DE3327249C2

DE3327249C2 - Vorspannungsquelle

Info

Publication number: DE3327249C2
Application number: DE3327249A
Authority: DE
Inventors: Hisakazu Yokohama Kanagawa Hitomi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-07-29
Filing date: 1983-07-28
Publication date: 1986-01-16
Also published as: JPH0324815B2; GB8319774D0; GB2124444B; JPS5922433A; DE3327249A1; GB2124444A; KR840005624A; US4492914A

Abstract

Eine temperaturkompensierende Vorspannungsschaltung (10) zum Vorspannen einer beispielsweise als Multivibrator (30) ausgebildeten Transistorschaltung enthält eine Serienschaltung aus einem ersten Widerstand (26) und einer Parallelschaltung, die eine erste Schaltung (S ↓1) mit einem zweiten Widerstand (12) und n Dioden (14) sowie eine zweite Schaltung (S ↓2) mit einem dritten Widerstand (16) und m Dioden (16) enthält. Die Serienschaltung liegt zwischen einer Spannungsversorgungsleitung (L ↓1) und einer Masseleitung (L ↓2). Die zum Treiben des Multivibrators (30) an einem Vorspannungsausgangsanschluß (24) erzeugte Spannung hat die Wirkung, daß die Temperaturdrift des Multivibrators (30) aufgehoben wird, und sie ist mit einer Temperaturdrift behaftet, die durch einen Temperaturkoeffizienten repräsentiert wird, der sich entsprechend der Anzahl von Dioden (14, 18) in der ersten bzw. der zweiten Schaltung (S ↓1 bzw. S ↓2) ändert.

Description

35

Die Erfindung betrifft eine Vorspannungsquelle gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, deren bevorzugte Verwendung darin Hegt, die Temperaturdrift in einer von ihr vorgespannten Transistorschaltung, beispielsweise in einem cmittergekoppeltcn astabilen Multivibrator, zu kompensieren.

Für gewöhnlich sind die Arbeitskennlinien von Transistorschaltungen bei sich ändernden Umgebungstemperaturen Schwankungen unterworfen. So z.B. beobachtet man beider Schwingungsfrequenz eines emittergekoppelten astabilen Multivibrators die sogenannte »Temperaturdrift«, d. h. die Schwingungsfrequenz ändert sich in unerwünschter Weise, wenn sich die Umgebungstemperatur ändert. Um durch die oben erwähnte Temperaturdrift hervorgerufene Abweichungen der regulären Arbeitskennlinien der Transistorschaltung zu kompensieren, wurde vorgeschlagen, eine Vorspannungsschallung zu schaffen, die eine beispielsweise die Schwingungsfrequenz eines Multivibrators bestimmende Vorspannui.g derart liefert, daß die Vorspannung selbst einer Temperaturdrift unterliegt. Bei einer derartigen Vorspannungsschaltung kann sich die von ihr erzeugte und der Transistorschaltung zugeführte Vorspannung mit der Umgebungstemperatur ändern, um die Temperaturdrift des Multivibrators aufzuheben.

Bisher war es jedoch schwierig, eine Vorspannungsschaltung des beschriebenen Typs zu schaffen, die eine Vorspannung liefert, deren Temperaturkoeffizienten man beliebig einstellen kann. Daher konnten die bekannten Vorspannungsschaltungcn keine wirksame Temperaturkompensation für verschiedene Temperaturdrift besitzende Transistorschaltungen schaffen, und es war bisher unmöglich, das Problem der Temperaturdrift in solchen Transistorschaltungen zu lösen.

Aus der DE-PS 23 14 423 ist eine Referenzspannungsquelle mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 bekannt. Die bekannte Referenzspannungsquelle besitzt parallel zu dem den ersten Widerstand und die erste Reihenschaltung enthaltenden Stromzweif einen zweiten Stromzweig, der wenigstens eine Z-Diode enthält, aber auch eine oder mehrere Z-Dioden in Reihenschaltung mit einer oder mehreren in Flußrichtung betriebenen Dioden enthalten kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorspannungsquelle der eingangs genannten Art zu schaffen, die einen leicht auf jeden gewünschten Wert einstellbaren Temperaturkoeffizienten besitzt, so daß sie die Auswirkungen von Temperaturänderungen in einer an sie angeschlossenen Transistorschaliung wirksam kompensieren kann.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Zur Temperaturkompensation läßt sich der Temperaturkoeffizient der Vorspannung in einfacher Weise auf einen gewünschten Wert in einem Spannungsbereich innerhalb des Pegels der Versorgungsspannung einstellen, indem die Anzahl η und m der Dioden in der ersten bzw. in der zweiten Schaltung bestimmt und dann in geeigneter Weise die Widerstandswerte des ersten, zweiten und dritten Widerstands ausgewählt werden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer herkömmlichen Vorspannungsschaltung,

