DE3508289C1 - Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers mit einer induktiven Komponente - Google Patents

Description

Das Hauptpatent betrifft einen Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers mit einer induktiven Komponente, bei dem zwischen den Gleichspannungsklemmen die Reihenschaltung von zwei Transistoren liegt, die von einer ersten und zweiten Wicklung eines Transformators im Gegentakt abwechselnd leitend gesteuert werden, wobei parallel zu den Transistoren zwei Freilaufdioden liegen, deren die Ausgangsspannung liefernder Verbindungspunkt über eine dritte Wicklung des

Transformators mit dem Verbindungspunkt der Transistoren verbunden ist. Eine derartige Schaltung ist beschrieben in der DE-OS 29 29 312.

Bei einer derartigen Schaltung werden die beiden Transistoren abwechselnd leitend gesteuert, wobei jeweils der in den Verbraucher fließende Strom die dritte Wicklung durchfließt und dadurch in der ersten und zweiten Wicklung eine dem Strom proportionale Spannung induziert. Diese Spannung erzeugt die notwendigen Basis-Steuerströme für die beiden Transistoren. Bei der bekannten Schaltung ist jeweils an die Basis der beiden Transistoren eine Treiberstufe angeschlossen, die die Transistoren abwechselnd leitend steuert und sperrt.

Bei der Erfindung nach dem Hauptpatent ist der Wechselrichter dadurch selbstschwingend ausgebildet, daß der Transformator eine vierte Wicklung aufweist, die in Reihe mit der ersten oder zweiten Wicklung liegt, daß der Mittelpunkt dieser Reihenschaltung an die erste Elektrode und die Enden dieser Reihenschaltung über zwei Dioden an die zweite Elektrode der Source/Drain-Strecke eines Feldeffekt-Transistors angeschlossen sind und daß an dessen Gate-Elektrode die Ausgangsspannung über eine als Impulsformer wirkende Steuerschaltung angelegt ist. Der Feldeffekt-Transistor bildet dabei einen Schalter, der den Transformator periodisch kurzschließt, so daß die Spannungen an allen Wicklungen des Transformators auf den Wert null zusammenbrechen.

Bei der Schaltung nach dem Hauptpatent liegt jeweils parallel zu den Freilaufdioden noch ein Kondensator, der eine ähnliche Wirkung hat wie der Rücklauf kondensator in der Horizontalendstufe eines Fernsehempfängers und eine Begrenzung der Steilheit der Flanken der von dem Wechselrichter erzeugten Wechselspannung bewirkt. Diese Kondensatoren übernehmen für eine kurze Zeit den durch den Verbraucher fließenden Strom und bewirken einen schwingungsartigen Spannungsübergang von dem Wert null auf die Betriebsspannung an dem Kondensator, der parallel zu dem gerade gesperrten Transistor liegt, und einen Spannungsübergang von der Betriebsspannung zu einer kleinen negativen Spannung an dem Kondensator, der parallel zu dem vorher gesperrten Transistor liegt. Die geringfügig negative Spannung steuert die Freilaufdiode leitend, die parallel zu dem letztgenannten Transistor liegt. Diese übernimmt dann den Strom durch den Verbraucher, der anfänglich etwa gleich dem Abschaltstrom des vorher eingeschalteten Transistors ist und danach langsam abfällt. Wenn dieser abfallende Strom den Wert null erreicht, wird die Diode gesperrt. Der Transistor parallel zu dieser Diode, der vorher gesperrt war, wird leitend gesteuert und übernimmt den durch den Verbraucher fließenden Strom, und zwar in der umgekehrten Richtung verglichen mit der genannten Diode und dem vorher leitenden Transistor.

Die dem Verbraucher zugeführte Leistung wird dann maximal, wenn die den Verbraucher steuernde Spannung in die Nähe der Resonanzfrequenz der induktiven Komponente des Verbrauchers und der Summe der Kapazitäten der beiden Filterkondensatoren, also dem Kapazitätswert ihrer gedachten Parallelschaltung kommt. Im Resonanzfall ist die Spannung an dem Verbindungspunkt des Verbrauchers mit den Filterkondensatoren gleich der Eingangsspannung des Wechselrichters, d. h. der den Wechselrichter speisenden Betriebs-Gleichspannung, multipliziert mit dem Gütefaktor Q = wL/R der Last. Wenn die Last angepaßt ist, d. h. wenn Q nicht mehr als 4—15 beträgt, können die Spannungen an den Filterkondensatoren bei zulässigen Werten gehalten werden. Die Frequenz kann dabei nur wenig höher gewählt werden als die Reihenresonanzfrequenz der Leistungsschaltung einschließlich der Last. Das bedeutet, daß das Strom-Tastverhältnis des Transistors seinen maximal zulässigen Wert erreicht, etwa 0,8 bis 0,9, und der Strom durch die Freilaufdioden relativ klein und von kurzer Dauer ist. Wenn jedoch der Ersatzwiderstand R der Reihenresonanzschaltung klein ist gegenüber der induktiven Reaktanz XL = wL, werden die Spannungen über den Kondensatoren und über der induktiven Komponente der Last so hoch, daß diese Bauteile sowie die aktiven und passiven Halbleiter-Schaltelemente der Schaltung gefährdet sind. Das ist der Fall, wenn die Güte Q der induktiven Last wenigstens etwa den Wert 15 oder mehr hat. Um unzulässige Spannungen bei einer derart gefährlichen Last zu vermeiden, muß die Frequenz der an die Last angelegten Schaltspannung beträchtlich über die genannte Reihen-Resonanzfrequenz hinaus erhöht werden. Diese Maßnahme verringert selbsttätig den Spitzenwert der Transistorströme sowie ihr Tastverhältnis. Bei einem Tastverhältnis von etwa 0,5 wird der Last nahezu keine Leistung zugeführt, da dann die Phasenverschiebung zwischen der Spannung an der Last und dem durch die Last fließenden Strom etwa gleich einer viertel Periode, d. h. 90° oder „τ/2 ist. Bei der minimalen Leistung an der Last ist der Spitzenstrom beim Abschalten des Transistors etwa gleich dem Strom beim Einschalten der Freilaufdiode. Die Zeiten, für die diese beiden Bauteile leitend sind, sind dann etwa gleich lang.

Bei einer bestimmten Frequenz der an der Last stehenden Spannung, die durch die Frequenz des Abschaltens der alternativ-leitenden Leistungstransistoren bestimmt wird, ändert sich das Tastverhältnis des Transistorstromes selbsttätig mit der induktiven Last, d. h. als inverse Funktion des effektiven Last-Gütefaktors Q. Wenn somit die Spannung an der Last eine Frequenz nur geringfügig oberhalb der Reihen-Resonanzfrequenz der Leistungsschaltung hat und der Gütefaktor Q klein ist, hat der Transistorstrom etwa die Form einer Sinus-Halbwelle und wird etwa am Ende dieser Halbwelle abgeschaltet. In diesem Fall ist der Augenblickswert des abgeschalteten Stromes relativ gering, so daß die Schalteigenschaften des Transistors nicht voll ausgenutzt werden und die Verluste gering bleiben.

