DE3640368A1 - Spannungsverstaerkerschaltung mit niedrigem offset - Google Patents
Spannungsverstaerkerschaltung mit niedrigem offsetInfo
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/50—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
- H03F3/505—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower with field-effect devices
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Description
Die Erfindung betrifft eine reproduzierende Spannungsverstärkerschaltung,
insbesondere eine Spannungsverstärkerschaltung mit niedrigem
"Offset", die sich besonders eignet für den Einbau in
einer monolithisch integrierten Schaltung in MOS-Technologie
(MOS = Metall-Oxid-Halbleiter).
Bei integrierten Schaltungen ist es häufig nötig, an eine
Last mit relativ niedriger Impedanz, die ausschließlich
oder überwiegend kapazitiv ist, eine Spannung anzulegen,
die von einem Spannungsgenerator mit hoher Ausgangsimpedanz
geliefert wird.
Um dieser Forderung zu genügen, fügt man im allgemeinen
zwischen den Spannungsgenerator und die Last eine
Spannungsverstärkungsschaltung (eine Spannungs-Wiederholungsschaltung)
ein, die an ihrem Ausgang die Eingangsspannung
reproduziert ("wiederholt") und eine hohe Eingangsimpedanz
sowie eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt, um dadurch
eine Impedanz-Entkoppelung zwischen dem Spannungsgenerator
und der Last zu erreichen.
Derartige Spannungsverstärkerschaltungen finden beispielsweise
Anwendung bei komplizierten Verstärkern in monolithisch
integrierten Schaltungen.
Die Haupt-Forderung, die an eine Spannungsverstärkungsschaltung
dieser Art gestellt werden, sind:
- eine Spannungsverstärkung von im wesentlichen Eins;
- eine Offset-Spannung (Verschiebungs-Spannung) von etwa Null (d. h.: eine praktisch verschwindende Differenz zwischen der Ausgangs-Gleichspannung und der Eingangs-Gleichspannung);
- eine weitestgehende Unterdrückung der nicht linearen Verzerrungen im Ausgangssignal.
- eine Spannungsverstärkung von im wesentlichen Eins;
- eine Offset-Spannung (Verschiebungs-Spannung) von etwa Null (d. h.: eine praktisch verschwindende Differenz zwischen der Ausgangs-Gleichspannung und der Eingangs-Gleichspannung);
- eine weitestgehende Unterdrückung der nicht linearen Verzerrungen im Ausgangssignal.
Weitere bedeutende Anforderungen sind:
- geringe Flächenbelegung in der integrierten Schaltung;
- problemloser Einbau in die Innenstruktur komplexerer Schaltung;
- begrenzte Leistungsaufnahme bei angemessener Ansprechgeschwindigkeit;
- keine Spannungs-Überschwinger, weder in die positive noch in die negative Richtung, als Reaktion auf ein stufenförmiges Spannungs-Eingangssignal.
- geringe Flächenbelegung in der integrierten Schaltung;
- problemloser Einbau in die Innenstruktur komplexerer Schaltung;
- begrenzte Leistungsaufnahme bei angemessener Ansprechgeschwindigkeit;
- keine Spannungs-Überschwinger, weder in die positive noch in die negative Richtung, als Reaktion auf ein stufenförmiges Spannungs-Eingangssignal.
Die bekannten Emitter-Folger- und Source-Folger-Schaltungen,
die mit einer Spannungsverstärkung sehr nahe bei
Eins Eingangssignale am Ausgang reproduzieren, können als
reproduzierende Spannungsverstärkerschaltungen verwendet werden.
Allerding besitzen diese bekannten Schaltungen die Besonderheit,
daß zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung
die bekanntlich als "Offset" bezeichnete
Verschiebungsspannung existiert, deren Absolutwert einer Basis-
Emitter-Spannung (V BE ) eines Bipolartransistors bzw. einer
Schwellenspannung (V TH ) eines Feldeffekttransistors
entspricht.
Die beiliegende Fig. 1 zeigt eine weitere bekannte
Spannungsverstärkungsschaltung. Sie besitzt einen als Block A 1
dargestellten Verstärker mit hoher Leerlauf-Spannungsverstärkung
A. Der Verstärker besitzt einen Ausgang und zwei
Eingänge, von denen einer ein invertierender und einer ein
nicht-invertierender Eingang ist. Der nicht invertierende
Eingang bildet den Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärkerschaltung.
