DE3324567A1

DE3324567A1 - Automatische drehzahlsteuerung fuer einen reihenschluss-allstrom-motor

Info

Publication number: DE3324567A1
Application number: DE3324567A
Authority: DE
Inventors: Malcolm John Springhead Oldham Bishop
Original assignee: Ferranti PLC
Current assignee: Ferranti International PLC
Priority date: 1982-07-17
Filing date: 1983-07-07
Publication date: 1984-01-19
Also published as: GB2123990A; GB2123990B; US4481448A

Description

Patentanwälte

Dr. rer. nat. Thomas Berendt

Dr.-Ing. Hans Leyh Innere Wiener Str. 20 - D 0000 München 80

Unser Zeichen: A 14 Lh/fi

Ferranti pie

Bridge House, Park Road

Gatley, Cheadle, Cheshire, England

Automatische Drehzahlsteuerung für einen Reihenschluß- Allstrom-Motor

Ferranti pic , - A 14 673 -

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine automatische Drehzahlsteuerung für Elektromotoren, und sie bezieht sich auf Systeme, die die automatische Drehzahlsteuerung von reihengewickelten elektrischen Motoren betreffen, wobei in jedem derartigen System der Motor durch eine Wechsel stromquelle über eine Steuereinrichtung erregt wird, welche ihrerseits durch eine automatische Motordrehzahl steuerung gesteuert wird. Die Steuereinrichtung für das Anlegen der Wechselstromversorgung an den Motor kann z.B. einen Triac(Wechselstrom-Thyristor) mit Phasenwinkelsteuerung aufweisen.

Die Erfindung betrifft ferner automatische Drehzahlsteuerungen, von denen jede ein System aufweist, in welchem Signale, die repräsentativ für die momentane Drehzahl des Motorankers sind, durch die automatische Drehzahlsteuerung abgeleitet werden von der Größe eines oder mehrerer Parameter, die der Betriebsweise des Motors zugeordnet sind, anstatt einer direkten Bestimmung der Drehzahlen durch einen Tachometer. Die Steuerung hat Einrichtungen zum Vergleichen jedes auf diese Weise abgeleiteten Signals mit einem Bezugssignal, das durch eine Steuerpunkt-Bestimmungseinrichtung bereitgestellt wird, wobei jedes Bezugssignal einen Parameter hat, dessen Größe repräsentativ für eine vorgegebene Ankerdrehzahl ist. Wenn die Vergleichsschaltung eine Differenz zwischen der Ankerdrehzahl, die durch das abgeleitete Signal repräsentiert ist, und der vorgegebenen Ankerdrehzahl, die durch das Bezugssignal repräsentiert ist, feststellt, gibt die Vergleichsschaltung ein Fehlersignal ab, durch welches ein Steuersignal bereitgestellt und an die Steuereinrichtung gegeben wird. Andererseits wird an den Motor der erforderliche Durchschnitt der Wechselspannungsenergie gelegt, wobei die elektrische Energie, die an den Motor in jeder Halbperiode gelegt wird, zwischen aufeinanderfolgenden Halbperioden verliert, um jede festgestellte Differenz zwischen der abgeleiteten und der vorgegebenen Ankerdrehzahl zu reduzieren. In der nachfolgenden Beschreibung und den Ansprüchen wird ein solches System als das eingangs genannte System bezeichnet.

Die automatische Drehzahlsteuerung kann erregt werden, indem an sie die Ver-

- s-

sorgung des Wechselstromsystems gelegt wird, wenn diese gleichgerichtet und geglättet ist.

Es ist vorteilhaft, einen Triac in der Steuerungseinrichtung für den Motor zu verwenden, da eine Wechselstromversorgung für das System gewöhnlich zur Verfugung steht und eine komplexe Trigger-Schaltung nicht erforderlich ist. Jedoch beim Ableiten der momentanen Motoranker-Drehzahl von den Motorbetriebskennzeichen ist es nicht erwünscht, die Spannung infolge der Feldinduktion zu ignorieren, die außer Phase mit der elektromotorischen Gegenkraft ist, die im Anker erzeugt wird.

Es ist möglich, die momentane Motoranker-Drehzahl auf verschiedene unterschiedliche Weise abzuleiten, mittels eines Systems der eingangs genannten Art, wobei einige dieser Wege genauer und/oder komplexer als andere sind beim Ableiten der momentanen Ankerdrehzahl, wenn unterschiedliche Drehmomente an den Motor gelegt sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine automatische Drehzahlsteuerung für ein System der eingangs genannten Art zu schaffen, wobei das System die automatische Drehzahlsteuerung eines reihengewickelten Universal-Elektromotors verwendet, welcher durch eine Wechselstromquelle erregt wird, wobei in dem System repräsentative Werte der momentanen Motoranker-Drehzahlen durch die automatische Drehzahlsteuerungseinrichtung in neuartiger und vorteilhafter Weise abgeleitet werden.

Nach der Erfindung umfaßt die automatische Drehzahlsteuerungseinrichtung eine Rechenschaltung mit Gleichrichtern und Filtern, die auf Eingangssignale ansprechen, welche Parameter haben, deren Größen repräsentativ für die'momentanen Ankerspannungen ν sind, ferner für Eingangssignale, die Parameter haben, deren Größen repräsentativ für die momentanen Ankerströme i sind, sowie Eingangssignale, die Parameter haben, deren Größen repräsentativ für die momentanen Werte des magnetischen Flusses in dem magnetischen Kreis des Motors sind, wobei aufgrund dieser Eingangssignale die Rechenschaltung Signale ableitet, von denen jedes eine Gleichspannung enthält, die eine Größe hat, welche repräsentativ für die Ankerdrehzahl N ist, entsprechend der nachfolgenden Gleichung

COPY

α ad

, oder eine Ableitung hiervon oder eine Annäherung hiervon.

Hierin sind R der Widerstand des Ankers_s K eine Konstante, abhängig von der a

Motorkonstruktion, und (V, - I, R,) der wahre Durchschnitt der alternierenden

α α α

Größe (ν, - i R ), und 0... der wahre durchschnittliche Wert für den magnea a a mv

tischen Fluß, wie nachfolgend noch definiert wird.