Auf diese Weise liegt das Tastverhältnis des Transistorstromes in der Nähe des oben genannten Maximums, und die Betriebsbedingungen des Wechselrichters sowie sein Wirkungsgrad sind dann optimal. Wenn jedoch der Ersatzwiderstand der Reihenschaltung der Last abnimmt und somit der Gütefaktor Q durch eine unzulässige Last zunimmt, nimmt der in der Widerstandskomponente erzeugte Energieanteil ab, während der übrige, in der Induktivität gespeicherte Energieanteil zunimmt. Das bedeutet, daß das Tastverhältnis des Transistorstromes selbsttätig abnimmt. Daraus ergibt sich, daß die Phasenabweichung zwischen der Flanke der Spannung an der Last und dem Einsatz des Transistorstromes zunimmt und die Dauer des durch den Transistor fließenden Stromes abnimmt und allmählich annähernd linear wird. Daraus ergibt sich ein Anstieg in dem Augenblickswert des Stromes im Abschaltzeitpunkt des Transistors. Das bedeutet wiederum einen Anstieg der Schaltverluste an dem Transistor sowie seiner Temperatur, wodurch der Transistor gefährdet ist. Die höchste Stromamplitude im Schaltaugenblick tritt

in diesem Falle auf, wenn die Phasenabweichung gleich einem Viertel der Spannungsperiode ist, d. h. wenn das Tastverhältnis des Transistorstromes ungefähr 0,5 beträgt. Das ist der Fall für eine nahezu rein induktive Last.

Das bedeutet, daß bei Lastbedingungen mit nicht ausreichendem Widerstandsanteil die Amplitude des Schaltstromes verringert werden muß, wobei das Tastverhältnis eine Funktion des Gütefaktors Q der Last ist. Dies kann z. B. erreicht werden durch Verringerung der Betriebs-Gleichspannung, durch Phasenanschnittsteuerung des Thyristors. Eine andere, vorteilhaftere Lösung, bei der die Steuerung bei einer geringeren Leistung möglich ist, besteht darin, daß die Frequenz der Spannung an der Last auf ein konstantes Tastverhältnis erhöht wird. Das bewirkt eine Verkürzung der Zeit, für die der Transistor leitend ist. Diese Zeit ist dann eine inverse Funktion der Frequenz. Wenn diese Zeit kürzer wird, wird der Strom durch den Transistor etwa linear zur Zeit. Der Spitzen-Schaltstrom des Transistors sowie der im anderen Transistor parallel liegenden Diode wird proportional zu dieser Zeit des leitenden Zustandes und somit indirekt proportional zu der Frequenz der Spannung.

Bei angepaßter Last, also einem niedrigen Gütefaktor, kann die der Last zugeführte effektive Leistung durch Änderung der Frequenz der Spannung an der Last beeinflußt werden. Eine Erhöhung der Leistung ergibt sich dabei durch eine Verringerung dieser Frequenz in dem Sinne, daß diese Frequenz der Reihen-Resonanzfrequenz aus der induktiven Lastkomponente und den Filterkondensatoren angenähert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Steuerschaltung für den Wechselrichter so auszubilden, daß ein sicherer Schutz gegen Fehlfunktionen, insbesondere gegen zu hohes Tastverhältnis der Transistorströme und Gefährdung der Transistoren erreicht wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Es ist zwar ein Wechselrichter mit einem ähnlichen Aufbau bekannt (DE-OS 32 22 994), bei dem parallel zu einer vierten Wicklung des Transformators ein elektronischer Schalter liegt, der von der Ausgangsspannung über eine als Impulsformer wirkende Steuerschaltung periodisch leitend gesteuert wird. Dabei wird auch eine Änderung der an die Last abgegebenen Leistung durch Änderung der Frequenz erreicht, insbesondere für den Fall, daß die Last eine induktive Komponente aufweist. Die Steuerung der Frequenz erfolgt dort durch eine Änderung des Magnetflusses im Rückkopplungstransformator, die über die vierte Wicklung und die Steuerschaltung hervorgerufen wird. Dort sind jedoch eine Berücksichtigung des Spitzenwertes oder des Tastverhältnisses der durch die Transistoren fließenden Ströme nicht vorgesehen.

Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird also die der Last zugeführte Leistung mit Hilfe der Frequenz der Schaltspannung, d. h. der Arbeitsfrequenz des gesamten Wechselrichters kontrolliert. In der Steuerschaltung werden dazu einerseits der Spitzenwert und andererseits das Tastverhältnis der durch die beiden Transistoren fließende Ströme ausgewertet. Solange das Tastverhältnis unterhalb eines bestimmten Wertes, z. B. 0,5 ist, spricht die Schaltung nicht an, da dann keine Gefahr besteht. Wenn das Tastverhältnis einen höheren Wert annimmt, werden jeweils das Tastverhältnis und der Maximalwert des Stromes durch die beiden Gleichspannungen miteinander verglichen, also zueinander in Beziehung gebracht. In Abhängigkeit von diesem Vergleich wird dann die Frequenz der Schaltspannung und damit des gesamten Wechselrichters in dem Sinne geändert, daß einem zu hohen Tastverhältnis oder einem zu hohen Spitzenwert der Ströme durch die Transistoren entgegengewirkt wird. Der Vergleich von Tastverhältnis und Spitzenwert des Stromes ist deshalb vorteilhaft, weil der Spitzenwert der Ströme durch die Transistoren bei steigendem Tastverhältnis in erwünschter Weise ebenfalls steigen kann. Es wird also erreicht, daß durch die Änderung der Arbeitsfrequenz des Tastverhältnis und der Spitzenwert der Ströme durch die Transistoren immer unterhalb der maximal zulässigen Werte bleiben, auch dann, wenn die Impedanz der Last Werte annimmt, die an sich unzulässig sind und eine Gefährdung des Wechselrichters, insbesondere der Halbleiter-Bauteile hervorrufen würde. Das Tastverhältnis der Ströme darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, z. B. 0,9, da sonst die Freilaufdioden nicht mehr leitend würden. Dann würden nämlich unzulässig hohe Verluste auftreten.

Diese sogenannten Freilaufdioden haben bekanntlich den Zweck, den Strom in den Zeiten zu übernehmen, in denen keiner der beiden Transistoren leitet. Bei der erfindungsgemäßen Schutzschaltung wird also die das Tastverhältnis darstellende Gleichspannung als Kriterium für die Belastung des Wechselrichters ausgenutzt und in Abhängigkeit davon im Bedarfsfalle die Belastung mittels Änderung der Arbeitsfrequenz verringert. Das ist dadurch möglich, daß die Last eine induktive Komponente aufweist und somit die Impedanz der Last und damit der Wert des durch die Last fließenden Stromes von der Arbeitsfrequenz abhängig sind. Dies ist möglich, weil mit steigender Belastung das genannte Tastverhältnis der Ströme durch die Transistoren ebenfalls ansteigt.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung erläutert. Darin zeigt

F i g. 1 die Schaltung eines Wechselrichters gemäß dem Hauptpatent zusammen mit der erfindungsgemäßen Steuerschaltung und

Fig.2 Kurven zur Erläuterung des Verlaufes der Spannungen und Ströme in F i g. 1.

F i g. 1 zeigt einen Wechselrichter mit einem Wandler WR gemäß dem Hauptpatent. Der positive Pol + VS der Gleichspannungsquelle ist mit einer ersten Klemme P1 und der negative Pol — VS der Gleichspannungsquelle mit einer zweiten Klemme P 2 verbunden, die außerdem mit der Masse GR1 verbunden ist.

Zwischen den beiden Klemmen Pi und P 2 liegen parallel: zwei in Reihe geschaltete bipolare Leistungs-Schalttransistoren Ti und Tl vom Typ NPN, zwei in Reihe geschaltete Schaltdioden D1 und D 2 mit einer Polung entgegengesetzt zu den Kollektor/Emitter-Strecken der Transistoren Ti, Tl, zwei in Reihe geschaltete Kommutierungs-Kondendsatoren Ci und C 2 sowie zwei in Reihe geschaltete Filter-Kondensatoren C 3 und C 4, die einen kapazitiven Spannungsteiler bilden.