Der Ausgangsanschluß des Verstärkers A 1
ist über einen Leiter 101 an den invertierenden Eingangsanschluß
angeschlossen, wodurch eine "Gegenkopplung mit
Rückkopplungsfaktor Eins" geschaffen wird. Gleichzeitig
bildet der Ausgang des Verstärkers A 1 den Ausgangsanschluß
OUT der Spannungsverstärkungs- oder Spannungswiederholungs-
Schaltung. Eine zu reproduzierende Spannung V IN wird
zwischen den Eingangsanschluß IN und einen Bezugspunkt V R
gelegt. Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Bezugspunkt
V R erscheint daraufhin eine Ausgangsspannung V OUT
der Spannungsverstärkerschaltung. Der Bezugspunkt V R kann
der Minuspol V SS einer Versorgungsspannungsquelle oder
Schaltungsmasse sein.
Zwischen den Ausgangsanschluß OUT und dem Punkt V R kann
eine in Fig. 1 nicht dargestellte Last geschaltet werden.
Wenn die Verstärkung A genügend groß ist, stellt die
Ausgangsspannung V OUT mit optimaler Annäherung eine
Reproduktion der Eingangsspannung V IN dar (die
Spannungsverstärkung der Spannungsverstärkerschaltung beträgt
A/(1+A)), so daß die dargestellte Schaltungsanordnung die
drei oben genannten Forderungen gut erfüllt.
Um für die Signalspannungen eine Verstärkung zu erreichen,
die in der Nähe von Eins liegt, kann man einen Operationsverstärker
mit zwei Spannungsverstärkerstufen verwenden,
bei dem die Leerlauf-Spannungsverstärkung A sehr hoch ist.
Verwendet man einen Operationsverstärker dieser Art,
erhält man aber bekanntlich eine Schaltungsanordnung, in der
es leicht zu unerwünschten Instabilitäten kommt und bei
der man nicht die Möglichkeit von Spannungs-Überschwingern
ausschließen kann. Solche Spannungs-Überschwinger treten
bekanntlich vornehmlich dann auf, wenn an den Eingangsanschluß
IN Signale mit stufenförmiger Signalform gelegt
werden.
Dieser Typ von Verstärker benötigt mithin einen Kompensationskondensator,
der die Stabilität der Schaltung sicherstellt
und die aufgrund von stufenförmigen Eingangssignalen
entstehenden Spannungs-Überschwinger auf einen tolerierbaren
Wert herabsetzt. Diese Maßnahme bringt bekanntlich
eine Verschlechterung der Flächenausnutzung der integrierten
Schaltung mit sich und führt dazu, daß die Kapazität
der Last, die durch die Spannungsverstärkerschaltung
anzusteuern ist, erhöht wird.
Außerdem kann die Leitungsaufnahme bei einer solchen
Schaltungsanordnung beträchtlich sein, denn ein Operationsverstärker
mit zwei Stufen besitzt verschiedene
Schaltungszweige, die Versorgungsstrom aufnehmen. Es ist
zu bedenken, daß das Vorhandensein eines Kompensationskondensators
auch dazu führt, daß die Vorspannungs-Ströme der
beiden Verstärkerstufen entsprechend bemessen sein müssen,
um eine angemessene Ansprechgeschwindigkeit der Schaltung
zu erzielen.
Die erläuterte bekannte Schaltung eignet sich mithin kaum
für den Einbau in das Innere einer komplexeren, monolithisch
integrierten Schaltungsanordnung.
Aus diesen Gründen verwendet man vornehmlich einstufige
Verstärker, auch wenn die Spannungsverstärkerschaltung
dann nicht frei von Mängeln ist.
Es sei nun eine typische, besonders einfache Ausführungsform
eines einstufigen Verstärkers mit MOS-Feldeffekttransistoren
in Spannungsverstärkerschaltungen betrachtet. In
solchen Fällen besitzt der Verstärker einen ersten und
einen zweiten MOS-Transistor, die identisch ausgebildet
sind und vom gleichen Leitungstyp sind (es sind beispielsweise
N-Kanal-Transistoren). Die Source-Elektroden der
beiden Transistoren sind zusammen an einen Schaltungsknoten
gekoppelt, und bilden dadurch eine Schaltungsanordnung,
die allgemein auch als "Differenzpaar in Source-
Schaltung" bezeichnet wird (vgl. "Basic MOS Operational
Amplifier Design - An Overview", von P. R. Gray in "Analog
MOS Integrated Circuits" von P. R. Gray, D. A. Hodges und
R. W. Brodersen, IEEE Press, New York, U.S.A., 1980, Seiten
31, 32).