Die Ankerspannung, der Ankerstrom und der magnetische Fluß im magnetischen Kreis des Motors variieren innerhalb jeder Halbperiode der Wechselstromversorgung für den Motor.

Wenn der Motor unter stationären Bedingungen arbeitet, werden die Durchschnitte

der wechselnden Größen (v - i R,) und der magnetische Fluß 0 Über eine Hal fart a α

Periode der Wechselstromversorgung als wahre Durchschnitte betrachtet. Wenn der Motor nicht unter stationären Bedingungen arbeitet und Steuersignale an die Steuereinrichtung gegeben werden, arbeitet die Rechenschaltung nicht aufgrund von Signalen, die repräsentativ für die wahren Durchschnitte der sich ändernden Größen sind, sondern gemäß der Erfindung, arbeitet die Rechenschaltung aufgrund von Signalen, die repräsentativ für die angenäherten wahren Durchschnitte sind und ggf. repräsentativ für dieselben Anteile der beiden wahren Durchschnitte, die von den wahren Durchschnittswerten abgeleitet werden. Aus Zweckmäßigkeitsgründen werden in der Beschreibung nur die wahren Durchschnittswerte betrachtet.

In der Rechenschaltung können Gleichrichter und Filter individuell für die Ableitung der Signale vorgesehen werden, die repräsentativ sind für die Größen (V_a - I_Q R₃), sowie 0.„, von den momentanen Ankerspannungen V₃ und den momentanen Ankerströmen i,. Die den beiden Gleichrichter- und Filtereinrichtungen zugeordneten Zeitkonstanten können lang sein im Vergleich mit der Periode der Wechselstromversorgung für den Motor. Zusätzlich oder alternativ können die Zeitkonstanten, die den Gleichrichter- und Filtereinrichtungen zugeordnet sind, eng angepaßt sein.

Die Eingangssignale für die Rechenschaltung, die repräsentativ für die

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momentanen Werte des magnetischen Flusses sind, können von dem Zeitintegral der Spannung abgeleitet werden, die in einer Spule induziert wird, die um einen der Pole des Stators des Motors gewickelt ist, wobei die Spule zu dem System gehört. Die in der Spule induzierte Spannung ist gleich dem Produkt aus der Anzahl der Windungen der Spule und der Änderungsrate des magnetischen Flusses im Pol des Motors. Damit ist das Integral der induzierten Spannung über der Zeit proportional zu dem momentanen Fluß.

Alternativ können die Eingangssignale zur Rechenschaltung, die repräsentativ für die momentanen Werte 0 des magnetischen Flusses im magnetischen Kreis des Motors sind, von dem Zeitintegral der Spannung Vp abgeleitet werden, die über einer Feldwicklung des Motors erzeugt wird, jedoch, da der Motorstrom in der Wicklung der Feldspule fließt, ist die momentane Spannung Vp₅ die über der Feldwicklung erzeugt wird, gleich dem Produkt aus der Anzahl der Windungen der Spule Πρ und der Änderungsrate des magnetischen Flusses im Pol des Motors plus dem Produkt des momentanen Motorstromes i und dem Widerstand R_c der

a r

Wicklung der Feldspule:

V_P = n_F d0 + i R_F
^{F F}dt ^{a F}'

so daß eine Spannung, die gleich dem Produkt aus dem momentanen Motorstrom und dem Widerstand der Feldwicklung ist, von der momentanen Spannung Vp subtrahiert wird, die über der Feldwicklung erzeugt wird, ehe die Integration durchgeführt wird:

Zweckmäßigerweise enthält die Rechenschaltung eine analoge Dividierschaltung, die eine kathodengekoppelte Gegentaktstufe (long-tailed pair of transistors) aufweisen kann.

Zweckmäßigerweise werden die Größen, aus denen die erforderlichen Lösungen der Gleichung abgeleitet werden, durch Signalströme repräsentiert.

Nach einer weiteren Ausführungsform umfaßt die Erfindung eine monolithische Halbleiteranordnung, in welcher wenigstens ein Haupteil der automatischen Motordrehzahl steuerung untergebracht ist.

Beispielsweise Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert, in der

Fig. 1 einen Schaltkreis einer Ausführungsform eines Systems der eingangs genannten Art darstellt, das die automatische Drehzahlsteuerung eines universalen, reihengewickelten Elektromotors verwendet, wobei der Motor durch eine Wechsel stromquelle einer Steuereinrichtung erregt wird, welche_; ihrerseits durch eine automatische Motordrehzahl-Steuerung gesteuert wird,

Fig. 2 zeigt eine Modifikation eines Teils der Schaltung nach Fig. 1.

Die dargestellte Steuereinrichtung, die eine automatische Drehzahlsteuerung umfaßt, ist geeignet für einen universalen, reihengewickelten Elektromotor mit einem Anker 10 und Feldwicklungen 11' und 11". Eine Wechsel stromquelle AC ist vorgesehen mit einer Spannung von 240 Volt und einer Frequenz von 50 Hertz. Der Wechselstrom wird gleichgerichtet und geglättet, ehe er der automatischen Drehzahlsteuerung zugeführt wird, wobei die Einrichtungen zum Gleichrichten und Glätten mit 12 bezeichnet sind. Die Steuereinrichtung umfaßt ferner einen Triac 14, der durch die automatische Drehzahlsteuerung gesteuert wird. Der Triac ist zwischen der Feldwicklung 11" und einem Anschluß der Wechsel stromquelle geschaltet. Der andere Anschluß der Wechsel stromquelle ist an die andere Feldwicklung 11' gelegt.

Die von der Steuerung an den Triac 14 gegebenen Steuersignale werden mit der Wechselstromquelle synchronisiert, wie noch beschrieben wird. Die Durchschnittsenergie, die dem Motor in jeder Periode zugeführt wird, die der Wechselstromquelle zugeordnet ist, ist bestimmt durch die Zündposition des Triac in dieser Periode, wobei die Zündposition ihrerseits durch die automatische Drehzahlsteuerung bestimmt ist.