Fig. 2 eine Schaltungsskizze einer erfindungsgemäßen Vorspannungsschaltung, die für einen astabilen Multivibrator verwendet wird,

Fig. 3 ein Impulsdiagramm von Signalverläufen, die an den wichtigen Teilen des an dif Vorspannungsschaltung gemäß F i g. 2 angeschlossenen Multivibrators auftreten, und

F i g. 4 ein Diagramm, welches die Tempcraturabhängigkeits-Kennlinien der Schwingungsfrequenz eines Multivibrators darstellt, der von der Vorspannungsschaltung gemäß Fig. 2 bzw. von herkömmlichen Vorspannungsschaltungen vorgespannt wird.

Bevor die Erfindung im einzelnen erläutert wird, soll anhand der Fig. 1 eine herkömmliche temperaturkompensierende Vorspannungsschaltung erläutert werden, um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern. Die in Fig. 1 gezeigte bekannte Vorspannungsschaltung bewirkt eine Temperaturkompensation dadurch, daß von der Tatsache Gebrauch gemacht wird, daß der Durchlaßwiderstand einer Diode mit ansteigender Umgebungstemperatur abnimmt. Die Vorspannungsschaltung enthält eine aus Widerständen 2 und 3 sowie η (η ist eine natürliche Zahl) Dioden D_h D₂, -..,D_n bestehende Serienschaltung. Der Widerstand 2, der ein Anschlußende der Serienschaltung bildet, empfängt eine Versorgungsspannung V_cc. Die den anderen Anschluß der Serienschaltung bildende Diode D„ liegt auf Masse. An den Verbindungsknoten zwischen den Widerständen 2 und 3 ist ein Ausgangsanschluß 4 angeschlossen, an dem als eine Vorspannung V_hias die Spannung am Widerstand 2 abgegriffen wird. Dieser Ausgangsanschluß 4 ist an dem Vorspannungseingang einer (nicht gezeigten) Transistorschaltung angeschlossen, die vorgespannt und temperaturkompensiert werden soll. Die

Vorspannung V_hjas, die von der temperaturkompensierenden Vorspannungsschaltung 1 erzeugt wird, beträgt

*"" R₂ +R₃

(U

R₂ der Widerstandswert des Widerstands 2,
R, der Widerstandswert des Widerstands 3, und

V_n der Durchlaß- oder Kontaktpotentialabfall an der Diode D.

Die Stärke öV_kiJ6T,. der Änderung der Vorspannung V_hlai bezogen auf die Temperatur T₄ beträgt

nR-,

R₂+R₃ ÖT_A

(2)

Gleichung (2) zeigt, daß die durch die Vorspannungsschaltung 1 eingestellte Vorspannung V_biai eine Temperaturdrill aufweist.

Wie oben bemerkt wurde, wird die durch die Vorspannung V_hias bestimmte Arbeitskennlinie der Transistorschaltung dadurch bezüglich der Temperaturdrift kornpensiert, daß man die Vorspannung V_bias nach Maßgabe der Temperatur ändert. Wie weiter unten ausführlich beschrieben wird, muß jedoch, um eine wirksame Temperaturkompensation zu erzielen, der Wert -UR₂I(R₂ + R)), der den Temperaturkoeffizienten der Vorspannung V_hias darstellt, auf einen gewissen Wert eingestellt werden, der spezifisch ist für die an die Vorspannungsschaltung 1 angeschlossene Transistorschaltung. Das heißt: Der Temperaturkoeffizient a = -ItR₂Z(R₂ + R3) muß auf einen gewünschten Wert einstellbar sein.