Der genannte Schaltungsknoten ist über eine Konstantstromquelle
an den Minuspol einer Versorgungsspannungsquelle
angeschlossen, während die Drain-Elektroden des ersten und
des zweiten Transistors über ein erstes bzw. ein zweites
Lastelement, die indentisch sind, an den Pluspol der
Versorgungsspannungsquelle angeschlossen sind.
Die Gate-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors
bilden einen nicht-invertierenden bzw. einen invertierenden
Eingang des Verstärkers, dessen Ausgang durch den
Drain-Anschluß des zweiten Transistors gebildet wird.
Die beiden Transistoren arbeiten im Sättigungsbereich.
Die Leerlauf-Spannungsverstärkung A dieses Verstärkers
beträgt:
A = g m Z OUT′ /2 (1)
wobei g m die Steilheit der zwei Transistoren (diese besitzen
natürlich die gleiche Steilheit) und Z OUT′ die
komplexe Impedanz ist, die zwischen dem Ausgangsanschluß und
dem Minuspol der Versorgungsspannungsquelle vorhanden ist.
Die Kompliziertheit dieses Schaltungsaufbaus wird bestimmt
durch die Schaltungstechnik, die zur Realisierung der
Lastelemente verwendet wird. Diese Lastelemente sind im
allgemeinen mit zwei gleichen Widerständen (vornehmlich
durch zwei MOS-Transistoren realisiert) oder mit zwei
gleichen Konstantstromquellen hoher Ausgangsimpedanz, oder
einfach durch eine sogenannte "Stromspiegelschaltung"
realisiert. Die Stromspiegelschaltung enthält, wenn die
Schaltung in komplementärer MOS-Technik ausgelegt ist,
zwei identische P-Kanal-Transistoren.
Im erstgenannten Fall ist allerding die Leerlauf-
Spannungsverstärkung des Verstärkers in der Praxis nicht
besonders hoch, weshalb die Spannungsverstärkung der
Spannungsverstärkerschaltung einen von Eins deutlich
abweichenden Wert besitzt. Aus dem gleichen Grund läßt sich
übrigens der "Offset" zwischen der Ausgangsspannung und
der Eingangsspannung möglicherweise nicht beheben.
Im zweiten Fall ergeben sich schwerwiegende Probleme bei
den Vorspannungen der in die Schaltung eingefügten
Transistoren. Diese Probleme können zu Betriebsstörungen der
Schaltung selbst (insbesondere der erste Transistor
des Differenz-Paares arbeitet dann möglicherweise außerhalb
der Sättigungszone). Außerdem können diese Probleme
dazu führen, daß ein systematischer "Offset" zwischen der
Ausgangsspannung und der Eingangsspannung der Spannungsverstärkerschaltung
für solche Spannungswerte am Eingang
vorhanden ist, die außerhalb eines sehr beschränkten
Bereichs liegen.
Im dritten Fall erlaubt der komplizierte Aufbau der
Spannungsverstärkerschaltung mit dem Stromspiegel-Verstärker
nicht (wenn man von Eingangsspannungen absieht, die in
einem sehr eingeschränkten Bereich liegen), gleiche
Vorspannungsbedingungen für die zwei Transistoren des Differenzpaares
zu erhalten, so daß sich zwischen Eingangsspannung
und Ausgangsspannung ein systematischer Offset
(Verschiebung) einstellt. Außerdem führt im Inneren der
Spannungsverstärkerschaltung das Vorhandensein einer vollständigen
Rückkopplungsschaltung, bestehend aus den zwei Transistoren
des Differenzpaares und der Stromspiegelschaltung,
ähnlich, wie es oben für die Schaltung mit einem
zweistufigen Spannungsverstärker beschrieben wurde, zu
möglichen Instabilitäten und Überschwingern, wenn die
Eingangs-Spannungssignale stufenförmigen Signalverlauf
haben.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungsverstärkerschaltung
mit niedrigem Offset zu schaffen, die
bei vergleichbaren Kosten im Vergleich zu den bekannten
Schaltungen spürbar verbesserte Funktionseigenschaften
aufweist.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben.
Die Unteransprüche kennzeichnen vorteilhafte
Weiterbildung der Erfindung.
Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer bekannten
Spannungsverstärkerschaltung mit einem gegengekoppelten
Verstärker gemäß obiger Beschreibung und
Fig. 2 eine Schaltungsskizze einer erfindungsgemäßen
Spannungsverstärkerschaltung mit niedrigem Offset.
Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung ist als integrierte
Schaltung mit Komplementär-MOS-Transistoren ausgebildet.
Die Schaltung enthält einen ersten Transistor M 1, einen
zweiten Transistor M 2 und einen dritten Transistor M 3, die
als N-Kanal-Transistoren ausgebildet sind, außerdem einen
vierten Transistor M 4, einen fünften Transistor M 5 und
einen sechsten Transistor M 6 in Form von P-Kanal-Transistoren.
Die Source-Elektroden der Transistoren M 1 und M 2
sowie die Drain-Elektrode des Transistors M 3 sind an einem
ersten Schaltungsknoten D zusammengeschaltet.
Die Source-Elektrode des Transistors M 3 ist an den Minuspol
V SS einer Versorgungsspannungsquelle angeschlossen,
und die Gate-Elektrode des Transistors M 3 ist an eine
erste Bezugsspannungsquelle V B1 angeschlossen. Diese
Spannungsquellen sind in Fig. 2 nicht näher dargestellt. Die
Bezugsspannungsquellen dient dazu, die Gate-Elektrode auf
einem konstanten Potential bezüglich des Minuspols V SS zu
halten.
Die Gate-Elektrode des Transistors M 1 bildet einen
Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärkerschaltung.
Die Source-Elektroden der Transistoren M 4 und M 5 sind
zusammen an den Pluspol V DD der Versorgungsspannungsquelle
angeschlossem.
Die Gate-Elektroden der Transistoren M 4 und M 5 sind
gemeinsam an eine zweite Bezugsspannungsquelle V B2
angeschlossen, deren Aufbau in Fig. 1 nicht dargestellt ist,
so daß die Gate-Elektroden gegenüber dem Pluspol V DD auf
einem konstanten Potential gehalten werden.
Die Drain-Elektroden der Transistoren M 4 und M 1 sowie die
Source-Elektrode des Transistors M 6 sind in einem zweiten
Schaltungsknoten E vereinigt.
Die Drain-Elektrode des Transistors M 6 ist an den Minuspol
V SS , und die Gate-Elektrode des Transistors M 6 ist an den
Schaltungsknoten D angeschlossen.
Von dem Transistor M 2 ist die Drain-Elektrode ebenso wie
die Gate-Elektrode an den Drain des Transistors M 5
angeschlossen. Hierdurch wird ein dritter Schaltungsknoten
gebildet, der den Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung
bildet. Zwischen dem Ausgangsanschluß und
dem Minuspol V SS liegt eine Last C L , bei der es sich hier
beispielsweise um eine kapazitive Last handelt.
Transistoren M 1 und M 2 haben erfindungsgemäß
vorzugsweise die gleichen physikalischen und elektrischen
Eigenschaften. Ihre Substratelektroden, die in Fig. 2
nicht dargestellt sind, sind zusammengeschaltet und sind
mit ihren Source-Elektroden oder mit dem Minuspol V SS
verbunden.
Alle Transistoren arbeiten im Sättigungsbereich.
Zwischen den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V SS kann
eine Eingangsspannung V IN angelegt werden. Die Spannung,
die sich zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol
V SS einstellt, ist die Ausgangsspannung V OUT der
Spannungsverstärkerschaltung.
In Fig. 2 ist auch durch gestrichelte Linien eine parasitäre
Kapazität C P dargestellt, die zwischen dem Knoten D
und dem Minuspol V SS in einer erfindungsgemäßen, monolithisch
integrierten Schaltung vorhanden ist.
Im Betrieb durchfließt die zwei Transistoren M 4 und M 5,
zwischen deren Gate- oder Source-Elektroden eine feste Spannung gelegt
wird, ein konstanter Strom. Das Verhältnis zwischen der
Breite W und der Länge L (W/L-Faktor) des Transistors M 4
ist so bemessen, daß es n-mal so groß ist wie beim Transistor
M 5 (n ist größer als 1), so daß der Transistor M 4 von
einem Strom I N durchflossen wird, der n-mal so groß ist
wie der Strom I B , der durch den Transistor M 5 fließt. Legt
man die normalen Entwurfsmethoden für die Bezugsspannungsquellen
zugrunde, wie sie dem Fachmann geläufig sind, so
kann man als Werte für die Bezugsspannungen V B1 und V B2
solche Werte erhalten, daß der Strom I T den Transistor
M 3 doppelt so groß ist wie der Strom durch den
Transistor M 5.