Im stetigen bzw. stationären Betrieb sind die Steuersignale oder Zündimpulse an den Triac derart, daß die Dauer der leitenden Perioden des Triac während der positiven Halbperioden der Energiequelle für das System im wesentlichen gleich denjenigen während der negativen Halbperioden sind. Wenn somit keine geradzahligen Harmonischen in der Energieversorgung, d.h. der Wechselstromquelle, vorhanden sind, so sind die Wellenformen der Ankerspannung und des Ankerstromes beide symmetrisch zu Null.

-3 -

Die dargestellte Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 12 ist an die Wechsel spannungsversorgung für das System gelegt und sie umfaßt eine Gleichrichtdiode D1, die an eine Klemme der Wechsel Spannungsquelle gelegt ist und die in Reihe mit Widerständen R1 und R2 liegt. Kondensatoren C1 und· C2 liegen parallel zum Widerstand R2, wobei der Kondensator C1 ein Speicherkondensator ist, während der Widerstand R2 und der Kondensator C2 einen Glättungskreis bilden. Der Spannungsausgang der Schaltung 12 wird durch eine Zener-Diode Z1 konstant gehalten, die parallel zum Kondensator C2 geschaltet ist, wobei eine Klemme der Zener-Diode auf einem Bezugspotential, beispielsweise Null-Potential und die andere Klemme auf einem anderen Bezugspotential, bei spielsweise -5 Volt gehalten wird.

Die automatische Motordrehzahl-Steuerung leitet Signale ab, deren Spannungen repräsentativ für die momentanen Werte der Ankerdrehzahl N sind, aufgrund von Signalen, deren Ströme repräsentativ für die momentanen Ankerspannungen v_ und die momentanen Ankerströme i, sind, die in der nachfolgend beschriebenen

α α

Weise erhalten werden. Insbesondere werden in der Steuerung die Lösungen der folgenden Gleichung berechnet

Hierin sind R, der Widerstand des Ankers, K eine Konstante, die von den Kenn-

größen des Motors abhängt, (V - I R,) ist oder wird betrachtet als der wahre

a a a

Durchschnitt der sich ändernden Größe (v - i R,), und 0_n., ist oder wird be-

a α α MV

trachtet als der wahre durchschnittliche magnetische Fluß.

Die erforderlichen Steuersignale werden an den Triac 14 durch die Steuerung gegeben, sowohl in Response auf die von der Steuerung empfangenen Eingangssignale, wobei der Strom jedes solchen Eingangssignales repräsentativ für die momentane Ankerspannung v. ist, und in Response auf von der Steuerung empfangene

Eingangssignale, wobei der Strom jedes solchen Eingangssignales repräsentativ für den momentanen Ankerstrom i ist. Die momentane Ankerspannung ν wird gemessen mittels eines Widerstandes R3, der mit einem Ende an einen Punkt A zwischen dem Anker 10 und der Feldwicklung 11' liegt, und eines Widerstandes R4, der mit einem Ende an einem Punkt B zwischen dem Anker 10 und der FeIdwidöung 11" liegt. Der momentane Ankerstrom i wird gemessen mittels eines

— A ~

-fa-

kleinen Widerstandes R5 zwischen der Wechselstromquelle für das System und der gemeinsamen Elektrode MT1 des Triac 14, sowie mittels eines Widerstandes R6, der an einen Punkt zwischen dem Widerstand R5 und der Wechsel stromquelle gelegt ist.

Es wird somit in jedem Augenblick ein Signal erhalten, das repräsentativ für die momentane Ankerspannung ν ist, sowie ein Signal ,das repräsentativ für

den momentanen Ankerstrom i ist.

Die automatische Drehzahlsteuerung hat eine Schiene oder Hauptleitung 16, die auf dem einen Bezugspostential, beispielsweise Null-Potential gehalten wird, mittels der Gleichricht- und Glattungsschaltung 12. Dieses Potential ist das Bezugspotential bezüglich welchem sowohl die Steuerung als auch der Motor arbeiten, und die Leitung 16 ist an einen Punkt zwischen der Elektrode MT1 des Triac 14 und den kleinen Widerstand R5 geschaltet. Eine andere Schiene oder Hauptleitung 18 der Steuerung wird auf dem anderen Bezugspotential, beispielsweise -5 Volt durch die Gleichricht- und Glattungsschaltung 12 gehalten.

Die Steuerung hat ferner eine Schiene oder Hauptleitung 20, die auf einem Bezugspotential V_Rpp von beispielsweise -2,5 Volt gehalten wird, wobei die Leitung 20 mit der Leitung 16 über eine Z-Diode Z2 und mit der Leitung 18 über einen Widerstand R7 verbunden ist.

Der Widerstand R3 ist an.den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers O₁ gelegt und der Widerstand R4 ist an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers gelegt. Der invertierende Eingang ist ferner mit der Leitung 20 über einen Widerstand R8 verbunden und der nicht-invertierende Eingang ist ebenfalls mit der Leitung 20 über einen Widerstand R9 verbunden und er ist mit der Leitung 18 über einen NPN-Transistor Q1 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers O₁ ist an die Basis des Transistors Q1 geschaltet. Die Widerstände R3 und R4 sind gleich, ebenso sind die Widerstände R8 und R 9 gleich. Der Widerstand R8 ist klein gegen den Widerstand R3, seine Größe ist so gewählt, daß sichergestellt ist, daß die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers O^ innerhalb des Gleichtakt-Bereiches des Verstärkers liegt.

Die Basis des Transistors Q1 ist an die Basis eines angepaßten NPN-Transistors Q2 geschaltet.

-4a -

Wenn die Phase der Ankerspannung derart ist, daß das momentane Potential am Punkt A mehr negativ ist als das momentane Potential am Punkt B, so wird der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 0. mehr negativ als der nicht-invertierende Eingang, und der Verstärkerausgang wird positiv, wodurch die angepaßten Transistoren Q1 und Q2 eingeschaltet werden. Der Kollektorstrom i, des Transistors Q1 erzeugt einen Spannungsabfall in den Widerständen R4 und R9, wodurch die Potentialdifferenz zwischen den beiden Eingängen des Verstärkers 0, reduziert wird. Die Verstärkung des Verstärkers ist sehr groß und die Potentialdifferenz zwischen seinen Eingängen bleibt sehr klein, weshalb der Strom i, annähernd gleich der momentanen Ankerspannung v_a ist, geteilt durch die Größe des Widerstandes R4. Wenn sich der Sinn bzw. die Richtung der Ankerspannung umkehrt, werden die Transistoren Q1 und Q2 ausgeschaltet.