Der Temperaturkoeffizient α wird dadurch eingestellt, dall man in geeigneter weise die Anzahl η der Dioden D auswählt und dann die Widerstandswerte für R₂ und R₃ wählt. Jedoch läßt sich der Temperaturkoeffizient nicht stetig, d. h. stufenlos, sondern nur schrittweise ändern, und für die Zahl η läßt sich nur eine ganze Zahl auswählen. In anderen Worten: Bei der bekannten temperaturkompensierenden Vorspannungsschaltung 1 läßt sich der Temperaturkoeffizient der Vorspannung Vi_1111x nicht exakt auf jeden beliebigen Wert einstellen, sondern er kann nur auf einen Näherungswert eingestellt werden. Mit einer bloßen Annäherung des gewünschten Temperaturkoeffizienten jedoch ist die erzielbare Temperaturkompensation unvollkommen, und die Arbeitskennlinie a?r, an die Vorspannungsschallung 1 angeschlossenen Transistorschaltung ist immer noch bis zu einem gewissen Maß mit einer Temperaturdrift behaftet. In der Praxis muß diese Temperaturdrift der Transistorschaltung dann kompensiert werden. Hierzu müssen zusätzliche Kompensiermaßnahmen getroffen werden. Dies erhöht Umfang und Kosten der Schaltung.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der temperaturkompensierenden Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung. Diese Ausführungsform findet Anwendung bei einer als emittergekoppelter astabiler Multivibrator ausgebildeten Transistorschaltung. Die Vorspannungsschaltung 10 enthält eine erste Serienschaltung S|, die aus einem Widerstand 12 und η (π ist eine natürliche Zahl) Dioden 14—1,14—2,..., 14—« besteht, und eine zweite Serienschaltung S₂, die aus einem Widerstand 16 und w(wp.st eine natürliche Zahl, n>m) Dioden 18-1,18-2 18-/w besteht. Die zwei Serienschaltungen S_x und S; sind zueinander parallelgeschaltet. Die Dioden 14 und 18 sind zwischen einem Spannungsquellenanschluß 20, der eine Versorgungsspannung + y_C( empfängt, und Schallungsmasse derart geschaltet, daß sie von der Spannung V_cc in Durchlaßrichtung betrieben werden. Der Verbindungsknoten 22 zwischen den Widerständen 12 und 16 in den Schaltungen S₁ und S; ist an einen Vorspannungs-Ausgangsanschluß 24 angeschlossen, außerdem über einen Widerstand 26 an eine Spannungsversorgungsleitung L_x, die an den Versorgungsspannungsanschluß 20 angeschlossen ist. Ein gemeinsamer Kathodenverbindungspunkt 28, an den die Kathoden der Dioden 14—η und 18—m der Schaltungen S_x bzw. S₂ angeschlossen sind, ist rrüi ^inftf Masseleitung L₂ verbunden. Es sei daraufhingewiesen, daß der Vorspannungs-Ausgangsanschluß 24 an dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 26 und der aus den Schaltungen 5, und S₂ bestehenden Parallelschaltung angeschlossen ist, wobei der Widerstand 26 und die Parallelschaltung zwischen der Spannungsversorgungsleitung L_x und der Massele-?ing L₂ in Reihe geschaltet sind.

Die durch die temperaturkompensierte Vorspannungsschaltung 10 erzeugte Vorspannung V_bias beträgt

= Vrr - V-,,

wobei K₂₄ das Potential an dem Verbindungsknoten, d.h. am Anschluß 24 ist.
Außerdem läßt sich mit der Beziehung

R\

R₂₁, ais Widcrstaiiuswert des Widerstands 26,
R₁₂ als Widerstands wert des Widerstands 12,
/?i₆ als Widerstandswert des Widerstands 16 u.id
V_D als Kontaktpotentialabfal! (oder Barrierenpotentialabfall) an den Dioden 14 und 18

die Vorspannung V_hiaik folgendermaßen ausdrücken:
~R~ -R~) "' ~VF~ T) ^D

A|2 Λ|6/ \A|2 A|(,/ ...

j J j \>)

'bias

jJj
A* R Ä

Die Änderungsstärke δ V_b,J6 T_A der Vorspannung Vhiasi bezogen auf die Umgebungstemperatur T_A, beträgt demnach:

π Rn

nt

R\h

δΤ_Α

-L ₊ -L ₊ -L

R_2b R_X2 R\b

OV₀

Aus Gleichung (6) erhält man den Temperaturkoeffizienten α der Vorspannung V_kiai der Vorspannungsschaltung 10 zu

η m

'T*

R\l

In der Ausführungsform gemäß Fig. 2 ist die an die Vorspannungsschaltung 10 angeschlossene Transistorschaltung ein emittergekoppelter astabiler Multivibrator 30, wie er beispielsweise bei einem FM-Modulator eines Videobandrecorders oder eines Videokassettenrecorders verwendet wird.

In dem Multivibrator 30 ist ein Paar von NPN-Schalttransistoren 32 und 34 mit deren Kollektoren über NPN-Transistoren 36 bzw. 38 an die Versorgungsspannungsleitung L, angeschlossen. Der Kollektor des Schalttransistors 32 ist außerdem über einen Widerstand 40 an den Emitter eines NPN-Transistors 42 angeschlossen. Basis und Kollektor des Transistors 42 sind an die Spannungsversorgungsleitung L₁ angeschlossen. Der Kollektor des anderen Schalttransistors 34 ist über einen Widerstand 44 an den Emitter des Transistors 42 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 32 ist über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN-Transistors 46 an die Basis des Transistors 34 und außerdem an die Basis eines NPN-Transistors 48 angeschlossen. Die Transistoren 46 und 48 sind mit ihren Kollektoren an die Spannungsversorgungsleitung L\ angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 34 ist über die Basis-Emittcr-Strecke eines NPN-Transistors 50 an die Basis des Transistors 32 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 50 ist an die Spannungsversorgungsleitung L^ und außerdem an die Basis eines NPN-Transistors 52 angeschlossen, dessen Kollektor an der Leitung Z., liegt. Die Transistoren 46 und 50 sind mit ihren Emittern über Widerstände 54 bzw. 56 auf Masse gelegt. Es sei daraufhingewiesen, daß die Basen der Transistoren 36 und 38 gemeinsam an den oben erwähnten Vorspannungs-Ausgangsanschluß 24 der erfindungsgemäßen Vorspannungsschaltung 10 angeschlossen sind. In anderen Worten: Die in der Schaltung 10 erzeugte Vorspannung K_A,„, gelangt direkt an die Basen der Transistoren 36 und 38.