Der Verbindungspunkt A zwischen dem Emitter des ersten Transistors Ti und dem Kollektor des zweiten Transistors 72 ist über die Primärwicklung Sl eines ersten Strom-Transformators TR1 und über die Primärwicklung 57 eines zweiten Strom-Transformators TjR 2 mit den Verbindungspunkten B und C zwischen den Dioden Di, D 2 bzw. den Kommutierungs-Kon-

densatoren Cl, C 2 verbunden.

Die Last SP des Wandlers, die die induktive Komponente L und die Widerstandskomponente R in Reihe enthält, ist zwischen die genannten Punkte B und C und dem Verbindungspunkt £der Filter-Kondensatoren C 3 und C 4 geschaltet. In der Praxis besteht die Last SP aus einer Heizspule L, die einen eigenen Reihenwiderstand aufweist, sowie eine Widerstandskomponente, die durch die magnetische Kopplung übertragen wird. Letztere ist abhängig von der Art, insbesondere Größe, Permeabilität und dem Kopplungsfaktor zwischen dem zu erwärmenden Objekt (dem Boden eines Kochtopfes oder sonstigen Gefäßes) und der Heizspule. Letztere Werte sind im allgemeinen variabel. Deshalb ist der Reihenwiderstand R, der zusammen mit der Induktivität der Spule L den Gütefaktor Q bestimmt, als einstellbarer Widerstand dargestellt. In der Praxis ist auch die Induktivität L variabel und von einer Vielzahl von Faktoren abhängig, so z. B. von der Art und der Größe der Last, der Temperatur und der Kopplung. Zur Vereinfachung wird jedoch ihr Wert als konstant angenommen.

Der erste Strom-Transformator 77? 1 dient dazu, die Basis-Steuerströme für die Schalttransistoren Ti und T2 zu erzeugen, die alternativ, also zeitlich abwechselnd betätigt, d. h. wechselweise im Gegentakt leitend gesteuert und gesperrt werden. Die erste Sekundärwicklung 52 des Transformators TR1 ist zwischen den Emitter und die Basis des Transistors Ti geschaltet und so gepolt, daß dann, wenn der Transistorstrom von seinem Emitter in die Last hineinfließt, der in der Sekundärwicklung 52 induzierte Strom über eine Gleichspannungsquelle £1 in die Basis hineinfließt. Die Gleichspannungsquelle Ei dient dazu, den Abbau der Ladungsträger aus der Basis/Emitter-Strecke zu beschleunigen und dadurch die sogenannte Ausräumzeit zu verringern, die das Abschalten des Transistors verzögert. Auf ähnliche Weise ist die zweite Sekundärwicklung 53 des Transformators TR1 in Reihe mit einer zweiten Spannungsquelle E 2 zwischen den Emitter und die Basis des zweiten Transistors T2 geschaltet und so gepolt, daß dann, wenn der Strom von der Last SP in den Kollektor des Transistors Γ2 hineinfließt, der induzierte Strom in die Basis des Transistors Γ2 hineinfließt. Diese Wirkungsweise ist bereits näher beschrieben in der DE-OS 29 29 312 sowie in dem Hauptpatent. Die unterschiedliche Polung der Wicklungen 52,53 ist durch die Punkte an den Enden dieser Wicklungen angedeutet. Diese zeigen, daß die Sekundärwicklungen 52 und 53 des Transformators TR1 zueinander entgegengesetzt gepolt sind. Dadurch wird erreicht, daß die Transistoren Ti und T2 abwechselnd angesteuert werden, d. h., daß jeweils der eine Transistor leitend ist während der andere gesperrt ist.

Wie bereits in dem Hauptpatent beschrieben, erfolgt die Abschaltung des jeweils leitenden Schalttransistors Ti und T2 mit einem einzigen aktiven Halbleiter-Schaltelement, wie z. B. einem Mosfet-Feldeffekt-Leitungstransistor T3 und zwei gegensinnig gewickelten Sekundärwicklungen des Transformators TR 1. Zwei Anschlüsse dieser Sekundärwicklungen sind miteinander und mit der Source-Elektrode 5 des Transistors T3 verbunden. Der Verbindungspunkt Y zwischen diesen Sekundärwicklungen 54,55 und der Source-Elektrode 5 des Transistors T3 kann, sofern diese Wicklungen von dem eigentlichen Wandler WR galvanisch getrennt sind, mit einer anderen Bezugsspannung verbunden sein. In F i g. 1 ist dieses die sogenannte zweite Masse GR 2 der Steuerschaltung SK. Die beiden dargestellten Massepunkte GR 1 und Gi? 2 sind also streng galvanisch voneinander getrennt. Dadurch ergibt sich ein besserer Schutz gegen Hochspannungsüberschläge und dergleichen. Die freien Enden der Sekundärwicklungen 54,55 sind jeweils mit der Anode einer Diode D 3 und einer Diode D 4 verbunden. Deren Katoden sind miteinander und mit der Drain-Elektrode D des Transistors T3 verbunden. Der Transistor Γ3 ist ein Leistungs-Schalttransistor und hat somit einen sehr geringen Durchlaßwiderstand im leitenden Zustand und einen sehr hohen Widerstand im gesperrten Zustand. Der Transistor T3 wird durch einen positiven Spannungsimpuls UG an der Gate-Elektrode G eingeschaltet. Dieser Impuls kommt von dem Ausgang SA der erfindungsgemäß ausgebildeten Steuerschaltung SK, die im folgenden näher beschrieben wird. Eine Zenerdiode Zl liegt parallel zu dem durch den Transistor Γ3 gebildeten Stromweg, um die positive Spannung an der Drain-Source-Strecke zu begrenzen.

Die beiden getrennten, von dem Wandler WR galvanisch isolierten, gegensinnig gepolten Sekundärwicklungen 54 und 56 dienen zum Abschalten der Transistoren Ti und T2. Die an der nicht geerdeten Klemme der Wicklung 54 induzierte Spannung ist positiv, wenn der Strom in die Last SP und Basisstrom in den Transistor Ti hineinfließt. Während dieser Zeit ist die Spannung an der Wicklung 55 negativ. Wenn der Transistor Γ3 durch einen positiven Impuls an der Gate/Source-Strekke leitend gesteuert wird, bildet sein Stromweg, also die Drain/Source-Strecke, einen niedrigen Widerstand. Der Strom fließt dann über die Wicklung 54 und die Diode D 3 zur sogenannten zweiten Masse GR 2. Dadurch entsteht praktisch ein Kurzschluß für alle anderen Wicklungen 51, 52, 53 und 55 des Transformators TR 1.

Dadurch wird auch der Basisstrom iB 1 des bis dahin eingeschalteten Transistors Π unterbrochen, und dem Transistor wird eine negative Basis/Emitter-Spannung von der Spannungsquelle E1 zugeführt. Der gegensinnig gerichtete Basisstrom entlädt den Kondensator der Spannungsquelle, während die im Transistor befindlichen Ladungsträger abgebaut werden und der Transistor Ti gesperrt wird. Wenn der Strom aus der Last SP heraus in den Kollektor des Transistors 72 hineinfließt, ist auf ähnliche Weise die an der nicht geerdeten Klemme der Wicklung 55 induzierte Spannung positiv und die Spannung an der Wicklung 54 negativ. Wenn also der Transistor Γ3 leitend gesteuert ist, bildet er einen Kurzschluß für die Wicklung 5 6 über die Diode D 4 und verursacht dadurch die Sperrung des Transistors T2 in der gleichen Weise, wie es oben für den Transistor Ti beschrieben wurde. Die Wicklung 56 kann auch weggelassen und die Anode der Diode D 4 direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen der Wicklung 53 und der Spannungsquelle E 2 verbunden werden. In diesem FaI-Ie wären allerdings die Massenklemmen des Wandlers WR und der Steuerschaltung SK gemeinsam. Die beiden Schaltungen WR und SK wären dann nicht galvanisch voneinander getrennt.
Im folgenden wird die Wirkungsweise des Wandlers WR anhand der F i g. 2A bis 2F beschrieben. Wenn ein Startimpuls von einem nicht dargestellten Generator der Basis des Transistors T2 zugeführt wird, wird dieser Transistor leitend und verbindet den Punkt A mit der Masse GR1. Dann wird eine Spannung VEA an der Last SP wirksam. Diese Spannung ist gleich der Hälfte der angelegten Betriebsspannung VS, die an dem Verbindungspunkt E steht, wenn die Betriebsspannung an den Wandler WR angelegt ist. Die Einschaltung des

