Koppelkondensator 13 gebildet wird, der zwischen dem Knoten 16 und dem Knoten 10 und der Kapazitanz des Fower- Nordheim-Elementes 14 angeordnet ist, bestimmt wird. Die Zelle ist so konstruiert, daß der Kondensator 13 ungefähr die zehnfache Kapazität der Tunneloxidschicht aufweist, welche das Element 14 ist, wobei der nicht-geerdete Knoten 10 an dem Knoten 16 angekoppelt wird. Wenn die Leitung 31 in der Spannung ansteigt, werden Elektronen aus dem nicht-geerdeten Gate 10 durch Tunnelung durch die Oxidschicht des Elements 14 in dem bekannten Fower-Nordheim-Prozeß abgezogen. Das Ergebnis wird wie erforderlich eine positive Gesamtladung an dem nichtgeerdeten Gate 10 sein.
Falls es gewünscht ist den Transistor 11 auszuschalten, muß das nicht-geerdete Gate 10 eine negative Gesamtladung aufweisen. In diesem Fall wird der Knoten 16 durch Einschalten des Transistors 18 und Ausschalten des Transistors 20 an die Hochspannungsleitung 31 angeschlossen. Die Leitung 104 wird dann high sein, wodurch die Transistoren 134 und 18 eingeschaltet sind. Die Leitung 105 wird low sein, wodurch der Transistor 135 und der Transistor 20 ausgeschaltet sind. Durch den Vorteil einer konventionellen Vorladung und einer kapazitiven Selbsteinschaltung des Kondensators 19, wofür übliche Schaltkreise, die aus den Darstellungen ersichtlich sind, benutzt werden, wird der Knoten 16 in seiner Spannung auf den Wert der Leitung 31 angehoben. Der Knoten 10 wird durch die durch den Kondensator 13 zur Verfügung gestellte Ankopplung in der Spannung angehoben. Deshalb werden Elektronen von der Erde durch das dünne Oxid des Elements 15 zu dem Gate des Transistors 11 gezogen, wobei sämtliche positive Ladung, die durch einen vorhergehenden Speicherzyklus vorhanden sein könnte, gelöscht wird und das Gate mit einer negativen Gesamtladung zurückgelassen wird.
Am Ende einer Speicheroperation wird die Leitung 31 wieder an Erde angelegt und der Zustand des Transistors 11 wird durch die Gesamtladung an dem nicht-geerdeten Gate 10 bestimmt. Wenn es gewünscht wird, die in dem Speicherknoten gespeicherten Daten abzurufen, schaltet ein Abrufsignaltransistor 17 ein, wobei die Ausgangsleitung 22 dem Zustand des Abtasttransistors 11 ausgesetzt ist (ein oder aus, wie es der Fall sein kann). Die Leitung 22 kann mit der flüchtigen Speicherzelle zurückverbunden sein.
Dieser besondere Speicherknoten wird in der US-PS 4 510 584 weiter beschrieben, jedoch sind viele andere nichtflüchtige Speicherknoten im Stand der Technik bekannt.
Wie zuvor gezeigt worden ist, wird die nichtflüchtige Speicherzelle über die Leitungen 104 und 105 mit beliebigen üblichen flüchtigen statischen RAM-Speicherzellen verbunden. Gewöhnlich wird eine flüchtige Speicherzelle mit einem eingebauten Ungleichgewicht konstruiert, so daß, wenn Energie erstmals angelegt wird, die Zelle in einem voreingestellten Zustand ist. Wenn es gewünscht ist, von der nichtflüchtigen Zelle Daten abzurufen, kann es notwendig sein, diesen voreingestellten Zustand zu überwinden und den Zustand der flüchtigen Zelle auszuschließen. Deshalb wird an die nichtflüchtige Zelle das Mindesterfordernis gestellt, daß sie in der Lage sein muß, den Verarmungszustand der flüchtigen Zelle zu überwinden. Insbesondere muß der Transistor 11, falls erforderlich, ausreichend hart eingeschaltet werden können, so daß genügend Strom durch den Transistor 11 hindurch fließt und den Transistor 17 abruft, um jeglichen Widerstand, der durch den entgegengesetzten Zustand der flüchtigen Zelle entgegengesetzt wird, zu überwinden.
Für konventionelle Parameter nichtflüchtiger Zellen impliziert dieses Erfordernis eine minimale Speicherspannung an dem nichtgeerdeten Gate 10, um einen zuverlässigen Rückruf zwischen zumindest 2 oder 3 V zur Verfügung zu stellen. Da es bei der Herstellung von integrierten Schaltkreisen Abweichungen gibt, ist es bei einem Fertigungsspeicher notwendig, daß der Schaltkreis so konstruiert ist, daß die Spannung für den schlimmsten Fall am nicht-geerdeten Gate 10 in dem Bereich von 2 bis 3 V sein wird. Dieses Erfordernis zwingt umgekehrt einhergehende Beschränkungen der Spannung an der Leitung 31 auf, um sicherzustellen, daß in allen Fällen eine ausreichende Ladung am Knoten 10 abgelagert wird.