Die Emitter der Transistoren 32 und 34 sind an die Kollektoren von NPN-Transistoren 58 bzw. 60 angeschlossen, deren Emitter zusammengeschaltet und außerdem über eine Stromquelle 62 an die Masseleitung L_: angeschlossen sind. Zwischen den Emittern der Transistoren 32 und 34 liegt ein Kondensator 63. Der Emitter des Transistors 48 ist über einen Widerstand 64 an die Basis des Transistors 58 angeschlossen, außerdem über Widerstände 64 und 66 an die Masseleitung L₂. Der Emitter des Transistors 52 liegt über einen Widerstand 68 an der Basis des Transistors 60, außerdem über Widerstände 68 und 70 an der Masseleitung.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 3 A bis 3D soll nun die Arbeitsweise der in F ι g. 2 gezeigten Schaltung, die die Vorspannungsschaltung 10 und den Multivibrator 30 enthält, erläutert werden. Die in den F i g. 3 A und 3 B gezeigten Wellenformen veranschaulichen die Potentiale (V,,, und \\ u) an den Kollektoren der Schalttransistoren 32 bzw. 34, während die in den F i g. 3 C und 3 D dargestellten Wellenformen die Potentiale (V_ti2 und V_{f u}) an den Emittern der Transistoren 32 bzw. 34 veranschaulichen.

Die paarweisen Schalttransistoren 32 und 34 werden abwechselnd und wiederholt leitend gemacht, so daß der Multivibrator 30 schwingt. Beispielsweise wird im Zeitpunkt r, in Fig. 3 der eine Transistor 32 (erster Schalttransistor; leitend gemacht, während der andere Transistor 34 (zweiter Schaltiransistor) nichtleitend gemacht w ird. Zu diesem Zeitpunkt wird der an den ersten Schalttransistor 32 angeschlossene Transistor 36 ebenfalls leitend gemacht, so daß das Kollektorpotential V_n2 am ersten Schalttransistor 32 niedriger wird als das Potential V₂₄ am Ausgangsanschluß 24 der Vorspannungsschaltung 10, und zwar um den Basis-Emittcr-Spannungsabfall V_Hf)t, am Transistor 36. Das Potential V₂₄ am Ausgangsanschluß 24 ist gleich der Differenz zwischen der Quellenspannung V₍₍ und der Vorspannung V_hiat der Vorspannungsschaltung 10. Die Kollektorspannung V_cn im Zeitpunkt r, ist also

ν = ν — ν — ν <8>

^KC32(i" = /|) ^y CC ^v t~ i\ 'W/.'ii '°/

Jetzt ist die Kollektorspannung V₍ -,₄ des nicht-leitenden zweiten Schalttransistors 34:

V₁

V₁₁, «

mi' V_Bt J2 ^a'^s Basis-Emitter-Spannung am Transistor 42. Das Emitterpotential V_E-._: am ersten Schalttransistor 32 beträgt im Zeitpunkt I₁:

^CC

a's Basis-Emitter-Spannung am Transistor 42, als Basis-Emitter-Spannung am Transistor 50, und

als Basis-Emitter-Spannung am Transistor 32.

Durch den abhängig vom Einschalten des Transistors 32 leitend gemachten Transistor 60 Hießt ein konstanter Strom /_u, der in F i g. 2 durch eine ausgezogene Linie angedeutet ist. Der Kondensator 69 wird durch den in die dargestellte Richtung fließenden konstanten Strom /„ aufgeladen. Wenn der Kondensator 64 aufgeladen wird, verringert sich die Emitterspannung V_f}4 am zweiten Schalttraniistor 34 mit konstanter Geschwindigkeit im Anschluß an den Zeiipunki f,, wie es iri Fig. 3 D durch das Bezugszeichen 72 angedeutet ist. Mit der Abnahme der Emitterspannung V_Ei4 nimmt im Zeitpunkt t₂ die Basis-Emitter-Spannung V₁₁₁₃₄ des zweiten Schalttransistors 34 schließlich einen vorbestimmten Wert an, woraufhin der Transistor 34 aus dem leitenden in den nichtleitenden Zustand gelangt. Wenn die Emitterspannung am Transistor 34 im Zeitpunkt dieser Zustandsumkehr mit V_BFt0^₎ bezeichnet wird, ergibt sich die Emitterspannung V₁ .-,₄ des Transistors 34 zu diesem Zeitpunkt /₂ zu

Vb» -

mit V_B}4 als Basispotential des Transistors 34.