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Transistors 7*2 bewirkt einen Strom durch die Induktivität L der Last SP, durch die Primärwicklungen 5 7 und S1 der Transformatoren TR 2 und 77? 1 und die Kollektor/Emitter-Strecke des Transistors T2 zur Masse GR 1. Dieser Strom entlädt den Filterkondensator CA und lädt gleichzeitig den Filterkondensator C3 auf. Es handelt sich dabei um einen Schwingungsvorgang auf einer Resonanzfrequenz etwa in der Form einer Sinus-Halbwelle, deren Frequenz durch die Induktivität L der Last SP und die Summe der Kapazitäten der beiden Filterkondensatoren C3 und CA bestimmt ist. Der Kollektorstrom des Transistors T2 fließt über die Primärwicklung S1 des Transformators TR 1. Dessen Sekundärwicklung S3 erzeugt einen Basis-Steuerstrom /52. Der Basisstrom hat ähnliche Form und ist etwa proportional zu dem Strom durch die Last. Es handelt sich dabei um eine positive Rückkopplung oder Mitkopplung, so daß der Transistor T2 in seinem gesättigten Zustand verbleibt. Es muß vermieden werden, daß die beiden Transistoren TX und T2 gleichzeitig leiten, wenn der sinusförmige Strom durch die Last SP seinen ersten Nulldurchgang hat. Deshalb muß der Transistor Γ2 abgeschaltet werden. Dies erfolgt durch einen direkten oder indirekten Kurzschluß der die Basis steuernden Wicklung S3 und durch Anlegen einer Sperrspannung an die Basis/Emitter-Strecke zur Verringerung der Ausräumzeit, bevor der Nulldurchgang des Stromes durch die Last auftritt.

F i g. 2A zeigt die Spannung UG an der Gate-Elektrode des Transistors Γ3, der das Abschalten der Transistoren Ti oder T2 bewirkt.

Fig.2B zeigt den Kollektorstrom iC2 des Transistors 72.

F i g. 2C zeigt den Strom iD 1 der ersten Freilaufdiode DX.

F i g. 2D zeigt die Spannung UC am Verbindungspunkt C der Last SP mit den Kommutierungs-Kondensatoren Cl, C2 den Freilaufdioden Di, D2 und der Primärwicklung S 7 des Stromtransformators TR 2.

Fig.2E zeigt den Kollektorstrom /Cl des Transistors T1 und

F i g. 2 F den Strom iD 2 durch die Freilauf diode D 2. In den Fig.2B, C, E und F hat der von der Last fließende Strom ein negatives Vorzeichen und der in die Last hineinfließende Strom ein positives Vorzeichen.

Wenn im Zeitpunkt t 1 ein positiv gerichteter Impuls UG gemäß F i g. 2A an die Gate-Elektrode G des Transistors T3 angelegt wird, wird der Basisstrom iB 2 des in diesem Zeitpunkt leitenden Transistors T2 abgeschaltet. Der Kollektorstrom /C 2 des Transistors T2, der in F i g. 2 B dargestellt ist, wird im Zeitpunkt 12 nach einer Zeit fs = 12 — t X abgeschaltet. Diese Zeit ist die sogenannte Ladungszeit, die zum Abbau der in der Kollektor/Emitter-Strecke vorhandenen Ladungsträger für die Sperrung des Transistors notwendig ist. Im Zeitpunkt f 2 hat der von der Last SP fließende Strom einen Augenblickswert Isw und wird von den Kommutierungs-Kondensatoren Cl und C 2 übernommen. Der Kondensator C1, der eine Anfangsspannung VS führt, wird durch eine Resonanzschwingung schnell entladen, und zwar über die Induktivität L, so daß der Kondensator C1 im Zeitpunkt ί 3 eine leicht negative Spannung annimmt. Diese wird benötigt, um die dem Kondensator C1 parallel liegende Freilaufdiode D1 leitend zu steuern. Während der gleichen Zeit von ί 2 nach ί 3 wird der Kommutierungs-Kondensator C2, der ursprünglich entladen ist, durch ein Resonanzverhalten auf eine Spannung aufgeladen, die etwa gleich der Betriebsspannung VS ist. Die Kapazitäten der Kommutierungs-Kondensatoren CX, C2 werden genügend klein bemessen, um die Übergangszeit f3 — f 2 klein zu halten. Andererseits ist der Wert so groß bemessen, daß die Steilheit des Spannungsanstieges dv/df am Transistor Γ2, der gerade gesperrt worden ist, unterhalb eines maximal zusätzlichen Wertes zu halten. Der Spannungsübergang an dem Kommutierungs-Kondensator C2 während der Zeit von t2— i3 ist in Fig.2D dargestellt. Die Diode D1 wurde im Zeitpunkt i3 leitend gesteuert. Sie übernimmt den Strom von der Last mit einer Anfangsamplitude, die etwas geringer ist als der Transistor-Schaltstrom Isw. Beginnend vom Zeitpunkt f 3 ändert sich der Wert des Stromes iD 1 durch die Diode und erreicht im Zeitpunkt f4 den Wert null, wie in Fig.2C dargestellt ist. Die Spannung UG an der Gate-Elektrode des Transistors T3 ist zwischen f3 und f4 null geworden. Der Transistor TX, der parallel zu der nunmehr nicht leitenden Diode D1 liegt, wird im Zeitpunkt f 4 eingeschaltet, wie in F i g. 2E dargestellt. Der Kollektorstrom /C1 des Transistors Ti fließt über die Primärwicklung Sl des Transformators TR 1 in die Last SP hinein. Dabei erzeugt die Sekundärwicklung S 2 durch die positive Rückkopplung den erforderlichen Basis-Steuerstrom für den Transistor Ti.

Die Frequenz des Impulses UG gemäß F i g. 2A für die Steuerung des Transistors T3 ist nur geringfügig höher als das Doppelte der Reihenresonanzfrequenz der Induktivität L der Last SP und der Summe der Kapazitäten der beiden Filter-Kondensatoren C3 und C4. Deshalb durchläuft der Kollektorstrom /C1 des Transistors Ti ein Maximum und fällt dann ab, bevor der nächste Impuls UG im Zeitpunkt i5 an die Gate-Elektrode G des Transistors TS angelegt wird. Nach Ablauf der Ausräumzeit is wird der Transistor Π im Zeitpunkt i6 gesperrt, wenn der Strom durch die Last SP = Isw ist.