Da Q1 und Q2 angepaßte Transistoren sind (matched transistors), ist der momentane Kollektorstrom des Transistors Q2 gleich i,.

Der Koliektorkreis des Transistors Q2 enthält einen Widerstand R10 und einen Transistor Q3, die in Reihe zueinander liegen, wobei der Transistor Q3 an die Hauptleitung 20 gelegt ist. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit seiner Basis verbunden. Ein Kondensator C3 ist an einen Punkt zwischen dem Transistor Q2 und den Widerstand R10, sowie an die Leitung 16 gelegt.

In der für den Ankerstrom i vorgesehenen Anordnung ist der kleine Widerstand R5 über den Punkt zwischen der Elektrode MT1 des Triac 14 und den Widerstand R5 an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers §~ geschaltet, und der Widerstand R6 ist an den nicht-invertierenden Eingang gelegt. Der nicht-invertierende Eingang ist ferner mit dem Kollektor eines Transistors Q4 eines Paares von angepaßten Transistoren Q4 und Q5 verbunden. Die Transistoren Q4 und Q5 entsprechen den Transistoren Q1 und Q2. Die Basen der Transistoren Q4 und Q5 sind zusammengeschaltet. Der Transistor Q4 ist zwischen den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers O₂ und die Leitung gelegt und der Ausgang des Verstärkers Op ist mit den Basen von beiden Transistoren Q4 und Q5 verbunden.

Wenn der Triac 14 leitet in negativen Halbperioden der Energieversorgung, ist der Stromfluß in dem kleinen Widerstand R5 derart, daß der nicht-invertierende

Eingang des Verstärkers C^ mehr positiv ist als die Leitung 16, die auf NuIl-Potential gehalten wird. Es wird daher eine positive Spannung über den Widerstand R6 an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers O₂ gelegt, was zur Folge hat, daß der Ausgang des Verstärkers positiv wird, wodurch die angepaßten Transistoren Q4 und Q5 eingeschaltet werden. Wenn die Verstärkung des Verstärkers 0_? hoch ist, ist der Kollektorstrom i« des Transistors Q4 derart, daß der Spannungsabfall l^Rö annähernd gleich dem Spannungsabfall i R5 ist. Damit gilt

io = O5/R6.

C α

Der momentane Kollektorstrom des Transistors Q5 ist gleich io· Während der positiven Halbperioden der Energieversorgung wird der Ausgang des Verstärkers Op negativ und die Transistoren Q4 und Q5 bleiben ausgeschaltet.

Der Strom i~ des Kollektorkreises des Transistors Q5 wird von dem Strom subtrahiert, der im Kollektor des Transistors Q2 fließt, mittels eines Stromspiegels (current mirror), der angepaßte PNP-Transistoren Q6 und Q7 enthält. Die Bansen und die Emitter der Transistoren Q6 und Q7 sind zusammengeschaltet, wobei die Emitter an die Leitung 16 gelegt sind; der Kollektor und die Basis des Transistors Q6 sind miteinander und mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q7 ist mit einem Punkt zwischen dem Transistor Q2 und dem Widerstand R10 verbunden. Somit wird ein momentaner Strom λ2 subtrahiert von dem momentanen Strom i,, der in den Kondensator C3 fließt. Wenn die Zeitkonstante C3-R1O groß ist, verglichen mit der Periode der Energieversorgung und der Motor unter stetigen bzw. stationären Bedingungen arbeitet, ist der Strom L·, der im Widerstand R10 fließt, der wahre Durchschnitt von (i. - i_?) über die Periode der Energieversorgung, und damit gilt:

I₁ = ^Va ^Ta · R5

R4 2-Kb

Hierin sind V, die wahre durchschnittliche Ankerspannung und I der wahre a a

durchschnittliche Ankerstrom. Der Faktor 2 in den Nennern rührt davon her, daß die Ströme i, und i^ nur während einer Halbperiode der Energieversorgung fließen.

Das Verhältnis R5/R6 wird gleich dem Verhältnis R /R4 gemacht, so daß

I₁ = ^Va ~ ^Ta ^Ra ist.
¹

Es ist eine Detektorwicklung 22 vorgesehen, die η Drahtwindungen hat, die um einen der Pole des Motormagneten gewickelt sind. Die in der Wicklung 22 induzierte Spannung ist gleich

worin, 0 der momentane gesamte magnetische Fluß des Motors je Pol des Stators und η gewöhnlich eins oder zwei ist. Ein Ende der Wicklung 22 ist mit der Leitung 20 verbunden und ihr anderes Ende ist über einen Kondensator C4 und einen Widerstand R11 an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers O₃ gelegt. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers O₃ ist an die Leitung 20 angeschlossen. Es ist eine negative Gleichstromrückkopplung für den Verstärker Oo vorgesehen, die einen Kondensator C5 parallel mit einem Widerstand R12 umfaßt. Der Widerstand R11 ist sehr viel größer als die Impedanz des Kondensators C4 bei 50 Hertz, und der Widerstand R12 ist sehr viel größer als die Impedanz des Kondensators C5 bei 50 Hertz. Dieser.Teil des Schaltkreises arbeitet somit als Integrator bei Frequenzen von 50 Hertz und darüber, und der Ausgang des Verstärkers O₃ ist

η d0 - dt _ η 0
C5.R11 dt ~ C5.R11

Der Widerstand R12 und der Kondensator C4 bewirken, daß der Gleichspannungspegel des Ausganges des Verstärkers O₃ auf dem Potential der Leitung 20 gehalten wird, wobei die Versetzung oder Abweichung (offset) des Verstärkers als klein angenommen wird.