Der unter Bezugnahme auf Fig. 2 gezeigte Schaltkreis weist eine wesentlich zuverlässigere Art des Datenabrufs auf als der Schaltkreis nach Fig. 1. In diesem Schaltkreis sind zwei nichtflüchtige Speicherknoten, die den jeweiligen aus Fig. 1 ähnlich sind, welche in komplementärer Weise verbunden und leicht modifiziert sind. Die gleichen Leitungen 104 und 105 gehen an übliche flüchtige Speicherzellen, die auf statischen RAM's basieren. Zwei Speicherknoten sind links und rechts in der Figur angedeutet, in denen die Schaltkreiselemente, die die gleiche Funktion wie diejenige in Fig. 1 aufweisen, durch eine entsprechende Bezugszahl gekennzeichnet sind. Auf der linken Seite ist ein nichtflüchtiges nicht-geerdetes Gate 110 mit dem Koppelkondensator 113 und den Fowler-Nordheim-Elementen 114 und 115, welche alle die gleiche Funktion wie deren Gegenstücke in Fig. 1 haben, verbunden. Der Abtasttransistor 111 ist ein Verarmungstransistor und aus Gründen, die im folgenden beschrieben werden, kein Anreicherungstransistor. Der Knoten 116 ist entweder über den Transistor 112 mit Erde oder über Transistor 118 mit einer Hochspannungsleitung 131 verbunden, wie es in Fig. 1 der Fall war. Der Kondensator 119 weist die gleiche selbsteinschaltende Funktion für den Transistor 118 auf, wie sie der Kondensator 19 in dem Schaltkreis gemäß Fig. 1 zur Verfügung stellt. Der Transistor 102 dient zur Isolation der zwei Knoten. Der Abruftransistor 117 wird wie auch in Fig. 1 durch die Abrufleitung 133 gesteuert. Für den Schaltkreis auf der rechten Seite werden die gleichen Bezugszeichen für komplementäre Schaltelemente benutzt.
Ein grundlegender Vorteil bei der Verwendung eines komplementären Systems, wie dem in Fig. 2 offenbarten, ist, daß Abweichungen beim Prozeß vollkommen durch die komplementäre Anordnung kompensiert werden, so daß es nicht nötig ist, die meisten der Sicherheitsspielräume, die mit einem einzigen Speicherknoten erforderlich wären, zur Verfügung zu stellen. Insbesondere ist alles was notwendig ist, um Daten von einer nichtflüchtigen Speicherzelle zu dem flüchtigen Zellengegenstück abzurufen, daß der eine der Transistoren 111 auf eine höhere Stufegeschaltet wird als der andere. Das gemäß dem Stand der Technik gestellte Erfordernis eines minimalen Spannungsunterschieds des nicht-geerdeten Gates zwischen komplementären Datenzuständen von 2 bis 3 V ist behoben. Außerdem kann die nichtflüchtige Zelle gemäß Fig. 2 wegen der aktiven Natur des Abrufs an jede flüchtige Speicherzelle, wie einem Paar von über Kreuz verschalteten Invertern, wie der konventionellen statischen RAM-Zelle mit sechs Tränsistoren, einem NOR-Gate-Schalter, einem NAND-Gate-Schalter oder einem Master- Slave-Flip-Flop angeschlossen werden.
Es gibt einen weiteren Unterschied zwischen den einzelnen Hälften der Fig. 2 und dem Schaltkreis nach Fig. 1, in dem der Abtasttransistor nunmehr ein Verarmungstransistor ist, so daß kein Schwellspannungserfordernis besteht. Dieses Merkmal ist nicht notwendig, eliminiert jedoch sämtlich neutralen Zonen der positiven nicht-geerdeten Gatespannungen, welche zwischen 0 V bis zu einer Schwellspannung VT eines Anreicherungstransistors vorkommen und welche zu dem positiven oder leitenden Datenzustand des nicht-geerdetem Gates überwunden werden müssen. Folglich stellt die Abwesenheit einer toten Zone eine damit verbundene Reduktion des Hochspannungsniveaus dar, das ansonsten zum Speichern von Daten auf der Leitung 131 angelegt werdem müßte.