Der in die Last SP hineinfließende Strom wird nun wieder von den Kommutierungs-Kondensatoren Cl, C 2 übernommen, wobei der Kondensator Cl durch eine Schwingung aufgrund der Resonanz vom Wert null auf die Betriebsspannung VS umgeladen und der Kondensator C2 ebenfalls durch eine Schwingung aufgrund einer Resonanz von der Betriebsspannung VS auf einen geringfügig negativen Wert entladen wird. Dieser Wert wird im Zeitpunkt i7 erreicht und steuert die Freilaufdiode D 2 leitend. Der Strom iD 2 gemäß Fig.2F hat seine Maximalamplitude zum Zeitpunkt ti und fällt dann langsam ab, bis er im Zeitpunkt f 8 den Wert null erreicht. Der Transistor Γ3 war vor dem Zeitpunkt 18 gesperrt. Der Transistor 7"2, dem die Diode D 2 parallel liegt und der soeben gesperrt wurde, kann jetzt einen Kollektorstrom iC 2 in der entgegengesetzten Richtung führen, also einen Strom, der gemäß F i g. 2B von der Last SP kommt, also in F i g. 1 nach links aus der Last SP herausfließt.

Die Spannung an der Last SP wird also umgepolt. Die Kurvenform des Kollektorstromes /C 2 des Transistors Γ2 in der Zeit von i8— ί 10 ist die gleiche wie die des Stromes /C1 im Transistor T1 gemäß F i g. 2E während der Zeit i4—16. Das Abschalten des Transistors T2 erfolgt wieder durch den nächsten Steuerimpuls UG gemäß F i g. 2A im Zeitpunkt ί 9. Die Abschaltung selbst erfolgt im Zeitpunkt 110 nach Ablauf der sogenannten Ausräumzeit is= ilO— f9. Der beschriebene Vorgang wiederholt sich dann in der oben beschriebenen Weise.
Der Impuls UG steht am Ausgang SA der Steuer-

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schaltung SK, der mit dem Gate des Transistors T3 verbunden ist. Diese Steuerschaltung SK wird im folgenden näher beschrieben. Die in der Steuerschaltung SK auftretenden Spannungen sind in den Fig.2G—2J dargestellt.

Die Sekundärwicklung 58 des Stromtransformators 77? 2 liefert Ausgangsspannungen mit beiden Polaritäten, die den nacheinander durch die Transistoren Tl, T2 fließenden Strömen proportional sind. Um daraus Spannungen mit nur einer, nämlich positiver Polarität zu erzeugen, sind die Klemmen der Sekundärwicklung 8 an die Eingangsklemmen eines Brückengleichrichters BR angeschlossen. Die Sekundärwicklung SS ist von dem Wandler WR galvanisch getrennt. Daher kann die negative Ausgangsklemme des Brückengleichrichters BR mit der sogenannten zweiten Masse GR 2 verbunden werden, während die positive Ausgangsklemme F mit dem Eingangs SE der Steuerschaltung SK verbunden ist. Den Ausgangsklemmen des Brückengleichrichters BR ist dabei ein Widerstand R1 parallel geschaltet. Die Ausgangsklemme F des Brückengleichrichters BR liefert eine Spannung UF gemäß F i g. 2G, deren Form den Kollektorströmen /Cl und iC2 in den Transistoren Tl, T2 entspricht.

Die Spannung UF, die proportional den Strömen durch die Transistoren Tl, T2 ist, wird einerseits dem Eingang eines die Amplitude begrenzenden und invertierenden Verstärkers LM zugeführt, dessen Wirkungsweise ähnlich der eines Null-Durchgangs-Detektors ist und der einen Operationsverstärker K1 für einem analogen Spannungsvergleich hoher Verstärkung aufweist. Andererseits wird die Spannung UF einem Spitzengleichrichter SD zugeführt, der eine Gleichrichterdiode D 5 und einen Ladungs- oder Filterkondensator C 6 parallel zu einem Spannungsteiler ST enthält. Der Spannungsteiler besteht aus den in Reihe geschalteten Widerständen R 16 und i? 17.

Der nicht invertierende Eingang des als Spannungsvergleicher arbeitenden Verstärkers Ki ist mit dem Verbindungspunkt eines weiteren Spannungsteilers mit den Widerständen R 4, R 5 verbunden und bekommt davon eine geringe Referenz-Gleichspannung. Der invertierende Eingang des Verstärkers ^l ist mit dem Verbindungspunkt von zwei Widerständen R2,R3 verbunden, deren beide Enden mit der Eingangsklemme SE und der zweiten Masse GR 2 verbunden sind.

Der Ausgang H des Verstärkers K1 ist über einen Hochzieh-Widerstand R 7 (pull-up-Widerstand) mit der positiven Betriebsspannungsklemme P 3 verbunden und liefert eine rechteckförmige Spannung UH gemäß F i g. 2H. Die Spannung UH enthält positive Impulse jeweils während der Sperrzeiten der Transistoren Tl, T2, die voneinander durch Spannungsabschnitte mit dem Nullwert getrennt sind. Jenes sind die Zeiten, in denen einer der Transistoren Tl, T2 leitend ist. Der Ausgang H des Verstärkers K1 ist mit einem Tiefpaß TP verbunden, der zwischen dem Ausgang H und der positiven Betriebsspannungsklemme P 3 liegt. Der Ausgang M des Tiefpasses TP, nämlich der Verbindungspunkt des Widerstandes R 8 und des Kondensators C 5, liefert somit eine Gleichspannung, deren Amplitude umgekehrt proportional ist zu den Einschaltzeiten (t 4— i6 oder f 8— 110 der Transistoren Tl, T2 und demzufolge auch umgekehrt proportional dem Tastverhältnis der Transistorströme, das zwischen 0,5 und 0,8 oder 0,9 sich ändern kann. Als Tastverhältnis wird hier definiert jeweils die Stromflußdauer eines Transistors, also 14— 16, 18— 110, 112— 114, zur Dauer der positiven Halbwelle der Spannung UCgemäß F i g. 2D, also die Zeit 12— 16. Für ein Tastverhältnis von 0,5 ist somit die genannte Gleichspannung UM etwa gleich der Hälfte der Betriebsspannung + ^Vcc/2, nämlich etwa + 6 V. Bei einem Anstieg des Tastverhältnisses nimmt die Spannung UM ab, da dann die Dauer der Impulse UH gemäß F i g. 2H abnimmt.

Die Ausgangsspannung UM des Tiefpasses TP wird der Basis eines Transistors T4 vom PNP-Typ zugeführt, der als gesteuerte Stromquelle SQ mit einem Schwellwert arbeitet. Dieser Schwellwert wird gebildet durch einen Spannungsteiler R12, R11, der zwischen der positiven Betriebsspannungsklemme P 3 und der negativen Betriebsspannungsklemme P 4 liegt und dessen Verbindungspunkt über einen Emitter-Widerstand R 10 mit dem Emitter des Transistors T4 verbunden ist. Die Basis des Transistors T4 ist außerdem über einen Basis-Widerstand R9 mit der positiven Betriebsspannungsklemme P 3 verbunden. Der Kollektor des Transistors T4 ist über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R13 und R 14 mit der negativen Betriebsspannungsklemme P 4 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R13 und R14 ist einerseits über einen weiteren Widerstand R 15 mit der positiven Betriebsspannungsklemme P 3 und andererseits mit dem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers K 2 verbunden, der ebenfalls als Vergleichsstufe mit hoher Stromverstärkung arbeitet. Der Verbindungspunkt N der Widerstände R 16 und R 17, der den Ausgang des Spitzengleichrichters SD bildet, ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers K 2 verbunden.