Der Ausgang des Verstärkers O₃ ist über einen Widerstand R13 an den nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 0* gelegt. Der invertierende Eingang des Verstärkers 0* ist an die Leitung 20 gelegt. Der nicht-invertierende Eingangjdes Verstärkers 0* ist ferner über einen Transistor Q8 mit der'Leitung 18 verbunden. Die Basis des Transistors Q8 ist mit der Basis eines angepaßten Transistors Q9 verbunden und die Basen beider Transistoren Q8 und Q9 sind an den Ausgang des Verstärkers O₄ geschaltet. Der Transistor Q9 liegt in Reihe mit einem Widerstand R14, und bei einem Transistor Q10 ist sein Kollektor mit seiner Basis verbunden. Diese Reihenkombination liegt zwischen den Leitungen 20 und 18. Ein Kondensator C6 ist an einen Punkt zwischen dem Transistor Q9 und dem Widerstand R14, sowie an die Leitung 16 gelegt.

Wenn der Ausgang des Verstärkers O₃ positiv wird relativ zum Potential der Hauptleitung 20, geht der Ausgang des Verstärkers O₄ hoch, wodurch die Transistoren Q8 und Q9 eingeschaltet werden. Der Kollektorstrom des Transistors Q8 fließt über den Widerstand R13 vom Ausgang des Verstärkers O₃. Wenn die Verstärkung des Verstärkers O₄ hoch ist, ist der Spannungsabfall im Widerstand R13 nahezu völlig gleich der Ausgangsspannung des Verstärkers O₃ relativ zum Potential der Leitung 20 und der Kollektorstrom des Transistors Q8 ist annähernd gleich der Ausgangsspannung des Verstärkers O₃ dividiert durch den Wert des Widerstandes R13. Da die Transistoren Q8 und Q9 identisch sind, sind ihre Kollektorströme gleich, und wenn die Zeitkonstante C6-R14 lang ist im Vergleich mit der Periode der Energieversorgung und der Motor unter stetigen Bedingungen arbeitet, ist der im Widerstand RH fließende Strom I₂ gleich dem wahren durchschnittlichen Strom im Kollektor des Transistors Q9 über die Periode der Energieversorgung.

Damit gilt

I₂ = η 0

2.C5.R11.R13
worin 0»_v der wahre durchschnittliche Fluß im Magnetkreis des Motors ist.

Die Anordnung bezüglich der Anschlüsse der Wicklung 22 ist so, daß der Ausgang des Verstärkers 0* positiv ist, während der Halbperiode der Energiequelle, wenn der Punkt A am Anker mehr negativ ist als der Punkt B, so daß irgendwelche Welligkeiten in den Strömen I, undlp in Phase sind.

Wenn der Ausgang des Verstärkers O₂ negativ relativ zum Potential der Leitung 20 wird, werden die Widerstände Q8 und Q9 abgeschaltet.

Die Schaltung umfaßt ferner einen analogen Dividierkreis, mit einem angepaßten, gekoppelten Paar von NPN-Transistören Q11 und Q12. Die Kollektorbelastungen der Transistoren Q11 und Q12 umfassen entsprechend Widerstände R15 und R16, welche an die Leitung 16 gelegt sind. Ein Operationsverstärker Og ist vorgesehen, dessen nicht-invertierender Eingang an einen Punkt zwischen dem Kollektor des Transistors Q11 und dem Kollektorlastwiderstand R15 gelegt ist. Der invertierende Eingang ist mit der Leitung 20 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers U₅ ist mit der Basis eines Transistors Q13 verbunden, der zwischen den miteinander verbundenen Emittern der Transistoren

QH und Q12 und der Leitung 18 liegt. Die beiden Eingänge zu der analogen Dividierschaltung werden gebildet, indem die Basen der Transistoren Q11 und Q12 entsprechend an den Punkt zwischen dem Widerstand R10 und dem Transistor Q3 geschaltet sind, um den Strom L zu erhalten, sowie an den Punkt zwischen dem Widerstand R14 und dem Transistor Q10, um den Strom I₂ zu erhalten. Der Ausgang der analogen Dividierschaltung wird von einem Punkt abgenommen, der zwischen dem Kollektor des Transistors Q12 und dem Widerstand R16 liegt. Die Basiströme der Transistoren Q11 und Q12 sind klein.

Der Strom der Gegentaktstufe Q11 und Q12 wird durch den Verstärker Oc und den Transistor Q13 gesteuert.

Die Transistoren Q3 und Q10 sind ebenfalls angepaßt und die Stromverstärkungen dieser Transistoren und diejenige der Gegentaktstufe Q11 und Q12 sind hoch. Damit gilt

1 4

γ- ist angenähert γ- ,

^l2 ^l3

worin Io der im Kollektorkreis des Transistors Q11 fließende Strom und I* der im Kollektorkreis des Transistors Q12 fließende Strom ist.

Der Operationsverstärker O₅ vergleicht den Spannungsabfall über dem Widerstand R15 mit dem Potential V_REF der Hauptleitung 20. Die Verstärkung des Verstärkers Oo ist hoch und der Strom (tail current) des Transistorpaares Q11 undQ12 wird so gesteuert, daß der Spannungsabfall über dem Widerstand R15 immer gleich dem Potential V_RFF der Leitung 20 ist. Damit gilt

i, - ^vref

³ RiT" *

Die Widerstände R15 und R16 sind gleich. Der Gleichspannungsabfall ν über dem Widerstand R16 ist

ν = I₁ . ^w

- I Rj C5.R11.R13. V_Drr
a a Kcr

η 0_Ar ^R4

und damit

N= VJaJa (1)

^K0AV

Damit stellt der so abgeleitete Spannungsabfall ν die momentane Motorankerdrehzahl N dar.

In der automatischen Drehzahlsteuerung wird die abgeleitete Gleichspannung ν verglichen mit einem Drehzahl-Bezugssignal, dessen Spannung V eine vorgegebene Ankerdrehzahl darstellt. Dieses Bezugssignal V_$ wird erhalten durch eine Kontroll-Punkt-Bestimmungs-Schaltung, die ein Teil der Steuerung ist, indem ein Potentiometer RV1 zwischen die Leitungen 16 und 20 und parallel zu der Z-Diode Z₂ geschaltet wird. Ein Widerstand R17 liegt in Reihe mit dem Schleifer des Potentiometers RV1. Das Bezugssignal V_s wird an das Ende des Widerstandes R17, das entfernt vom Schleifer liegt, angelegt. Die Einstellung der Kontrollpunkt-Bestimmungs-Schaltung und damit die vorgegebene Ankerdrehzahl, kann nach Wunsch durch eine Bedienungsperson variiert werden durch Änderung der Position des Schleifers auf dem Potentiometer RV1.