Da das Potential V_B}4 um das Kollektorpotential V₁ _!4 des Transistors 34 niedriger ist als die Basis-Emitter-Spannung V_BE4ft des Transistors 46, erhält man:

V_B J₄ (, = ,,, = V_C}2 - V_BE46

= V_cc - V_hias - V_{BI ih} - V_{81 4},

Aus den Gleichungen (II) und (12) ergibt sich das Emitterpotential V₁ ₁₄ des zweiten Schalttransistors 34 im Zeitpunkt /₂ zu

.„,;,= V_1x- V_hm, - V_Bhih - V_BfAI,

~ Vn

Wenn der zweite Schalttransistor 34 im Zeitpunkt /,

j: + V_Bf

7 8

aus dem nichtleitenden in den leitenden Zustand wech- Unter dieser Bedingung erhält man seil, wird der erste Schalttransistor 32 nichtleitend gemacht. In diesem Zeitpunkt I₂ betragen die Kollektor- V_{1 3},_liml ⁼ ·Ί» + *Vj, ,o.m ~ *V 32 (20') Potentiale V_c32 und V₁₃₄ an den Transistoren 32 und 34:

5 weil der Widerslandswert R₄₄ des Widerstands 44 so aus-

V(-32 c, /,) ⁼ V_n - V_Hi ₄₂ \ gewählt ist, daß V_BIW = V_BI42. Somit nimmt im Zeit-

y, _u = y₍ - y_h - V_n ^ ( ''^ punkt /, das Emitterpotential V₁₃₄₁₁ ₍₍₁ des zweiten

Transistors einen Wert an, der um das Inkremeni gemäß

Das limitterpotential K₇,₄ am Transistor 34 beträgt zu Gleichung 20'höher ist als das Potential (= V_c( - V_Bh42

diesem Zeitpunkt ähnlich wie das Emitterpotential V_E32 io - V_Bf:3b - IV₃₄) im Zeitraum zwischen den Zeitpunk-

des Transistors 32 im vorausgehenden Zeitpunkt /| ten t₂ und /,, d.h.:

ν = ν — ν — ν — ν f \ ^\ ν — ν — i/ — ι/ — i/

^rι 34 ι; /.,) '(C" 'Bl 42 *tf/. 46 ^rß/. 34 l¹-'/ 'A.Ui/ - r-,l *c( ' Bl. 42 ' Bt. 4h '//^ "4

mit IV₁-) als Basis-Emitter-Spannung des leitenden 15 + K_ft,„, + IVhiovi - IV.,, (21)

Transistors 34.

I£s sei bemerkt, daß die Zunahme K/,,,■„,., des Emitter- Dann werden die Schalttransistoren 32 und 34 des

potentials V₁ ₎₄ des zweiten Transistors im Zeitpunkt /_: Multivibrators wiederholt und abwechselnd geschaltet, gieicli uei Differenz zwischen den Gleichungen 13 und so daß ihre Kollcktorpotcntialc '', ■,_, bzw. K₁₁₄ einen 15 ist, das heißt: 20 Verlauf haben, der dem Schwingungs-Ausgangssignal

des Multivibrators 30 mit einer konstanten Zykluszeit (2 7") entspricht, wie die Fig. 3 A und 3 B zeigen. Unter

- V_Hf .,₄ (16) dieser Bedingung entspricht die Änderung der Klem

menspannung am Kondensator 63, die verursacht wird

Der Widerstandswert R_[2 des Widerstands 12 wird so 25 durch die Änderung des Potentials V₁ -,₂ während der

gewählt, daß in den Kollektoren der Transistoren 36 und Zeitdauer Γ dem Wert zwischen Vf₃₂₁, j.|Und V_n2u,_hl,