Im Ruhestand ist der den Transistor M 2 durchfließende
Strom ersichtlich genau so groß wie der Strom I B , der den
Transistor M 5 durchfließt. Der Strom durch den Transistor
M 1 ist so groß wie die Differenz zwischen dem Strom, der
durch den Transistor M 3 fließt (dieser entspricht 2I B ),
und dem Strom, der durch den Transistor M 2 fließt, also I B
entspricht, so daß die Transistoren M 1 und M 2 von exakt
dem gleichen Strom I B durchflossen werden. Der Transistor
M 6 wird also von einem Strom (n-1)I B durchflossen.
Die Transistoren M 4 und M 6 sind derart dimensioniert, daß
im Ruhestand die Spannung zwischen Drain- und Source-
Elektrode des Transistors M 1 so groß ist wie die Spannung
zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des
Transistors M 2.
Die Beziehung zwischen der Signalspannung v D zwischen dem
Knoten D und dem Minuspol V SS und der Signalspannung v IN ,
die zwischen den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V SS
gelegt wird, ergibt sich zu:
wobei g m1 die Steilheit des Transistors M 1 und Z D die
komplexe Impedanz zwischen dem Knoten D und dem Minuspol
V SS ist. Die Beziehung (2) gilt genaugenommen nur für den
Fall, daß die Substratelektrode des Transistors M 1 an den
Knoten D angeschlossen ist. In der Praxis gilt die Beziehung
jedoch auch in guter Annäherung für den Fall, daß die
Substratelektrode des Transistors M 1 an den Minuspol V SS
angeschlossen ist.
Mit g m1 » 1/Z D , wie man es bei Transistoren mit den
üblichen geometrischen Abmessungen für Arbeitsfrequenzen
unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung, f t , leicht
erreicht, erhält man v D ≃ v IN , so daß die Spannungsverstärkung
G 1 zwischen dem Eingangsanschluß IN und dem Knoten D im
wesentlichen den Wert Eins hat.
Die Beziehung zwischen Spannung und Strom für den Transistor
M 1 lautet bekanntlich in der ersten Annäherung:
I = k′ 1(W/L)1(V IN -V D - V T1)2[1+λ 1(V E -V D - V DSsat1)] (3)
wobei k′ 1 der Leitungsfaktor des Transistors M 1, (W/L)1
dessen W/L-Verhältnis, V T1 seine Schwellenspannung,
V DSsat1 seine sogenannte "Drain-Source-Sättigungsspannung"
(d. h., der kleinste Spannungswert zwischen Drain und
Source, der für eine gegebene Spannung zwischen Gate und
Source notwendig ist, um den Transistor im Sättigungsbetrieb
arbeiten zu lassen) und λ 1 sein Strom-Modulationskoeffizient
ist, der abhängig ist von der Schwankung der
effektiven Kanal-Länge beim Variieren der zwischen Drain
und Source des Transistors angelegten Spannung. In der
Gleichung (3) ist V IN die komplexe Spannung, die zwischen
den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V SS gelegt wird,
während V D und V E die komplexen Spannungen sind, die sich
zwischen den Knoten D bzw. E und dem Minuspol V SS
einstellen.
Zwischen der Source und dem Gate des Transistors M 1 gibt
es also folgende Ruhespannung V off1:
Diese Spannung repräsentiert die "Offset"- oder Verschiebungsspannung,
die sich zwischen dem Knoten D und dem
Eingangsanschluß IN einstellt.
Es sei nun der Transistor M 2 betrachtet. Die Beziehung
zwischen der Signalspannung v D zwischen dem Knoten D und
dem Minuspol V SS und der Signalspannung v OUT zwischen dem
Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V SS wird wie folgt
ausgedrückt:
wobei Z 2 die Ausgangsimpedanz und g m2 die Steilheit des
Transistors M 2 bei dessen Source-Schaltung sind, und Z OUT
die Gesamtlastimpedanz ist, die zwischen dem Ausgangsanschluß
OUT und dem Minuspol V SS vorhanden ist und die
Ausgangsimpedanz des Transistors M 5 einschließlich. Die
Gleichung (5) ist genaugenommen gültig für den Fall, daß
die Substratelektrode des Transistors M 2 an den Knoten D
angeschlossen ist.