In einem zweckmäßigen Fall für Tunneloxiddicken von 50 Å und bei Kapazitanzverhältnissen von 0,8 zwischen typischen Steuergates (Knoten 116 und 126) und nicht-geerdeten Gates (Knoten 110 und 120) ist ein vernünftiger Wert für die maximale Spannung an der Leitung 131 10 V. Mit der maximalen Spannungsdifferenz über jedem Tunnelelement, das über eine hohe Fowler- Nordheim-Tunnelleitfähigkeit an ungefähr 5,5 V anliegt, wird dieses in eine Gesamtspannung von +2,5 V und -2,5 V an den positiv bzw. negativ geladenen nicht-geerdeten Gates resultieren, wenn die Leitung 131 auf 0 V zurückkehrt. In einem einzigen nichtflüchtigen Speicherknoten kann dieses 2,5-Volt- Speicherniveau knapp in Abhängigkeit von den Einzelheiten der momentanen Größen, die von den nichtflüchtigen Elementen benötigt werden, ausreichen, um die flüchtigen Elemente zu überwinden und einen sauberen Abruf sicherzustellen, um eine ordnungsgemäße Datenabtastung sicherzustellen. Im Falle des Schaltkreises gemäß Fig. 2 resultiert eine Spannung von +2,5 Volt und -2,5 V an den Knoten 110 bzw. 120 in eine Gesamtdifferenz von 5 Volt, in das Maß, welches die Transistoren 111 einschaltet. Beide werden eingeschaltet, aber einer wird um 5 Volt mehr eingeschaltet werden, so daß eine beachtliche Differenz in der Betriebsenergie des Abrufs auftreten wird.
Für den Fachmann ist es offensichtlich, daß diese nichtflüchtige Speicherzelle sehr groß ist und deshalb die Anwendungen dieser Zelle zur Benutzung in primären Speichern auf solche Fälle beschränkt sein wird, in welchen nur eine relativ kleine Anzahl von Bits gespeichert werden muß. Wie unten beschrieben wird, gibt es eine weitere Anwendung für diese Zelle, nämlich als Referenzzelle in einer Anordnung mit einzelnen Speicherknoten.
Bezugnehmend auf Fig. 3 ist der dort gezeigte Schaltkreis der gleiche wie der in Fig. 2 mit dem Zusatz von weiteren fünf Transistoren in der Mitte des Schaltbildes. Die komplementären nichtflüchtigen Speicherknoten sind wie zuvor, jedoch sind zusätzliche Schaltungen vorgesehen, um für die Leitungen 143 und 153 die Minimum- und die Maximumspannung an den zwei jeweiligen nichtflüchtigen Knoten zur Verfügung zu stellen. Die Maximumspannung wird durch die parallelen Transistoren 151, welche mit den Knoten 110 bzw. 120 verbunden sind, zur Verfügung gestellt. Ein Strom fließt von der Leitung 131 durch jeden der Transistoren 151 und von dort durch die Leitung 153 hinaus. Während die Transistoren 151 wie Dioden funktionieren, wird die größere der Spannungen an den Knoten 110 und 120 sein.
Die Transistoren 141 und 141' sind in Serie an die Leitung 143 angeschlossen. Ein -Signal am Transistor 142 wird nur verwendet, um den Knoten 147 zwischen den Transistoren 141 und 141' vorzuladen, um direkt vor dem Speichern zu erden. Wegen der Serienverbindung wird die Spannung an der Leitung 143 die geringere der zwei an den Knoten 110 und 120 gespeicherten sein, wodurch eine Minimumspannung zur Verfügung gestellt wird. Diese zwei Signale, die die zwei Spannungen an dem nichtflüchtigen Speicherknoten nachsteuern, werden wie nachfolgend beschrieben wird, in einem anpassungsfähigen Schaltkreis benutzt, der die Beendigung der Einspeisung von Strom in die nicht-flüchtigen Speicherknoten steuert, um eine verstärkte Zuverlässigkeit zu begünstigen und von einem vereinfachten Ladungsschaltkreis Gebrauch zu machen.
Wegen der exponentiellen Zeitabhängigkeit dieses Prozesses nähert sich die Spannung an einem nicht-flüchtigen Fowler- Nordheim-Speicherknoten (wie beispielsweise bei 10 in Fig. 1) einem asymptotischen Wert, bei welchem die Spannung an beiden Knoten 110 und 120 gleich sein wird; d.h. die Spannungen an den Leitungen 143 und 153 werden gleich sein. Im Betrieb wird der Ladeprozeß gestoppt werden, wenn die Differenz zwischen der Maximum- und der Minimumspannung einen bestimmten Wert erreicht, der ausgewählt wird, um einen Kompromiß zwischen einer schnellen Ladezeit mit einhergehenden minimalen Beanspruchungen und einer zuverlässigen Abtastung zur Verfügung zu stellen.