In der automatischen Drehzahlsteuerung werden ferner die Spannung ν jedes abgeleiteten Signals und das Bezugssignal V_s verglichen mittels eines Fehler-Verstärkers Og, der einen negativen Rückkopplungsweg hat, der einen Kondensator C7 erhält, wobei das abgeleitete Signal ν an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers Or und das Bezugssignal V an den invertierenden Eingang des Verstärkers Og gelegt wird. Eine Differenz zwischen den Spannungen des momentan abgeleiteten und des Bezugssignals, die repräsentativ für eine Differenz zwischen der gemessenen und der vorgegebenen Ankerdrehzahl ist, ist durch das entsprechende Fehler-Ausgangssignal des Verstärkers Og gegeben und es wird an einen Eingang eines Komparators'Oy gelegt. Der andere Eingang des Komparators Oy ist mit dem Ausgang eines Sägezahngenerators 24 verbunden.

In dem Sägezahngenerator 24 wird ein konstanter Strom an einen Kondensator C8 über einen Schaltkreis-Spiegel (circuit mirror) gelegt, der angepaßte Transistoren Q14 und Q15 sowie einen Widerstand R18 enthält. Der Widerstand R18 und der Transistor Qi4 liegen in Reihe zwischen den Leitungen 16 und 18; ebenso liegen der Kondensator C8 und der Transistor Q15 in Reihe zwischen den

Leitungen 16 und 18. Die Basen der beiden Transistoren sind zusammengeschaltet und der Kollektor des Transistors Q14 ist mit seiner Basis verbunden. Der Kondensator C8 ist an den nicht-invertierenden Eingang des Komparator Oy geschaltet und gibt an diesen eine lineare negativ gehende Sägezahnspannung. Ein Punkt zwischen dem Kondensator C8 und dem Verstärker O₇ ist an einen Detektor 26 der Energieversorgung für das System gelegt und zwar über einen Transistor Q16 und einen Widerstand RI9. Der Emitter des Transistors Q16 ist mit dem Punkt zwischen dem Kondensator C6 und dem Komparator Oy verbunden, und der Kollektor ist mit der Leitung 16 verbunden. Die Basis des Transistors Q16 ist mit dem Detektor 26 verbunden und der Widerstand R19 ist zwischen die Basis des Transistors Q16 und die Leitung geschaltet.

Die Null-Überschreitungs-Punkte der Wechselstromquelle für das System werden durch den Detektor 26 festgestellt, der einen Widerstand R20 aufweist, der an eine Klemme der Wechselstromquelle gelegt ist. Der Widerstand R20 ist ferner mit der Leitung 18 über einen Transistor Q17 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q17 ist an seine Basis gelegt und die Basis des Transistors Q17 ist mit der Basis eines angepaßten Transistors Q18 verbunden. Der Transistor Q18 liegt in Reihe mit einem Widerstand R21 zwischen den Leitungen 16 und 18. Ebenfalls in Reihe miteinander liegen zwischen den.Leitungen 16 und 18 ein Widerstand R 22 und die Basis-Kollektor-Verbindung eines Transistors Q19, wobei die Basis des Transistors Q19 mit der Leitung verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q19 ist an die Basis des Transistors Q18 geschaltet. Es ist ein NAND-Tor 28 mit zwei Eingängen vorgesehen, wobei ein Eingang an einen Punkt zwischen dem Widerstand R21 und dem Transistor Q18 gelegt ist, während der andere Eingang an einen Punkt zwischen dem Widerstand R22 und den Transistor Q19 gelegt ist. Der Ausgang des NAND-Tores 28 ist an die Basis eines Transistors Q20 geschaltet. Der Transistor Q20 liegt in Reihe mit dem Widerstand R19 des Sägezahngenerators 24 zwischen den Leitungen 16 und 18.

Während den positiven Halbperioden der Energiequelle des Systems wird der im Widerstand R20 fließende Strom im Widerstand R21 gespiegelt (mirrored). Währen der negativen Halbperioden der Energiequelle fließt der im Widerstand R20 fließende Strom vom Emitter des Transistors Q19 und erzeugt einen gleichen Stromfluß im Widerstand R22.

COPY

Der Transistor Q 18 ist gesättigt, wenn der Momentanwert der Speisespannung annähernd

^{+ 5} ' Ht "⁴'^{3 Vo1t}

beträgt.

Der Transistor Q19 ist gesättigt, wenn der momentane Wert der Speisespannung annähernd

- 5 - -jgr - 5,7 Volt
beträgt.

Die Widerstände R20, R21 und R22 werden so gewählt, daß der Transistor Q18 gesättigt ist, wenn die Speisespannung positiver ist als beispielsweise +10 Volt und der Transistor Q 19 ist gesättigt, wenn die Speisespannung negativer als z.B. -10 Volt ist.

Die beiden Eingänge des NAND-Tores 28 sind somit beide hoch und der Ausgang des Tores ist tief, und zwar nur, wenn der Momentanwert der Speisespannung zwischen +10 Volt und -10VoIt liegt und der Transistor Q20 ausgeschaltet gehalten wird. Man kann davon ausgehen, daß der Transistor Q20 für eine kurze Zeitspanne abgeschaltet ist, jedesmal wenn die Speisespannung durch Null geht. Der Kondensator C8 entlädt sich schnell über den Transistor Q16, wenn der Transistor Q20 abgeschaltet ist. Die Spannung am Kondensator C8 ist demzufolge eine 100 Hz-Sägezahnwelle, die mit der 50 Hz Speisespannung synchronisiert ist.

Die Differenz zwischen jedem momentanen Fehlersignal vom Verstäkrer Og und dem Momentanwert der Sägezahnwellenform vom Kondensator C8 ist bestimmt durch den Komparator O₇ und sie wird durch den Komparator verstärkt.