Nimmt man, entsprechend wie beim Transistor M 1, für den
Transistor M 2 die Beziehung g m2 » 1/Z 2 und außerdem g m2 »
1/Z OUT an, so erhält man v OUT ≃ v D , so daß die
Spannungsverstärkung G 2 zwischen dem Knoten D und dem
Ausgangsanschluß OUT der Schaltung etwa den Wert Eins hat.
Für die Beziehung zwischen Strom und Spannung des
Transistors M 1 gilt in erster Näherung:
I = k′ 2(W/L)2(V OUT -V D - V T2)2[1+λ 2(V OUT -V D - V DSsat2)] (6)
wobei hier für den Transistor M 2 die gleichen Symbole wie
in Gleichung (3) für den Transistor M 1 mit angepaßten
Indices verwendet sind.
Zwischen dem Anschluß OUT und dem Knoten D existiert also
eine Ruhespannung V off2:
Diese Spannung stellt die "Offset"- oder Verschiebungs-
Spannung dar, die sich zwischen dem Ausgangsanschluß OUT
der Schaltung und dem Knoten D einstellt.
Die genaue Übereinstimmung der Vorspannungs-Bedingungen
und der physikalischen und elektrischen Kennwerte der
Transistoren M 1 und M 2 führt dazu, daß man V off2 = -V off1
erhält.
Deshalb weist die Schaltung nach Fig. 2 eine Spannungsverstärkung
von im wesentlichen Eins auf (die Verstärkung G T
entspricht tatsächlich dem Produkt G 1 · G 2), und die
Schaltung weist eine Offset-Spannung zwischen Ausgang und
Eingang von im wesentlichen Null auf (die Gesamt-Offset-
Spannung V off entspricht der Summe der Spannungen V off1
und V off2).
Was die Signalspannung anbelangt, so ergibt sich als
Grenzfrequenz f t der Schaltung unter der Annahme, daß die
Last-Kapazität C L viel größer ist als die parasitäre Kapazität
C p am Knoten D (was normalerweise der Fall ist), der
Wert f t ≃ g m1/4π C L , wenn man berücksichtigt, daß die
Steilheit des Transistors M 2 so groß ist wie die des
Transistors M 1 und die komplexe Ausgangsimpedanz der
Spannungsverstärkerschaltung etwa 2/g m1 beträgt.
Für Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz ist der durch
den Transistor M 2 fließende Strom im wesentlichen so groß
wie der den Transistor M 1 durchfließende Strom. Die
Verschaltung des Transistors M 6 ist außerdem so beschaffen,
daß die Signalspannung zwischen dem Knoten E und dem
Minuspol V SS folgt, welche ihrerseits - wie
bereits erwähnt - der Signalspannung V IN folgt, die zwischen
den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V SS gelegt wird.
Deshalb arbeiten auch dann, wenn man das Verhalten der
Schaltung bei Anlegen einer Signalspannung zwischen den
Eingangsanschluß und den Minuspol V SS betrachtet, die
beiden Transistoren M 1 und M 2 stets exakt unter den
gleichen Bedingungen, wodurch ein optimales Verhalten der
Schaltung sichergestellt wird.
Es muß betont werden, daß die Spannungsverstärkung der in
Fig. 2 dargestellten Schaltung unabhängig vom Arbeitspunkt
und mithin von dem Wert der Eingangsspannungen und der
Ausgangsspannungen ist, und zwar in dem gesamten Bereich
der zulässigen Eingangsspannung (dynamischer
Eingangsspannungsbereich).
Durch diese Besonderheit der erfindungsgemäßen Schaltung
wird erreicht, daß auch bei Vorhandensein starker
Eingangssignale die nicht-linearen Verzerrungen im Ausgangssignal
minimiert werden.
Die Chip-Belegungsfläche, die in der integrierten
Schaltung von der erfindungsgemäßen Spannungsverstärkerschaltung
eingenommen wird, ist minimal; denn die
Schaltung besteht im wesentlichen aus zwei Schaltungszweigen,
die keine platzaufwendigen Kompensationskondensatoren
benötigen.