24 ein gleich starker Strom fließt, wenn der Transistor 36 wie in Fig. 3 C durch V₁₁ angedeutet ist. (Das heißt: Die

leitend ist. Somit sind die Spannungen V_BF3b und IV₄₂ Änderung der Klemmenspannung am Kondensator 63

gleich (K_Ä/,,, = K_e/42). Man kann also Gleichung (16) in beträgt 2 K_ft,„, + V_BFyi0S>- IVh⁺ ^v _Hn4f0S), was der

folgender Form schreiben: 30 Differenz zwischen V_1x - V_hlas - V_Bfn - V_Bfi„

— V . HnH V-V — I/ — V A-V

' Bl.yitUS) UIlU ?(( " Hl.42 ' Bl.H) ' Βί)2 ' biu\

V/: u („„■) = Vh,,,, + V_m .4 ,o.vi - V_BF34 (16') + V_BF34fOS) - V_HF34 entspricht.) Werden die Schalttran

sistoren 32 und 34 symmetrisch vorgesehen, so gilt

Somit läßt sich das Emitterpotential V_E32(,,,,, des er- V_BL32 = V₈₁₃₄ sowie V_BFi2IOSl = V_BFUl0S). Die Ändesten Transistors im Zeitpunkt t₂ folgendermaßen aus- 35 rung V_a der Spannung am Kondensator 63 beträgt also drücken:

V -γ -υ- -γ -ν V;--2(V,^+ K_Sf-,,_i0,. - V_11n,). (22)

^ΚΛ32(/ (,) ~ 'CC 'Bl 42 ^vBl 50 'BEiI

⁺ Vf₁₁₀₁ + VntuioM ~ V_{Bt 34} (17) Bezeichnet man die Kapazizät des Kondensators 63

40 mit C, so gilt

Nach dem Zeitpunkt I₂ wird der erste Schalttransistor

32 nichtleitend, während der zweite Schalttransistor34 C · 2 (V„_ias + V_BinwS) - V_BF32) = I_u ■ T (23) leitend wird. In diesem Zustand fließt der konstante

Strom/„ in die in Fig. 2 durch eine gestrichelte Linie Folglich beträgt die Schwingungsfrequenz /₀ des angedeutete Richtung. Das Emitterpotential V_E32 am 45 Multivibrators 30 ersten Transistor nimmt mit konstanter Geschwindigkeit ab, wie es in Fig. 3 C mit dem Bezugszeichen 74 _ 1 _ I₀ .. angedeutet ist. Im Zeitpunkt /, wird das abnehmende *^ü Yf 4 Qy Potential V_1n ^C!"

50 In dieser Gleichung (24) repräsentiert V_cp, die Klemmenspannung am Kondensator 63, wenn die Schalttran-

- fV-_0(OV) (18) sistoren 32 und 34 abwechselnd ein-und ausgeschaltet

werden, d.h.:

mit V_Bf32iO\) als der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 32, die für den Wechsel aus dem nichtleitenden 55 V_cpl = V_bws + V_BF3A(Oy) - V_BE32 (25) in den leitenden Zustand nötig ist.

In diesem Zeitpunkt wird der erste Schalttransistor 32 Die obige Gleichung (24) kann man also unter Hinzuerneut leitend gemacht, um den zweiten Schalttran- nähme der Gleichung (25) folgendermaßen schreiben: sistor 34 nichtleitend zu machen. Im Zeitpunkt t₃ erhält

man also wieder das Emitterpotential V_Eyiu ,,,.: 60 , _ Jo ,-,/,,>.

Vrxi, ,, = Vrr - Vp, ., - V_Bl ,-„ - V_al^ (19) 4C(F₄,,,,+ V_BE3iWS)-V_Btil)

Der inkremental, d.h. sich erhöhende Anteil Aus Gleichung (24') ist ersichtlich, daß die Ausgangs-

V₁ -,2(,„_t) des Potentials V_E32 im Zeitpunkt /₃ beträgt Vorspannung V_hias der Vorspannungsschaitung 10 ein

65 Parameter ist. der direkten Einfluß hat auf die Schwin-

VtiiitHc) = Κ·_α< + ^vbfs - ^VBFn + V_BEi2{0.\Ί gungsfrequenz/₀ des Multivibrators 30. Die Schwin

gungsfrequenz/o kann dadurch eingestellt werden, daß

- V_Ht j₂ (20) man den Konstantstrom I₀ variiert, wie aus Gleichung

(24') ersichtlich ist. Der Multivibrator 30 kann also als FM-Modulator für einen Videobandrecorder verwendet werden, wenn er derart verschaltet wird, daß ihm als Eingangssignal ein Bildsignal zugeführt wird und der konstante Strom /„ abhängig von diesem Eingangssignal geändert wird und die gleiche Phase besitzt.