Der Schwellwert, der durch den Spannungsteiler R11, R 12 an der Stromquelle SQ mit dem PNP-Transistor T4 gebildet wird, hält den Transistor T4 gesperrt, solange das Tastverhältnis der Ströme durch die Transistoren Tl, T2 nicht über 0,6 ansteigt. Das minimale Tastverhältnis beträgt etwa 0,5, und zwar in dem Fall, daß praktisch keine Leistung übertragen wird. Wenn der Transistor T4 gesperrt ist, ist die dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers K 2 zugeführte Spannung durch den Spannungsteiler R 15, R 14 bestimmt. Diese Spannung bestimmt den Spitzenwert der Ströme, die die Transistoren Tl, T2 führen dürfen, solange das genannte Tastverhältnis klein ist, also z. B. den Wert 0,6 nicht übersteigt. Wenn das Tastverhältnis, d. h. die leitende Zeit der Transistoren Tl, T2, über einen festgelegten Schwellwert ansteigt, wird die Basisspannung des Transistors T4 soweit verringert, daß dieser Transistor einen Kollektorstrom durch die Widerstände R 13 und R14 erzeugt. Der zusätzliche Spannungsabfall über dem Widerstand R14, der durch diesen Kollektorstrom auftritt, verursacht einen Anstieg der dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers K 2 zugeführten Spannung, so daß der zulässige Maximalwert der Ströme durch die Schalttransistoren Tl, T2 ebenfalls ansteigen kann. Dieser Zusammenhang hat folgenden Zweck:

Für ein Tastverhältnis von 0,5 ist der Schaltstrom Isw gleich dem Maximalwert des durch die Last SP fließenden Stroms. Wenn jedoch die leitende Zeit der Transistoren und damit das Tastverhältnis ansteigen, wird der Schaltstrom Isw, bei dem die Transistoren Tl, 7 2 abgeschaltet werden, kleiner. Bei ansteigendem Tastverhältnis wird also der vom Transistor T4 gelieferte Kollektorstrom größer und damit auch die dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers K 2 zugeführte Spannung.

Der Spitzenwert der Ströme, den die Transistoren

13 14

Tl. T 2 erreichen dürfen, wird somit in Abhängigkeit laden. Auf diese Weise entsteht eine annähernd linear von dem Anstieg des Tastvcrhaltnisses der Strome ansteigende Spannung aiu Ausgang IV wählend vier oberhalb eines Schwellwertes erhöht. Bei einem höhe- Zeiträume von f4— f6, i8—f 10 und £ 12— f 14. Wenn ren Tastverhältnis wird also bewußt ein höherer Spit- zu Zeitpunkten ti, f 6, £10 und 114 die Ausgangsspanzenwert der Ströme durch die Schalttransistoren Tl, 5 nung UH des Verstärkers Kl den höheren Wert an-T2 zugelassen. nimmt, wird die Diode D 7 gesperrt. Der Transistor T5 Wenn die Spannung, die vom Ausgang iVdes Spitzen- wird leitend und entlädt den Kondensator C8 auf eine gleichrichters 5D dem invertierenden Eingang des zwei- Spannung in der Nähe der Zenerspannung VZ 2 der ten Verstärkers K 2 zugeführt wird, die dem nicht-inver- Diode Zl. Der Transistor T5 bleibt leitend, solange die tierenden Eingang zugeführte Spannung erreicht, die io Spannung [///bei ihrem hohen Spannungswert, nämlich sich entsprechend dem Tastverhältnis ändert, geht der der Betriebsspannung Vcc, bleibt. Wenn zu den Zeit-Ausgang P des Verstärkers K 2 von einem hohen Wert punkten i4, i8, 112 und ί 16 der Einsatz des Stromes (+ Vcc) auf den Nullwert zurück. Der Ausgang P ist durch einen der Transistoren Tl, T2 den Ausgang H einerseits über einen Kondensator C 7, der den Über- des Verstärkers K1 wieder auf den niedrigen Wert, etgang der Spannung von einem niedrigen auf den hohen 15 wa den Nullwert, steuert, wird der Transistor T5 ge-Wert verzögert, mit der Masse GR 2 und andererseits sperrt, der Kondensator C 8 erneut geladen, so daß eine über eine Diode D 6 und einen Widerstand R18 mit erneute Sägezahnspannung UW entsteht. Diese wird dem invertierenden Eingang Q eines Operationsverstär- dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers .O kers K 3 mit Spannungsvergleich und hoher Verstär- zugeführt.

kung verbunden, dessen Funktion später erläutert wird. 20 Solange der Ausgang P des den Spitzenwert des Stro-Der invertierende Eingang Q ist außerdem über einen mes begrenzenden Verstärkers K 2 nicht auf den niedri-Widerstand R 22 mit dem Schleifer eines Potentiome- gen Spannungswert (low) geht, bedeutet dies, daß der ters R 20 verbunden, das in Reihe mit zwei Widerstän- Schaltstrom in dem Wandler WR, der auch durch die den R 19 und R 21 an seinen beiden Enden zwischen der Wicklung S 7 fließt, den maximal zugelassenen Wert positiven und negativen Betriebsspannungsklemme P 3 25 nicht überschreitet. Der invertierende Eingang Q des und PA liegt. Das Potentiometer R 20 liefert im Normal- Verstärkers K 3 empfängt dann nur die zur Einstellung betrieb eine Spannung zur manuellen Einstellung der der Frequenz dienende Spannung vom Potentiometer Frequenz der Impulse UG und daher der Frequenz der R 20. Daher bleibt der Ausgang Xdes Verstärkers 3 auf Spannung an der Last SP. Mit dem Potentiometer kann dem niedrigen Spannungswert (low), solange die Sägesomit die der Last zugeführte Leistung eingestellt wer- 30 zahnspannung t/Wdie zur Steuerung der Frequenz dieden, die später noch erläutert wird. nende Spannung UQ nicht erreicht. Wenn dieser Zu-Der Ausgang //des Verstärkers K1 ist außerdem mit stand auftritt, wie zu den Zeitpunkten 11,15, f 9 und 113 der Kathode einer Diode D 7 verbunden, deren Anode in F i g. 2J, geht der Ausgang X auf high und bildet die über einen Widerstand R 24 mit der positiven Betriebs- ansteigende Flanke eines Spannungsimpulses, der der Spannungsklemme P 3 und über einen Widerstand R 23 35 Basis des Transistors T6 zugeführt wird. Der Transistor mit der Basis eines Transistors T 5 von PNP-Typ ver- T6 ist ein bipolarer Transistor vom NPN-Typ in Kollekbunden ist. torschaltung. Sein Kollektor ist direkt mit der positiven Der Kollektor des Transistors Γ5 ist über einen Wi- Betriebsspannungsklemme P3 verbunden. Der Verbinderstand R 26 mit der positiven Betriebsspannungs- dungspunkt seiner Basis mit dem Ausgang X des dritten klemme P3 und über einen Kondensator C8 mit der 40 Verstärkers K3 ist über einen sogenannten pull-up- und negativen Betriebsspannungsklemme P 4, d. h. Masse Basiswiderstand R 28 mit der Klemme P3 verbunden. GR 2 verbunden. Der Emitter des Transistors T5 ist mit Der Emitter des Transistors T6, der eine Pufferstufe in dem Verbindungspunkt einer Zenerdiode Z 2 mit einem Form eines Emitterfolgers bildet, ist über die Ausgangs-Widerstand R 27 verbunden, der an die positive Be- klemme SA der Steuerschaltung SK mit dem Gate G triebsspannungsklemme P 3 angeschlossen ist. Die An- 45 des Transistors T3 verbunden. Der Ausgang X bleibt ode der Diode Z 2 ist mit der negativen Betriebsspan- high, solange die Sägezahnspannung UW höher ist als nungsklemme P 4 verbunden. Die Diode Z 2 ist jeweils die zur Einstellung der Frequenz dienende Spannung nur dann leitend, wenn der Transistor T5 gesperrt ist am Eingang Q des Verstärkers K 3. Das bedeutet, daß und legt den Emitter des Transistors auf die Zenerspan- der Impuls am Ausgang des dritten Verstärkers K 3 eine nung VZ 2 von etwa 2,7 V. Der Transistor T5 mit dem 50 abfallende Flanke hat, die in dem Zeitpunkt beginnt, in Kollektor-Widerstand R 26 und dem Kondensator CS dem der Transistor T5 eingeschaltet wird. Wenn man bildet einen Zeit/Spannungs-Wandler oder Sägezahn- die Wirkungen der Streukapazitäten und Streuinduktigenerator SG, der durch die Ausgangsspannung UH des vitäten, die Hysteresis des Stromtransformators TR 2 Verstärkers K1 gemäß F i g. 2H gesteuert wird. sowie die Ausräumzeiten aller bipolaren Transistoren F i g. 2J zeigt die Spannung UW am Ausgang W des 55 des ersten Verstärkers K1 vernachlässigt, die gleichzei-Sägezahngenerators SG. Dieser Ausgang ist der KoI- tig in der Sättigung betrieben wurden, erfolgt das Einlektor des Transistors T5 und mit dem nicht-invertie- schalten des Transistors T5 etwa gleichzeitig mit dem renden Eingang des als Vergleicher dienenden Verstär- Ausschalten jeweils eines der Transistoren Tl, T2. Das kers K 3 vebunden. Wenn die Spannung UH von bedeutet, daß der Impuls UG gemäß F i g. 2A, dessen Fig. 2H ihren niedrigen Wert, also den Nullwert hat, 60 Form etwa gleich ist dem Ausgangsimpuls UX des Veraiso während der leitenden Zeiten der Transistoren Tl stärkers K 3, zu kurz wäre, um die Basen der Transisto- oder T2, ist die Diode D 7 zwischen dem Ausgang //des ren Tl, T2 während der resonanzartigen Spannungs-Verstärkers K1 und dem Verbindungspunkt der Wider- Übergänge (t 3 — i2 oder t7 — f 6 an den Kommutiestände R 24, R 25 leitend und hält somit die Basisspan- rungskondensatoren Ci, C2 in Sperrichtung vorzunung des Transistors T5 unterhalb der Emitter-Span- 65 spannen (unter Mitwirkung der Spannungsquellen Ei, nung. Dadurch ist der Transistor T5 gesperrt, solange E2). Dieses ist notwendig, um ein falsches Abschalten einer der beiden Transistoren Tl₁ T2 leitend ist. Der eines der Transistoren Tl, T2 zu vermeiden, bevor die Kondensator C 8 wird über den Widerstand/? 26 aufge- Freilaufdioden Dl, D 2, die dem vorher gesperrten