Die Verlustleistung der Schaltung, die in der Praxis von
der geforderten Ansprechgeschwindigkeit und der Last, für
die die Schaltung benötigt wird, abhängt, ist insoweit
begrenzt, als die Schaltung nur aus zwei Schaltungszweigen
besteht.
Schließlich muß hervorgehoben werden, daß die in Fig. 2
dargestellte Schaltung nicht einen gegengekoppelten
Verstärker des in Fig. 1 schematisch dargestellten Typs
enthält. Das Vorhandensein eines Rückkopplungskreises in
einer solchen Schaltung zwischen Ausgang und Eingang,
umfassend ein Element mit hoher Leerlauf-Spannungsverstärkung,
führt zu Instabilitäten des Systems sowie zu möglichen
Überschwingungen als Reaktion darauf, daß an den
Eingang stufenförmige Signalspannungen angelegt werden.
In der erfindungsgemäßen Schaltung erlaubt auch eine
beträchtliche Veränderung der Vorspannungsströme I B , I T und
I N eine Änderung des Wertes der Ausgangsimpedanz, ohne daß
eine Instabilität des Systems oder Überschwinger als
Antwort auf stufenförmige Eingangssignale entstehen.
Dies gestattet eine noch leichtere Steuerbarkeit der
Ausgangsimpedanz der Verstärkerschaltung. Man kann z. B. eine
Schaltungsanordnung schaffen, in der die Vorspannströme
und mithin der Wert der Ausgangsimpedanz der
Schaltung programmierbar sind mit Hilfe der beiden
Bezugsspannungen V B1 und V B2.
In der gleichen Weise läßt sich auch die Ansprechgeschwindigkeit
der Schaltunganordnung steuern, die natürlich
abhängt von der Stärke des Stroms I B , der im Ruhestand
im Ausgangszweig fließt.
Hat die Last, die von der Schaltung angesteuert werden
soll, auch eine (möglicherweise aktive) Widerstands-Komponente,
so kann man die Transistoren und die Vorspannströme
so dimensionieren, daß die Vorspannungsbedingungen
der Transistoren M 1 und M 2 völlig identisch sind und
dadurch die Forderung an die Spannungsverstärkerschaltung
vollständig erfüllt sind, auch wenn eine mögliche gewisse
Belastung hinsichtlich der Verlustleistung gegeben ist.
Abweichend von der oben beschriebenen Ausführungsform sind
noch im Rahmen der Erfindung verschiedene Modifizierungen
möglich.
Beispielsweise können in der erfindungsgemäßen Schaltung
die beiden Transistoren M 1 und M 2 gleiche Länge und
unterschiedliche Breite besitzen. Die Dimensionierung der
übrigen Transistoren in der Schaltung muß dann so vorgenommen
werden, daß die Werte der Ströme, die die Transistoren M 1
und M 2 im Ruhestand durchfließen, proportional sind zu
der Breite der beiden Transistoren. In diesem Fall sind
die Stromdichten in den beiden Transistoren im wesentlichen
gleich, so daß für eine solche Schaltung sämtliche
Betrachtungen gelten, die für die oben näher beschriebene
Schaltung angestellt wurden. Folglich erfüllt auch eine
solche Schaltung sämtliche Forderungen, die eingangs
erwähnt wurden.
Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Schaltung läßt sich erreichen, wenn man eine zu der in
Fig. 2 dargestellten Schaltung vollständig komplementäre
Schaltung wählt. In diesem Falls müssen die Transistoren M 4
und M 5 N-Kanal-Transistoren sein, deren Source-Elektrode
an den Minuspol der Versorgungsspannungsquelle, und nicht
an den Pluspol, angeschlossen ist. Die Transistoren M 1 und
M 2 müssen zwei P-Kanal-Transistoren sein, ebenso wie der
Transistor M 3, dessen Source-Elektrode an den Pluspol der
Versorgungsspannungsquelle angeschlossen wird. Schließlich
muß der Transistor M 6 ein N-Kanal-Transistor sein, dessen
Drain-Elektrode an den Pluspol der Versorgungsspannungsquelle
angeschlossen ist. Die Gate-Elektroden der
Transistoren M 4 und M 5 sind an eine Bezugsspannungquelle
angeschlossen, welche die Gate-Elektroden gegenüber der negativen
Spannung der Versorgungsspannungsquelle auf einem
konstanten Potential hält. Die Gate-Elektrode des Transistors
M 3 ist an eine Bezugsspannung angeschlossen, welche
das Gate gegenüber der positiven Spannung der Versorgungsspannungsquelle
auf einem konstanten Potential hält.