Ein Merkmal gemäß der Erfindung ist ein System, das eine Spannung an der Leitung 131 erzeugt, die eine lineare Rampe als Funktion der Zeit ist, so daß für eine gegebene transportierte Ladung in einer vorgegebenen Zeit die minimale Belastung auf das dünne Tunneloxid des nichtflüchtigen Speicherelements einwirkt. Diese lineare Rampe wird durch eine neue Kombination mit einem Aufladeoszillator, der zwei komplementäre Ausgänge aufweist und im wesentlichen keine Flachstellen auf dem Sägezahn vorzeigt, und einer Ausgangsgestaltung, mit einer Aufladeeinrichtung, welche über einem Anstiegsgeschwindigkeitsregler, der den Strom regelt, der den in die Hochspannungsleitung 131 fließenden Strom steuert, zur Verfügung gestellt wird. Der Aufladeprozeß wird beendet, wenn ein Referenzschaltkreis, der eine einzelne komplementäre Speicherzelle, wie in Fig. 3 offenbart, sein kann, an den Leitungen 143 und 153 eine Maximum- und eine Minimumspannung erzeugt, die innerhalb einer einander vorbestimmten Grenze sind.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird der Speicherprozeß durch Signale Speicher und Speicher an den Leitungen 270 bzw. 271 eingeleitet, die von einer externen Logik kommen. Diese Signale lösen das Flip-Flop 160 aus, welches beispielsweise ein genau symmetrisches Master-Slave-T-Flip-Flop ist. Das Flip- Flop 160 leitet andererseits den entgegengesetzten Zustand im Schaltkreis 101, welcher beispielsweise die komplementäre nichtflüchtige Speicherzelle gemäß Fig. 3 ist, ein. Die Leitungen 143 und 153 der nichtflüchtigen Speicherzelle führen zum Vergleicherschaltkreis 170, welcher seinen Zustand ändert, wenn die Spannung an den Leitungen 143 und 153 ausreichend dicht beieinander sind. Der Ausgang des Vergleichers 170 wird mit dem Rückschalteingang des Flip-Flops 180 verbunden. Der Flip-Flop 180 ist ein anderer Master-Slave-Flip-Flop mit Rückschaltung, welcher mit einer eingebauten Vorspannung hergestellt wird, so daß er in einer voreingestellten Gestaltung, in der der Ausgang Q, Leitung 182, auf niedriger Spannung ist und , an Leitung 183, auf hoher Spannung ist, eingeschaltet wird. Anfangs werden alle Transistoren 184 über die Leitung 183 eingeschaltet, wobei die Leitungen 153, 143 und 131 beim anfänglichen Einschalten des Systems an Erde entladen werden. Wenn das Speichersignal empfangen wird, geht der Ausgang Q des Flip-Flops 180 auf high, wobei der Oszillator 210 freigegeben wird, welcher bewirkt, daß die Spannung an der Leitung 131 ansteigt, und gleichzeitig der -Ausgang low wird, wobei die Transistoren 184 abgeschaltet werden und den Knoten 131, 143 und 153 ermöglicht wird anzusteigen. Sobald die Spannungen des nicht-geerdeten Gates im Referenzschaltkreis 101 ausreichend ansteigen, so daß die Spannungen in den Leitungen 143 und 153 innerhalb einer voreingestellten Größenordnung voneinander sind, stellt der Vergleicher 170 das Flip-Flop 180, welches andererseits den Oszillator 210 abstellt und die Spannungsrampe anhält, zurück, wobei die Leitungen 131, 143 und 153 über die Transistoren 184 entladen werden. Der Vorteil dieses Prozesses ist, daß der Wert der hohen Spannung an der Leitung 131 und die benötigte Zeit, um diese hohe Spannung zu erreichen, an Abweichungen bei der Herstellung (beispielsweise Abweichungen beim Tunneloxid) und Änderungen in den Charakteristiken des Tunneloxids mit Speichereigenschaften angepaßt wird. Im Laufe der Zeit werden einige Elektronen innerhalb des Tunneloxids lokalisiert werden, wodurch bewirkt wird, daß die Spannung weniger effektiv ist, was aber durch die Referenzzelle 101 automatisch kompensiert wird.
Bei einer Anwendung, in welcher eine große Zahl von Bits in einer nichtflüchtigen Speichereinrichtung zu speichern sind, könnte zu wenig Platz auf dem Chip sein, um in der Lage zu sein, alle Bits mit einer komplementären Zelle wie der gemäß Fig. 3 abzudecken. In diesem Fall könnte eine Anordnungszelle, ähnlich der in Fig. 1 , benutzt werden, wobei die Referenzzelle 101 die komplementäre Zelle gemäß Fig. 3 sein könnte. Viele der Vorteile der Erfindung werden beibehalten, seit die Zelle 101 Änderungen im Prozeß und in der Datenspeicher- Zyklusfolge, die an den einzelnen Knotenspeicherzellen innerhalb der Anordnung anliegt, nachgesteuert werden.