15 16

Transistor zugeordnet ist, in Durchlaßrichtung vorge- ansteigende Flanke des Gate-Impulses UG, der die spannt wird, um den in der induktiven Komponente L Sperrung der Transistoren Ti oder Tl einleitet. Wenn der Last SP gespeicherten Strom zu übernehmen. Inder die Sägezahnspannung UW den Wert UQ noch nicht Praxis sind die Gesamtwirkungen der Hysteresis-Eigen- erreicht hat, was nur der Fall ist, wenn die Frequenzschaften, der Streuinduktivitäten und der Streukapazi- 5 Steuerspannung nicht sehr hoch ist, wird die ansteigentäten des zweiten Stromtransformators sowie die Aus- de Flanke des Tastimpulses erzeugt, sobald diese Bedinräumzeiten aller Transistoren, die in den als analoge gung erfüllt ist. Das bewirkt eine Verkürzung der leiten-Spannungsvergleicher wirkenden integrierten Schal- den Zeit des Schalttransistors Ti oder Tl sowie derjetungen Ki und K 3 gleichzeitig eingeschaltet werden, nigen der Freilaufdioden. Letztere kann niemals länger mehr als ausreichend, die Dauer der Gate-Steuerimpul- 10 werden als die der Transistoren. Demzufolge kommt es se UG über die Zeitpunkte ί 3, ί 7, til und ί 15 gemäß zu einer Erhöhung der Frequenz der Impulse UG ge-F i g. 2C und 2F hinaus zu verlängern, bei denen die maß F i g. 2A. Die Verkürzung der leitenden Zeit des Freilaufdioden D1 oder D 2 eingeschaltet werden. Dies Transistors bewirkt eine Verringerung des Spitzenwerist z. B. möglich durch Verwendung von National Semi- tes des Stromes durch die Last SP und demzufolge der conductor's LM 339 »Quad comparator« ICs. Die Kapa- 15 Amplitude des Schaltstromes Isw. Wenn somit für eine zitäten der Kommutierungs-Kondensatoren Cl, Cl bestimmte Schaltfrequenz die Impedanz der Last zu werden genügend niedrig bemessen, derart, daß die klein wird, wird durch eine Erhöhung dieser Frequenz Spannungsübergänge bei etwa 1—2 us liegen. Wenn je- die induktive Reaktanz wL der Last SP erhöht. Das doch die genannten Verzögerungs-Eigenschaften (die bedeutet wiederum eine Verringerung der Amplitude auf einem OsziUoskop betrachtet werden können) nicht 20 des durch die Last fließenden Stromes. Der Strom durch ausreichen, können kleine, geerdete Parallel-Kapazitä- die Last SPwird also durch Steuerung der Frequenz der ten innerhalb des Signalweges zwischen dem Ausgang F Impulse UG und damit der Arbeitsfrequenz des Wanddes Brückengleichrichters BR und dem Eingang des Sä- lers WR kontrolliert.

gezahngenerators SG oder am Ausgang des Verstär- Wenn der Wandler für ein induktives Heizen verwen-

kers K 3 eingefügt werden. 25 det wird und die Last eine flache spiralförmige Spule

In Fig.2K ist die Wirkung einer Verringerung des enthält, kann eine Fehlanpassung der Last aus der Ab-

Tastverhältnisses durch eine nicht richtig angepaßte Wesenheit eines Kochtopfes über dieser Spule resultie-

Last, d. h. durch Erhöhung des Gütefaktors Q der induk- ren, auch aus einem Durchmesser des Bodens des Top-

tiven Last, auf den Spitzenstrom dargestellt, und zwar fes, der wesentlich kleiner ist als der der Spule, aus einer

zur Erläuterung der Wirkungsweise der den Spitzen- 30 falschen Zentrierung des Topfes relativ zu der Spule

strom begrenzenden Stufe SM. oder aus der Verwendung eines Kochtopfes, dessen Bo-

Wenn der Gütefaktor Q = wL/R ansteigt, d. h. wenn den keine Platte aus ferromagnetischem Material ent-

die Last SP mehr induktiv wird, wird die Phasenabwei- hält, sondern z. B. aus reinem Aluminium, Kupfer oder

chung i4 — i3, f9 — i8, f 12 — f 11 und 116 — ί 15 in Manganhartstahl besteht, die für ein induktives Heizen

F i g. 2) zwischen dem Umschalten der Spannung an der 35 ungeeignet sind.