Ausgehend von der in Fig. 2 gezeigten Schaltung läßt sich
durch einfache Modifizierung der Schaltung eine Schaltung
entwerfen, die nur MOS-Transistoren der selben Polarität
enthält (d. h., nur N-Kanal- oder nur P-Kanal-Transistoren).
Claims (8)
1. Spannungsverstärkerschaltung mit niedrigem Offset und
einer Spannungsverstärkung von etwa Eins, mit mindestens
einem Eingangsanschluß (IN) für den Anschluß an einen
Spannungsgenerator und mit einem Ausgangsanschluß (OUT)
für den Anschluß an eine Last, wobei die Schaltung mit
komplementären MOS-Transistoren ausgebildet ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster (M 1), ein zweiter (M 2) und ein dritter
Transistor (M 3) vom ersten Leitungstyp und ein vierter
(M 4), ein fünfter (M 5) sowie ein sechster Transistor (M 6)
vom zweiten, dem ersten Leitungstyp entgegengesetzten
Leitungstyp vorgesehen sind, daß die Source-Elektroden des
ersten und des zweiten Transistors (M 1, M 2) an die Drain-
Elektrode des dritten Transistors (M 3) angeschlossen sind,
dessen Source-Elektrode an einen ersten Anschluß (V SS )
einer Versorgungsspannungsquelle und dessen Gate-Elektrode
an eine erste Bezugsspannung (V B1) angeschlossen sind, um
die Gate-Elektrode bezüglich des ersten Anschlusses (V SS )
der Versorgungsspannungsquelle auf einem konstanten Potential
zu halten, daß die Gate-Elektrode des ersten Transistors
(M 1) den Eingangsanschluß (IN) der Verstärkungsschaltung
bildet, daß die Source-Elektroden des vierten und des
fünften Transistors (M 4, M 5) gemeinsam an einen zweiten
Anschluß (V DD ) der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen
sind, daß die Gate-Elektroden des vierten und des
fünften Transistors (M 4, M 5) zusammen an eine zweite
Bezugsspannungsquelle (V B2) angeschlossen sind, damit diese
Gate-Elektroden gegenüber dem zweiten Anschluß (V DD ) der
Versorgungsspannungsquelle auf einem konstanten Potential
gehalten werden, daß die Drain-Elektrode des vierten Transistors
(M 4) an die Drain-Elektrode des ersten Transistors
(M 1) sowie an die Source-Elektrode des sechsten Transistors
(M 6) angeschlossen sind, daß die Drain-Elektrode des
sechsten Transistors (M 6) an den ersten Anschluß (V SS ) der
Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist, während die
Gate-Elektrode des sechsten Transistors an die Source-
Elektroden des ersten und des zweiten Transistors (M 1, M 2)
angeschlossen ist, und daß die Drain-Elektrode sowie die
Gate-Elektrode des zweiten Transistors (M 2) an die Drain-
Elektrode des fünften Transistors (M 5) in einem Schaltungsknoten
angeschlossen ist, welcher den Ausgangsanschluß
(OUT) der Verstärkerschaltung bildet.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und der zweite Transistor (M 1, M 2) im
wesentlichen gleiche physikalische und elektrische
Eigenschaften besitzen.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Substrat-Elektroden des ersten und des
zweiten Transistors (M 1, M 2) zusammengeschaltet sind.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Vorspannungsverhältnisse beim
ersten (M 1) und beim zweiten Transistor (M 2) im
wesentlichen die gleichen sind.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der erste (M 1), der zweite (M 2) und
der dritte Transistor (M 3) N-Kanal-Transistoren sind, und
daß der vierte (M 4), der fünfte (M 5) und der sechste
Transistor (M 6) P-Kanal-Transistoren sind.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der erste, der zweite und der dritte
Transistor (M 1, M 2, M 3) P-Kanal-Transistoren sind, und daß
der vierte, der fünfte und der sechste Transistor (M 4, M 5,
M 6) N-Kanal-Transistoren sind.
7. Schaltung nach einem der Ansprüchen 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanz und die
Ansprechgeschwindigkeit der Schaltung durch Regulieren der
Spannungswerte der ersten und der zweiten Bezugsspannung (V B1,
V B2) programmierbar sind.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schaltung Bestandteil einer
monolithisch integrierten Schaltung ist.
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