Die Schwingungsfrequenz^o des so aufgebauten Multivibrators jO ist mit einer Temperaturdrift behaftet. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die am Kondensator 63 anstehende Klemmenspannung V₁,,, mit einer Temperaturdrift behaftet ist, wie es bereits oben erwähnt wurde. Die Temperaturdrift der Kondensator-Klemmenspannung V_cp, hat folgende Ursache: Im Zeitpunkt I₂, in dem der Schalttransistor 34 leitend gemacht wird, sind die Kollektorströme in den beiden Schalttransistoren 32 und 34 tatsächlich nicht gleich groß. Dies führt zu einer Differenz zwischen den Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen V_BEi2 und V₁..-,. dieser Transistoren 32 bzw. 34. Um dies genauer zu verstehen, soll nun der Kollektorstrom Icuioni in dem zweiten Schaltiransistor 34 zum Zeitpunkt I₂ betrachtet werden. Wenn das Emitterpotential V_fi4 des Transistors 34 um Δ V vermindert wird, während der Transistor 34 vor dem Zeitpunkt I₂ nicht leitet, so erhöht dies den Stromfluß durch den Widerstand 44 um einen Betrag A V ■ gm_i4, wobei gm_}4 die Steilheit des Transistors 34 ist. Diese Stromzunahme verringert das Kollektorpotential V_c}4 am Transistor 34 um V ■ gm_}4 ■ R₄₄. Diese Änderung des Kollektorpotentials V_c}4 wird durch den Transistor 50, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 32 und den Kondensator 63 direkt zum Emitter des Transistors 34 zurückgeführt. Damit der Transistor 32 zu diesem Zeitpunkt aus dem nichtleitenden in den leitenden Zustand wechseln kann, muß die durch die Beziehung

A Vgm_i4 ■ R₄,
AV

gegebene Schleifenverstärkung G mindestens eins sein. Der Transistor 34 wird also leitend gemacht, sobald die Schleifenverstärkung G = 1 wird (im Zeitpunkt I₁). Wenn man den Kollektorstrom im Transistor 34 in diesem Zeitpunkt mit I_CJ4to\) bezeichnet, erhält man folgenden Wert für die Steilheit:

RT_A

1(2-) IO\/

10

(26)

45

(27)

' BEH (Ol\:

Q
RT_A

In -

h
RT_A

mit l_s als Sättigungsstrom der Transistoren 32 und 34. Da der Kollektorstrom /_(!2 im Transistor 32 gleich I₀ ist, beträgt die Basis-Emitter-Spannung V_Bf}2 am Transistor 32 im Zeitpunkt seiner Zustandsumkehr

RT_A

'BFM

(30)

Aus den Gleichungen (29), (30) und (25) ergibt sich die Klemmenspannung V_cp, am Kondensator 63 im Zeitpunkt der Umkehr folgendermaßen:

20 'hint

RT.

in

nR,.J, RT.

Man sieht, daß die Kondensator-Klemmenspannung V_1n, eine Funktion der absoluten Temperatur T_A ist und eine negative Temperaturdrift enthält. Die durch die Gleichung (24) gegebene Schwingungsfrequenz f₀ enthält somit eine positive Temperaturdrift.

Jedoch kann die Temperaturdrift des Multivibrators 30 selbst du.ch die Temperaturabhängigkeit der Vorspannung V_hjas der Vorspannungsschaltung 10 gemäß der Erfindung, die eine ähnliche Temperaturdrift enthält, aufgehoben werden. Es ist also möglich, in dem Multivibrator 30 eine effiziente Temperaturkompensation zu erreichen.
Die Änderungsstärke ö V₁₁Jo T_A der in Gleichung (31)

angegebenen Kondensatorspannung V_cpl bezüglich der absoluten Temperatur T_A beträgt

ν ν

^T cot _ ' bias _

40 δ T,

ÖT_A

RT_A

(32)

Die Temperaturdrift läßt sich eliminieren, wenn δ V_cpl/ö T_A in Gleichung (32) auf Null verringert werden kann. Erfindungsgemäß läßt sich der Wert 6V_cf,/öT_A leicht auf Null reduzieren, wie durch folgende Betrachtung verifiziert wird:

Durch Einsetzen von Gleichung (6) in Gleichung (32) erhält man

mit

R als Boltzmann-Konstante,
T_A als absolute Temperatur und
q als Elementarladung.

Mit dem so erhaltenen Kollektorstrom icuto\) ist die Basis-Emitter-Spannung V_BEt,_4(0Si am Transistor 34 im Zeitpunkt der Zustandsumkehr dieses Transistors gegeben durch

60

i-iO\)

-_ßL_

(28)

Die Basis-Emitter-Spannung V_BEi4(0Sl des Transistors 34 im Zeitpunkt seiner Zustandsumkehr ist also durch folgende Beziehung gegeben:

)5 -L ₊ -L ₊ -L

/?26 ^12 Λ|(,

Ö Vp δ T₄

55 - A (m ^Bt - l) q \ RIa /

(33)

Es ist klar, daß δ V_cp,/öT_A in Gleichung (33) bei einer gegebenen Temperatur dadurch auf Null verringert werden kann, daß man die Parameter η und m, d. h. die Anzahl der Dioden 14 und 18 in der Vorspannungsschaltung 10, unabhängig auswählt und dann in geeigneter Weise die Widerstandswerte A₂₆, R₁₂ und R_ih einstellt.