Der Ausgang des Komparators O7 ist an einen Eingang eines Zwei-Eingangs-NOR-Tors 30 gelegt, dessen anderer Eingang an eine Einrichtung 32 geschaltet ist, welche die Momentanspannung an der Elektrode MT2 des Triac 14 abfühlt bzw. mißt. Die Einrichtung 32 umfaßt einen Widerstand R23 und einen Transistor Q21, die in Reihe zwischen der Elektrode MT2 des Triac und der Leitung 18 liegen. Der Kollektor des Transistors Q21 ist mit der Basis verbunden, die ihrerseits mit der Basis eines angepaßten Transistors Q22 verbunden ist. Der Transistor Q22 liegt in Reihe mit einem Widerstand R24 zwischen den Leitungen

■ A'

16 und 18. Die Basis des Transistors Q21 ist ferner an den Emitter eines Transistors Q23 gelegt, wobei die Basis-Kollektor-Verbindung des Transistors Q23 und der Widerstand R25 in Reihe zueinander zwischen den Leitungen 16 und 18 angeordnet sind. Ein Punkt zwischen dem Widerstand R24 und dem Transistor Q22 ist an einen Eingang eines Zwei-Eingangs-NQR-Tores 34 über einen Inverter 36 gelegt. Ein Punkt zwischen dem Widerstand R25 und dem Transistor Q23 ist an den anderen Eingang des Tores 34 über einen zweiten Inverter 38 geschaltet. Der Ausgang des NOR-Tores 34 der Einrichtung 32 ist mit dem zweiten Eingang des NOR-Tores 30 verbunden.

Die Widerstände R23, R24 und R25 sind derart, daß der Transistor Q22 sättigt, wenn die Spannung an der Elektrode MT2 des Triac 14 positiver als +10 Volt ist, und der Transistor Q 23 sättigt, wenn die Spannung an der Elektrode MT2 des Triac negativer als -10 Volt ist. Wenn somit die Spannung an der Elektrode MT2 des Triac nicht zwischen +_ 10 Volt liegt, ist der Eingang von einem der Inverter 36 oder 38 tief. Hierdurch wird eine logische "1" an einen der Eingänge des Tores 30 gesetzt. Der Ausgang des NOR-Tores 30 ist damit tief, wenn der Triac 14 sich in nicht-leitendem Zustand befindet.

Wenn die Momentanspannung der Sägezahn-Welle negativer wird als der Ausgang des Fehler-Verstärkers 0^, wird der andere Eingang des Tores 30 tief. Wenn beide Eingänge des Tores 30 tief sind, geht der Ausgang des Tores hoch und triggert eine monostabile Schaltung 40.

Das monostabile Gerät 40 ist an die Basis eines NPN-Transistors Q24 gelegt. Der Emitter des Transistors Q24 ist mit der Leitung 18 verbunden und der Kollektor ist mit dem Tor des Triac 14 über einen Widerstand R26 verbunden. Die Anordnung ist derart, daß wenn das monostabile Gerät 40 getriggert wird, wodurch der Transistor Q24 eingeschaltet wird, ein entsprechendes Steuersignal, das einen Stromimpuls enthält, z.B. 100 Mikrosekunden lang,an das Tor des Triac gelegt wird, wodurch dieser wieder eingeschaltet wird. Der Tor-Strom ist durch den Widerstand R24 bestimmt. Der Triac bleibt eingeschaltet, bis der Strom in den Motorwicklungen 11' und 11" auf Null fällt, kurz nachdem die Speisespannung Null ist. Der Triac wird erneut getriggert, im selben Punkt in der nächsten Halbperiode der Energiequelle des Systems, wenn die 100 Hz-Sägezahn-Wellenform erneut negativer wird als der Ausgang des Fehlerverstärkers O4. Die Steuersignale vom monostabilen Gerät 40 bestimmen damit

--1T-

die Zündpositionen des Triac 14 in jeder Halbperiode der Energiequelle des Systems und in jeder Periode des Ausganges des Sägezahngenerators.

Im Betrieb des Systems, beispielsweise wenn die Ankerdrehzahl aufgrund einer Zunahme der Belastung des Motors fällt, fällt das Potential ν des abgeleiteten Signals am Widerstand R16 entsprechend. Das Potential des Fehlersignals vom Verstärker O₄ nimmt zu. Die Zündimpulse des Triac werden daher früher in jeder Periode des Ausganges des Sägezahngenerators erzeugt, so daß die dem Motor zugeführte Durchschnittsenergie in jeder Halbperiode der Wechselspannungsquelle größer ist und die Motordrehzahl wird gesteigert. Auf diese Weise kann der Durchschnittswert der periodischen elektrischen Energie, die dem Motor in jeder Periode zugeführt wird, zwischen aufeinanderfolgenden Perioden variieren, um automatisch jede festgestellte Differenz zwischen der abgeleiteten und der vorgegebenen Ankerdrehzahl zu reduzieren.

Die Verstärkung des Verstärkers O₄ ist ausreichend hoch, so daß die abgeleitete Spannung ν und die Bezugsspannung V_s, die beide dem Fehler-Verstärker zugeführt werden, unter stetigen bzw. stationären Bedingungen wenigstens im wesentlichen gleich sind.

Der maximale Wert der Bezugsspannung V₅ ist gleich V_REp, der damit der maximalen Motordrehzahl entspricht. Somit gilt C V_Drrr = Ν_ΜΛν, worin C eine Konstante ist.

Ktr ImMA

Es gilt ferner

v₌ (V_a-I R_a) · C5-R11.R13.V_REF η 0_AV . R4

und N - ^Va " *a^Ra

_{v =} N.K.C5.R11.R13. V_R£p
η R4

wenn N = Ν_ΜΑχ
und ν = V_REF

K= η R4

C5. RII. R13. N_MAX

und außerdem R6 = sind.

Ka

Wenn somit die Werte von R, und K bekannt sind und der volle Laststrom des

Motors und die maximal erforderliche Drehzahl ebenfalls bekannt sind, können geeignete Werte für R3, R4, R5_S R6, R11, R13 und C13 gewählt werden.