Eine besondere Anwendung kann eine hinreichend kleine Zahl von Bits mit sich bringen, so daß die Referenzzelle 101 durch ein analoges AND- und OR-Gate von dem Minimum und dem Maximum aller zu speichernden Bits ersetzt werden kann. In diesem Fall wird die Speicherspannung an der Leitung 131 durch das im schlechtesten Fall aktuelle Speicherbit der Anordnung gesteuert. Diese Situation wird bewältigt, indem die Spannungen an der Leitung 153 das verdrahtete OR-Gate aller paralleler Source-Folgetransistoren innerhalb der separaten komplementären Speicherknoten in der Anordnung ist und die Spannung an der Leitung 143 die Serienkombination der anderen Source- Nachfolger ist. In diesem Fall würde der Schaltkreis gemäß Fig. 3 so modifiziert werden, daß die Transistoren in der Kette der Minimumspannung seriell miteinander verbunden werden.
Die Verwendung der anpassungsfähigen Speicherschleife gemäß Fig. 4 ergibt für einen integrierten Schaltkreis eine Zahl von Verbesserungen. Beispielsweise wird es kein Erfordernis für einen Hochspannungsregler auf dem Chip oder außerhalb des Chips geben. Außerdem gibt es für eine Zeitschaltung zur Kontrolle der Länge der Einwirkung der Speicherspannung kein Erfordernis. Der Schaltkreis führt nach und kompensiert Unterschiede des Tunneloxids, die während der Herstellungsschritte erzeugt wurden. Er kompensiert auch Elektronenlokalisierungseffekte während der Lebensdauer des Chips. Er minimiert den Ladungstransport durch das Tunneloxid, während ordnungsgemäße Speicherladungsgrenzwerte sichergestellt werden, wodurch es nicht länger notwendig ist, eine überschußladung zu speichern, um Prozeßänderungen zu kompensieren und so die Lebensdauer und Zuverlässigkeit des Chips zu verbessern.
Die Quelle der Speichersignale wird in dieser Anmeldung nicht erörtert, da sie kein Teil der Erfindung sind. Üblicherweise wird eine nicht-flüchtige Speichereinrichtung eines integrierten Schaltkreises ein Aufrufsignal benötigen, wenn die Energie erstmals eingestellt wird, um die flüchtigen Speichereinrichtungen auf die Daten einzustellen, die in der nichtflüchtigen Speichereinrichtung gespeichert sind. Sie wird auch ein Speichersignal benötigen, das durch die Systemlogik bestimmt wird, wie z.B. ein Signal, das in Abhängigkeit von einem Energieausfall erzeugt wird. Schaltungen, die diese Signale zur Verfügung stellen, sind üblich und werden nicht zur Erläuterung der Erfindung benötigt. Genauso sind das symmetrische Flip-Flop 160 und das unter Vorspannung gesetzte Flip-Flop 180 üblich und der Fachmann wird leicht in der Lage sein, diese vorzusehen. Der Vergleicherschaltkreis 170 ist ebenfalls üblich und wird in der Anmeldung nicht erörtert.
Der Ladungsaufbauoszillator 210 muß andere Erfordernisse erfüllen als übliche Ladungsaufbauoszillatoren nach dem Stand der Technik. Für diese Anwendung ist die Anforderung an die Spannung an der Leitung 131 nicht so groß, nur daß er Spannung einspeist, jedoch vielmehr daß er einen konstanten Strom einspeist, der von einer Hochspannungsquelle kommt, um eine Überbeanspruchung des Fowler-Nordheim-Tunneloxids zu vermeiden. Diese Anforderung spiegelt sich in einer Anforderung an den Oszillator wider, daß die Ladungsaufbaueinrichtung über einen weiten Spannungsbereich einen möglichst gleichmäßigen Stromfluß erzeugt. Wenn der Ausgangsstrom einer Ladungsaufbaueinrichtung proportional zu der Änderung der Spannung über die Zeit ist, sollte die Ausgangswellenform des Oszillators ein komplementärer Sägezahn sein. Für eine hohe Ladungsaufbaueffizienz sollte der Sägezahn-Peak so dicht wie möglich bei VCC liegen und für die geringste Ausgangsimpedanz der Ladungsaufbaueinrichtung sollte die Frequenz des Oszillators maximiert werden, d.h. es sollte kein abgeflachtes Teil in der Wellenform des Sägezahns geben; jedoch sollte er vielmehr sofort, wenn er den Maximalwert erreicht, abfallen. Eine derartige Wellenform wird durch die Schaltkreise gemäß den Fig. 5a und 5b zur Verfügung gestellt, in welchen ein RS-Schalter, welcher hauptsächlich aus zwei über Kreuz gekoppelten NOR- Gates besteht, durch ein Signal an der Leitung 182 gemäß Fig. 4 angestellt wird und komplementäre Ausgangsgrößen an den Leitungen 209 und 208 für ein Paar symmetrischer Pufferschaltkreise 212 erzeugt, welche in Fig. 5 gezeigt werden. Sobald einer der Pufferschaltkreise 212 eine Ausgangsspannung erreicht, die innerhalb des voreingestellten Wertes von VCC ist, wechselt der Vergleicher 213 den Zustand, wobei der RS-Schalter zurückgesetzt und auf die andere Phase des Sägezahns geschaltet wird. Die dargestellte bevorzugte Ausführungsform benutzt einen Wert von 0,1 Volt für die Grenze zwischen dem Peak des Sägezahns und VCC. Der Fachmann wird leicht dazu in der Lage sein, einen Spitzenwert auszuwählen, der zu einem jeweiligen System paßt. Die Ausgangswerte an den Leitungen 215 und 216 entsprechen einem Paar komplementärer Sägezahnsignale, von denen eine Phase von der Spitze auf den Grund abfällt, wenn die andere Phase eine Schwellwertspannung für die Übertragung überschreitet. Die erste Phase verbleibt dann am Grund, bis die zweite Phase im Gegenzug ihre Spitze erreicht.