Die graphische Darstellung in Fig. 4 zeigt die Temperaturabhängigkeit der Schwingungsfrequenz/, des Multivibrators 30. Die Kennlinien beruhen auf folgenden Werten:

11

«40	= K₄₄ = 1,6 kii
R 26	= 500 U
Rn	= 6 kü
R_M	= Λ₆₈ = 5,3 kii
Pu	= Λ₇₀ = 6 k
C₆₄	= 120 μΡ und
/ο	= 720 μΑ

Diese Werte sind in der den Multivibrator 30 enthaltenden Schaltung gemäß Fig. 2 eingestellt. Die Kurve 80 in Fig. 4 zeigt die Temperaturabhängigkeit der Schwingungsfrequenz/₀ des Multivibrators 30 in der in F i g. 1 gezeigten Vorspannungsschaltung 1 ohne irgendwelche Dioden D. In diesem Fall ändert sich die Schwingungsfrequer.z/_obei einer Umgebungstemperaturänderung von 0⁰C auflOO°C um 175 kHz. Die Kurven 82 und 84 stellen die Temperaturabhängigkeit für den Fall dar, daß die bekannte Schaltung 1 eine bzw. zwei Dioden enthält. Die Kennlinien gemäß den Kurven 82 und 84 sind besser als die Kennlinie 80. Jedoch sind die Schwingungsfrequrnzänderungen von 68 und 83 kHz immer noch beträchtlich. Die Verläufe der Kurven 82 und 84 heben sich gegenseitig auf. Während die Schwingungsfrequenz/, in der erstgenannten Kurve mit zunehmender Temperatur ansteigt, nimmt sie in der letztgenannten Kurve bei ansteigender Temperatur ab. Man sieht, daß zum Erreichen einer effektiven Temperaturkompensation des Multivibrators 30 mit der in F i g. 1 gezeigten bekannten Schaltung 1 die Anzahl der Dioden D irgendwo zwischen 1 und 2 liegt. Jedoch kann die Anzahl der Dioden D nur eine ganze Zahl sein, und es läßt sich eine bessere Temperaturkompensation nicht erreichen, solange man die bekannte Schaltung verwendet. Wird die Vorspannungsschaltung 10 für den Multivibrator 30 verwendet, so beträgt, wie die Kurve 90 in Fig. 4 zeigt, bei der gleichen Temperaturänderung wie oben die Änderung der Schwingungsfrequenz/0 nur etwa 16 kHz. Diese Daten wurden anhand von durch den Erfinder vorgenommenen Messungen erhalten, wobei folgende Schaltungsparameter in der Vorspannungsschaltung 10 zugrunde lagen:

R_2b 500 i>

R₁₂ 11,3 ko

R κ, 8,7 Ul Anzahl π von Dioden 14: 2 und

Anzahl m von Dioden 18: 1

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
50

55

60

65

Claims

Patentansprüche:

1. Vorspannungsquelle, umfassend einen ersten und einen zweiten mit einer Gleichspannung zu be- s aufschlagenden Speisespannungsanschluß sowie einen Ausgangsanschluß (24), einen mit dem einen Ende an den ersten Speisespannungsanschluß angeschlossenen ersten Widerstand (26) und eine zwischen das andere, mit dem Ausgangsanschluß (24) ίο verbundenen Ende des ersten Widerstands (26) und den zweiten Speisespannungsanschluß geschaltete erste Reihenschaltung (51) aus einem zweiten Widerstand (12) und η bezüglich der Gleichspannung an den Speisespannungsanschlüssen in Durch- ir laßrichtung geschalteten Dioden (14—1 bis 14—η) (π ist eine natürliche Zahl), dadurch gekennzeichnet, daß zu der ersten Reihenschaltung (S1) eine zweite Reihenschaltung (52) mit einem dritten Widerstsnd (16) und m bezüglich der Gleichspannung an den Speisespannungsanschlüssen in Durchlaßrichtung geschalteten Dioden (18—1 bis 18—m) (m δ 0, m + η > 1) parallelgeschaltet ist.

2. Vorspannungsquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß η größer ist als m.

3. Vorspannungsquelle nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die Verwendung in Verbindung mit einer Transistorschaltung, wobei die Größen m und η sowie die Werte der Widerstände (12,16,26) so bemessen sind, daß die Temperaturdrift der Transistor-Schaltung riurch diejenige der von der Vorspannungsquelle an diese gelieferten Vorspannung im wesentlichen kompensiert wird.