Last und dem Einschalten der Ströme durch die Transi- F i g. 1 zeigt, daß durch die Transformatoren TR 1 und stören Ti, Tl größer, und ihr Tastverhältnis nimmt bei TR1 der eigentliche Wandler VW? und die Steuerschaleiner gegebenen Frequenz der Steuerimpulse UG ab. tung SK galvanisch streng voneinander getrennt sind. Dies ist in F i g. 2K dargestellt, die den Strom iL durch also zu beiden Seiten der durch die Transformatoren die Last SP darstellt. Wenn der Absolutwert der Impe- 40 gebildeten Trennlinie sich zwei getrennte Masseandanz der Last Z = R + wL gleich bleibt, bleibt der Be- Schlüsse GR 1 und GR1 befinden. Die Masseanschlüsse trag des Spitzenstromes zunächst gleich. Er wird jedoch können daher auf verschiedenen, voneinander unabhänin der Phase verschoben, so daß der Schaltstrom Isw, gigen Potentialen liegen, z. B. einer direkt an der Erde den der Transistor abschalten muß, größer wird, ebenso des Netzes und einer auf einer anderen Gleichspannung, der Spitzenstrom durch die Freilaufdiode. In diesem Fall 45 Diese Lösung hat den Vorteil, daß eine galvanische beginnt der den Strom begrenzende Verstärker Kl, Trennung vom Netz erzielt werden kann.

den Ausgang Xdes dritten Verstärkers K 3 in dem Au-

genblick, in dem die vom Ausgang N des Spitzengleich- Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

richters SD gelieferte Spannung gleich oder größer —

wird als die dem nicht-invertierenden Eingang des Ver- 50
stärkers Kl zugeführte Spannung, positiv zu steuern.
Wenn diese beiden Spannungen gleich werden, geht der
Ausgang Pdes zweiten Verstärkers Kl auf low (Nullwert). Die Diode D 6 wird leitend und verursacht einen
Strom über die beiden Widerstände R11 und R18. In 55
diesem Fall springt die Spannung UQ an dem invertierenden Eingang des Verstärkers K 3 auf einen geringeren Wert, als er an sich von dem zur Einstellung der
Frequenz dienenden Potentiometer R 20 allein erhalten
würde. Wenn dieses auftritt, hat die das Tastverhältnis 60
darstellende, an den nicht-invertierenden Eingang des
Verstärkers K1 angelegte Spannung ihren niedrigsten
Wert, der nur durch den Spannungsteiler R 15, R 14
vorgegeben ist. In diesem Fall ist nämlich die Stromquelle mit dem Transistor T 4 abgeschaltet. 65

Wenn die Sägezahnspannung UW bereits höher ist
als die so erzeugte niedrige Regelspannung UQ, wird
der Ausgang X sofort high und erzeugt dadurch die

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Claims (18)

Patentansprüche:

1. Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers (SP) mit einer induktiven Komponente (L), bei dem zwischen den Gleichspannungsklemmen (Pi, P2) die Reihenschaltung von zwei Transistoren (Ti, T2) liegt, die von einer ersten und zweiten Wicklung (S 2, 53) eines Transformators (TR 1) im Gegentakt abwechselnd leitend gesteuert werden, wobei parallel zu den Transistoren (Ti, T 2) zwei Freilauf dioden (Di, D 2) liegen, deren die Ausgangsspannung liefernder Verbindungspunkt (B) über eine dritte Wicklung (S 1) des Transformators (TR i) mit dem Verbindungspunkt (A) der Transistoren (Ti, T2) verbunden ist, und wobei parallel zu einer vierten Wicklung fS 4,55) des Transformators (TR 1) ein elektronischer Schalter (T3) Hegt, der von der Ausgangsspannung über eine als Impulsformer wirkende Steuerschaltung (SK) mit einem Schaltimpuls (UG) periodisch leitend gesteuert ist, nach Patent 34 00 671, dadurch gekennzeichnet, daß in der Steuerschaltung (SK) eine erste und eine zweite Gleichspannung (Punke N, M), die den Spitzenwert bzw. den Wert des Tastverhältnisses der durch die Transistoren (Ti, T2) fließenden Ströme (id, iC2) darstellen, an die Eingänge einer Vergleichsstufe (K 2) angelegt sind, deren Ausgangsspannung (P) zur Steuerung der Frequenz des Schaltimpulses (UG) dient.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Gleichspannungen von der Sekundärwicklung (SfS) eines Stromtransformators (T2) abgeleitet sind, dessen Primärwicklung fS7) im gemeinsamen Stromweg der Transistoren (Tl, T2) Hegt.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (S 8) an die Eingänge eines Brückengleichrichters (BR) angeschlossen ist, dessen Ausgangsspannung (UF) gleichbleibender Polarität (+) zur Erzeugung der beiden Gleichspannungen dient.

4. Wechselrichter nach einem oder mehreren der Ansprüche 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß eine den Transistorströmen (id, iC2) proportionale Spannung (UF) einem Spitzengleichrichter (SD) zugeführt ist, dessen Ausgangsspannung (Punkt N) als erste Gleichspannung dient.

5. Wechselrichter nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 —4, dadurch gekennzeichnet, daß eine den Transistorströmen (id, iC2) proportionale Spannung (UF) über einen eine Rechteckspannung (UH) erzeugenden Amplitudenbegrenzer (K 1) an einen Tiefpaß (TP) angelegt ist, dessen Ausgang (Punkt M^aIs zweite Gleichspannung dient.

6. Wechselrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Tiefpaß (TP) eine Schwellwertschaltung (T4) nachgeschaltet ist, die nur oberhalb eines bestimmten Tastverhältnisses der durch die Transistoren (Ti, T2) fließenden Ströme (7Cl, iC 2) anspricht.

7. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung der ersten Vergleichsstufe (K 2) und eine während der Stromflußdauer (f4—f6, f8— f 10, f 12— 114) der Transistoren (Tl, T2) sich etwa linear ändernde Spannung (UW) an die Eingänge einer zweiten Vergleichsstufe (K 3) angelegt sind, deren Ausgangsspannung (Punkt X) als Schaltimpuls (UG) für den elektronischen Schalter (T3) dient.

8. Wechselrichter nach Anspruch 5 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (H) des Amplitudenbegrenzers (K i) an den Auslöseeingang eines Sägezahngenerators (SG) angeschlossen ist.

9. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß an den mit der ersten Vergleichsstufe (K 3) zusätzlich eine einstellbare Gleichspan- nung (R20) angelegt ist, durch die die Arbeitsfrequenz des Wechselrichters einstellbar ist.

10. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (P) der ersten Vergleichsstufe (K 2) und dem Eingang (Q) der zweiten Vergleichsstufe (K 3) eine Diode (D 6) liegt.

11. Wechselrichter nach einem oder mehreren der Ansprüche 5, 7—10, dadurch gekennzeichnet, daß als Vergleichsstufe und/oder als Amplitudenbegrenzer ein Operationsverstärker (Ki, K 2, K 3) hoher Verstärkung dient.

12. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter durch einen Feldeffekttransistor (T3) gebildet ist.

13. Wechselrichter nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Wicklung (S 4, SS) eine von den übrigen Wicklungen (Si, 52, 53) galvanisch getrennte Wicklung ist.

14. Wechselrichter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Wicklung aus der Reihenschaltung von zwei Teilwicklungen (S 4, SS) besteht, daß der Mittelpunkt (Y) der Reihenschaltung an die erste Elektrode (S) und die Enden der Reihenschaltung über zwei gleichsinnig gepolte Dioden (D 3, D 4) an die zweite Elektrode (D) der Source/ Drain-Strecke des Feldeffekttransistors (T3) angeschlossen ist.

15. Wechselrichter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Verbindungspunkt der Dioden (D 3, D 4) und der Elektrode (S) des Transistors (T3) eine Zenerdiode (Z 1) liegt.

16. Wechselrichter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Teilwicklungen (S 4, S S) gegensinnig gepolt sind.

17. Wechselrichter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt (Y) der Teilwicklungen (S 4, SS) mit einer Ausgangsklemme des Brückengleichrichters (BR) und mit dem Masseanschluß der Steuerschaltung (SK) verbunden ist.

18. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (SK) von der eigentlichen Wandlerschaltung (WR) mit den Transistoren (Tl, Γ2) galvanisch getrennt ist (TR 1, TR2) und beide Schaltungen je einen getrennten Masseanschluß (GR 2, G1) haben.