Der Pufferschaltkreis 212, der die beiden Ausgangsphasen erzeugt, treibt die Aufladeeinrichtung 240 an, welche eine kapative Ladung erbringt. In dieser Situation ist es eine Gefahr, daß der Ausgangsschaltkreis des Puffers sehr große Stromstöße abgeben kann, wenn er den Zustand wechselt. Trotz vorgenommener Verhütungsmaßnahmen können resultierende Stromspitzen einen zerstörenden Stromstoß in den Leitungen 131 erzeugen, der das Tunneloxid zerstören kann. Die bevorzugte Gestalt des in Fig. 5b gezeigten Puffers 212 verhindert diese Gefahr. In Fig. 5b sind die Leitungen 208 und 209 die Eingänge des Schalters 211. Wenn die Leitung 208 low ist und 209 high ist, wird der gezeigte Schaltkreis 212 die Sägezahnrampe erzeugen (und die andere Phase wird am Grund sein). In diesem Fall wird der Transistor 230 durch die Leitung 208 ausgeschaltet, so daß der Ausgangsknoten 215 durch das Paar von Ausschalttransistoren, dem Verarmungstransistor 280 und dem Anreicherungstransistor 229, gesteuert wird. Das Signal für den Transistor 228, welcher ein kleiner bis mittlerer Verarmungstransistor ist, wird durch zwei seriell verbundene Inverter 221 und 225 gesteuert. Der Inverter 221, der aus den Transistoren 222 und 223 besteht, spricht auf die positive Spannung an der Leitung 209 an, um das Gate des Transistor 227 des zweiten Inverters zu steuern. Der Inverter wird durch ein Steuersignal auf der Leitung 214 zu dem Gate des Transistors 224 geschaltet.
Der Ausgangswert von dem zweiten Inverter wird von der Source des Transistors 226 genommen und steuert das Gate des Transistors 228. Die Größenverhältnisse der Transistoren innerhalb der Inverter 221 und 225 werden so gesteuert, wie es dem Fachmann bekannt ist, um eine relativ langsame Antwort auf einen positiv ansteigenden Eingangswert und eine schnelle Antwort auf einen negativ steigenden Eingangswert zu erhalten. Die Ausgangsnatur der Kombination der Ladekapazitanzen, die für unterschiedliche Systeme unterschiedlich sein wird, zieht den Transistor nach; der nachgezogene Verarmungstransistor am Ausgang und das relativ schwache Nachziehen, das durch die Inverter erzielt wird, bestimmen die Form und Anstiegszeit der Ausgangsphase. Der Fachmann wird leicht in der Lage sein, die ansteigende Form des Sägezahns spitz zulaufen zu lassen, indem diese Parameter eingestellt werden, um einen hohen Grad an Linearität herzustellen. Die zwei komplementären Sägezahnwellenformen und auf den Leitungen 215 bzw. 216 gehen in die Aufladeeinrichtung 240, wie in Fig. 6 gezeigt wird, wobei die Aufladeeinrichtung 240 eine Aufladeeinrichtung mit mehreren Stationen ist, ie Module 253 aufweist, welche ein Paar aus Kondensator-Transistor und Diode zusammengestellten Kombination enthält, die durch eine halbe Periode der Phasen an den Leitungen 215 und 216 angetriggert werden. Diese Stationen 253 werden wiederholt, wie es durch die Systemanforderungen bestimmt wird, um die erforderliche Spannung zur Verfügung zu stellen. In diesem System sind vierzehn Stationen, welche in einer theoretischen Spitzenspannung resultieren, die reichlich im Überschuß zu den Systemanforderungen stehen. Der Grund dafür, daß die Spannungsleistungsfähigkeit höher als durch die nichtflüchtigen Elemente benötigt, ist, daß es gewünscht wird, daß die Ausgangsimpedanz der Aufladeeinrichtung vielmehr den Ladestrom als die Ladeimpedanz bestimmt. Das geschieht, weil die Aufladung von der Anzahl der zu einer bestimmten Zeit zu schaltenden nichtflüchtigen Zellen abhängt. Wenn es keine Änderungen in den nichtflüchtigen Daten gibt, dann werden die Zellen keinen Wechsel des Zustands benötigen, und die Aufladung wird sehr unterschiedlich von derjenigen sein, wenn eine große Anzahl von Zellen geschaltet werden muß. Der Eingang des Schaltkreises 240 hat ein abweichendes Merkmal, nämlich daß die zwei Dioden, aus denen der Transistor 242 zusammengestellt ist, in den zwei Hälften 251 und 252 der Aufladeeinrichtung parallel mit den Transistoren 243 der Aufladeeinrichtung verbunden werden. Der Grund dafür ist, daß die Spannungsleistungsfähigkeit der ersten Station zu verbessern ist, indem der Verstärkungs-Schwellenwertabfall der ersten Station eliminiert wird.
Der Ausgang der Aufladeeinrichtung 240 liegt an der Leitung 255 zu einem RC-Filter an, der einen Kondensator 256 und eine den Strom begrenzende Serie von Transistoren 257 aufweist und anschließend zu dem Schaltkreis des Reglers des Operationsverstärkers 260 führt. Dieser Regler ist eine Kombination aus Serienund Nebenschlußreglern, in welchem die Seriensteuerung durch den Transistor 262 zur Verfügung gestellt wird und der den Nebenschluß durch die Ableitung von Strom zur Erde durch die Kette, bestehend aus den Transistoren 271, 270, 269, 263 und 268, zur Verfügung stellt. Die zwei Regler, Serie und Nebenschluß, weisen eine Rückkopplungsschleife auf, in welcher die Spannung am Knoten 267 von dem Wechselverhältnis der Spannung an der Leitung 255 über die Kopplung des Kondensators 265 zu dem Knoten 267 abhängt. Ein Transistor 266 ist als ein Stromabfluß wirksam, so daß sich die Spannung am Knoten 267 durch die Ankopplung des Kondensators 265 ändert und das Anschalten des Transistors 263 steuert. So wird abhängig von dem Wechselspannungsverhältnis an dem Ausgang der Aufladeeinrichtung eine größere oder kleinere Menge des Stroms vom Knoten 255 über diese Transistorenkette zur Erde abgeleitet. Umgekehrt wird die Verstärkungsänderung des Transistors 263 durch eine Änderung der Spannung am Knoten zwischen den Transistoren 269 und 270 widergespiegelt. Diese Spannung wiederum steuert die Verstärkung des Transistors 262. So wird eine Änderung der Spannung am Ausgang die Impedanz des Transistors 262 und den durch ihn hindurchfließenden Strom steuern. Der Ausgangstransistor 272 dient zum Entkoppeln der rein kapazitiven Aufladung des Reglerschaltkreises an der Leitung 131.
Das anpassungsfähige System, das in Fig. 4 gezeigt ist, kann insgesamt oder teilweise verwendet werden, wobei die Vorteile der verschiedenen Teile unten zusammengefaßt werden. Der rückgekoppelte komplementäre Sägezahnoszillator stellt eine Optimierung der Zeitgeberphase der Aufladeeinrichtung und eine einhergehende Minimierung der Welligkeit des Hochspannungs- Ausgangsstroms, der abhängig von der Speisespannung und der wechselnden Ladekapazitanz ist, dar. Die komplementäre Aufladung (volle Welle gleichgerichtet) stellt mit dem Ausgangsfilter auch eine Verringerung des Netzbrummens des Ausgangsstroms und eine Erniedrigung der Ausgangsimpedanz, die äquivalent zur Verdoppelung der Zeitgeberfrequenz einer nicht in Ausführung begriffenen Aufladung ist (Halbwelle gleichgerichtet), jedoch ohne die Schwierigkeiten der Bereitstellung einer höherfrequenten Zeitvorgabe erzielt wird, dar. Der Regler des Operationsverstärkers, ein zusammengestellter Serien/Nebenschluß-Regler, stellt einen konstanten Strom über eine sich ändernde Spannung zur Verfügung, wodurch die Belastung des Tunneloxids auf ein Minimum reduziert wird und ergibt eine damit verbundene Verbesserung der Lebensdauer des Chips. Die zusätzliche Programmierungsschleife stellt eine selbstauslösende hohe Spannungsrampe zur Verfügung, die die Notwendigkeit für einen Zeitgeber sowohl auf dem Chip als auch außerhalb des Chips, um die Anwendungsdauer der hohen Tunnelspannung zu steuern, vermeidet. Ein zweiter Vorteil ist, daß die belastungsfreie Spannung in der kürzesten Zeit angewendet wird. Ein dritter Vorteil ist, daß die minimale Spannung angewendet wird, weil es nicht notwendig ist, Änderungen bei der Herstellung zu kompensieren, da das System anpassungsfähig ist. Auch kompensiert der Schaltkreis als Funktion der Zeit und die Verwendung von lokalisierten Elektronen; zusätzlich paßt sich das System an unterschiedliche Tunneloxide an.

Claims

1. Nichtflüchtiger Speicherschaltkreis mit einer Anordnung von nichtflüchtigen Speicherelementen;

Mittel (104, 105), um Daten an die Anordnung von nichtflüchtigen Speicherelemente anzulegen; und eine Einrichtung, um eine hohe Spannung an ausgewählte Anschlüsse der nichtflüchtigen Speicherelemente anzulegen, wobei die Daten, die an die Anordnung von nichtflüchtigen Speicherelementen angelegt sind, gespeichert werden,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Anlegung der hohen Spannung (HV, 131) mindestens ein nicht geerdetes Gate einer nichtflüchtigen Speicherzelle (101) mit zwei Knoten, mit ersten und zweiten nicht geerdeten Gates, die erste und zweite Knoten (110, 120) darstellen, umfaßt, wobei der erste Knoten (110) komplementär zu den zweiten Knoten (120) geladen ist;

ein Maximum-Spannungsanschluß (153);

ein Minimum-Spannungsanschluß (143);

wobei der Maximum-Spannungsanschluß (153) die größere der Spannungen des ersten und des zweiten Knotens trägt, und der Minimum-Spannungsanschluß (143) die kleinere der Spannungen des ersten und zweiten Knotens trägt;

eine Vergleichereinrichtung (170), um die maximale und die minimale Spannung zu vergleichen;

eine Einrichtung (180), um in Abhängigkeit zu einem Signal von der Vergleichereinrichtung (170), die eine Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen an dem Maximum- und Minimum-Spannungsanschluß (153, 143) anzeigt, die geringer ist als ein vorbestimmter Ausschaltwert, das Anlegen hoher Spannung an die ausgewählten Anschlüsse zu beenden; und

Einrichtung (160, 270, 271), um die Zustände der ersten und zweiten nicht geerdeten Gates zu empfangen, um hierauf irgendwelche Speicherungen in die Anordnung von nichtflüchtigen Speicherelementen (Fig. 4) einzuleiten.

2. Nichtflüchtiger Speicherschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Anlegen hoher Spannung zusätzlich eine Aufladungseinrichtung aufweist, die durch die Vergleichereinrichtung gesteuert ist, um Strom von einem Aufladungs-Ausgangsanschluß an der Hochspannungs- und Stromreglereinrichtung, die mit dem Aufladungs-Ausgangsanschluß verbunden ist, um die Größe des Stromflusses durch die Aufladungseinrichtung zu begrenzen, zu erzeugen.

3. Nichtflüchtiger Speicherschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Anlegen hoher Spannung (HV, 131) ein nicht geerdetes Gate einer nichtflüchtigen Speicherzelle mit zwei Knoten aufweist, das ein Referenz-Speicherelement bildet, das mit der Vergleichereinrichtung verbunden ist und die hohe Spannung steuert.

4. Nichtflüchtiger Speicherschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der nichtflüchtigen Speicherelemente der Anordnung ein nicht geerdetes Gate einer nichtflüchtigen Speicherzelle mit zwei Knoten, die erste und zweite nicht geerdete Gates, die erste und zweite Knoten darstellen, wobei der erste Knoten (110) komplementär zu dem zweiten Knoten (120) geladen ist, und einen Maximum-Spannungsanschluß und einen Minimum-Spannungsanschluß, wobei der Maximum-Spannungsanschluß die größere der Spannungen des ersten und zweiten Knotens aufnimmt und der Minimum-Spannungsanschluß die kleinere der Spannungen des ersten und zweiten Knotens aufnimmt, aufweist, wobei mindestens zwei Gruppen der Maximum- und Minimum-Spannungsanschlüsse miteinander verbunden sind, um die höchste Maximalspannung und die niedrigste Minimalspannung der Maximal- und Minimal-Spannungsanschlüsse zur Verfügung zu stellen.