Die automatische Drehzahlsteuerung kann wenigstens z.T. in oder in Form einer monolithischen Halbleiteranordnung ausgebildet sein. Die Z-Diode Z1 kann durch einen Shunt-Regler in der Halbleiteranordnung ersetzt werden, wenn gewünscht.

Wenn der Motor nicht im stetigen Betrieb arbeitet und Steuersignale an die Steuereinrichtung gegeben werden, stellen die Ströme I^ und I₂ nicht die wahren Durchschnittswerte der sich ändernden Größen, nämlich (v - i ■ Ra)

a a

und 0 dar, sondern nur Annäherungen der wahren Durchschnittswerte, sie können jedoch als von den wahren Durchschnittswerten abgeleitet betrachtet werden.

Die Zeitkonstanten, die den beiden Gleichricht- und Filtereinrichtungen zugeordnet sind, brauchen nicht lang gegenüber der Periode der Wechselstromquelle des Motors zu sein, wobei in diesem Fall die Zeitkonstanten eng angepaßt sein sollen. Für die Ableitung der Signale, die die Größen

(V, - I Rj und 0.„ darstellen, von den momentanen Ankerspannungen v„ a a« MV a

und den momentanen Ankerströmen i . können gemeinsame Einrichtungen vor-

gesehen werden. Die erforderlichen wahren Durchschnittswerte der wechselnden Größen (v_ - i, R,) und 0 können durch Gleichrichtung und Filterung der

α. α α

vollen Welle abgeleitet werden. Die Zeitkonstanten der Schaltung können damit beispielsweise um 1/2 reduziert werden und die automatische Drehzahlsteuerung kann ein schnelleres Ansprechvermögen haben.

Die Steuerung kann in verschiedenen anderen Weisen modifiziert werden, beispielsweise können innerhalb der Steuerung andere geeignete Ableitungen der Gleichung (1) berechnet werden. Die analoge Dividierschaltung kann jede geeignete Form haben. Es kann auch eine digitale Dividierschaltung vorgesehen sein.

Obwohl es vorteilhaft ist, Signale zu verwenden, deren Ströme gewünschte Werte darstellen, können wenigstens einige dieser Werte durch Spannungssignale dargestellt werden. Jedes erzeugte Fehlersignal kann in jeder geeigneten Weise verarbeitet werden, um Steuersignale an den Triac zu legen.

Die Kontroll-Punkt-Bestimmungs-Einrichtung kann jede geeignete Form haben. Der Fehler-Verstärker 0_g kann Komponenten, wie Kondensatoren und Widerstände enthalten, so daß sein Frequenz-Response eingestellt werden kann, um einen stabilen Betrieb des Systems zu bewirken und/oder das dynamische Verhalten des Systems zu optimieren.

Die NIederspannungs-Gleichstromversorgung der automatischen Drehzahlsteuerung kann mit anderen Mitteln bewirkt werden, als Gleichrichtung und Glättung der Wechsel stromquelle. Die Spannungsquelle kann jede geeignete Spannung haben.

Anstatt einer einzigen Wicklung 22, kann eine Anzahl von Wicklungen benutzt werden, wobei die Summe der induzierten Spannungen in den Wicklungen integriert wird, um eine Spannung zu erhalten, die proportional zu dem momentanen magnetischen Fluß ist. Die Wicklungen können um die Pole des Stators des Motors gewickelt sein, oder um den Eisenkern des Stators zwischen den Polen.

Anstatt eine Spannung proportional zu dem momentanen Fluß in einer der oben beschriebenen Weisen abzuleiten, können diese Signale abgeleitet werden durch Integration der Spannung Vp, die an einer der Feldwicklungen 11' oder 11" des Motors erzeugt wird, entsprechend folgender Gleichung :

V_F = n_F d| ₊ i_a R_{F 5}

worin n_F die Windungszahl der Feldwicklung und Rp der Ohm'sche Widerstand der Feldwicklung sind. Es ist daher erforderlich, zuerst eine Spannung gleich i_a*Rp von der Spannung Vp abzuziehen,vor der Durchführung der Integration, beispielsweise durch Verwendung der Schaltung nach Fig. 2, die eine Modifikation eines Teils der Schaltung nach Fig. 1 ist.

Hier sind der Verstärker O₃ und der zugehörige Kondensator C4 und der Widerstand R11 der Schaltung nach Fig. 1 anstatt an die Wicklung 22 an den Ausgang eines Operationsverstärkers Og gelegt, wie Fig. 2 zeigt. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers Og ist über einen Widerstand R30 an den Punkt B zwischen der Feldwicklung 11" und dem Motoranker gelegt, über einen Widerstand R32 an das Zufuhrende des kleinen Widerstandes R5, und über einen Widerstand R31 an die Hauptleitung 20. Der invertierende Eingang des Verstärkers Og ist über einen Widerstand R33 an das Ende der

Feldwicklung 11" gelegt, das an die Elektrode MT2 des Triac 14 angrenzt, über einen Widerstand R35 an die Leitung 16, und über einen Widerstand R34 an den Ausgang des Verstärkers Og. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers O₃ ist direkt mit der Leitung 20 verbunden.

Wenn die Verstärkung des Verstärkers Og groß ist und wenn der Widerstand R30 identisch mit dem Widerstand R33 ist, ist der Widerstand R31 identisch mit dem Widerstand R34, und der Widerstand R32 identisch mit dem Widerstand R35, so ist die Ausgangsspannung des Verstärkers Og

V_c · R31 - i .R5.R31 ^h R3D" ^a R32*

Wenn Rp = R5 , so ist die Ausgangsspannung des Verstärkers Og R30 R32

(Vp - i.Rp) . R31
^{F a F}

Diese Ausgangsspannung wird integriert durch den Integrator, der aus dem Verstärker O₃, den Kondensatoren C4 und C5 und den Widerständen R11 und R12 besteht.

Der Ausgang des Integrators ist:

R31 Γ (Vp - i_aRp) dt = n_F.0. R31

R30 i C5.R11 C5.R11.R30

und der Strom I₂ = iv. R31.

2.C5.R11.R13.R30

z.B. Die Ankerspannung, der Strom und der magnetische Fluß können^während nur eines Teils der Periode der Speisespannung abgetastet werden. In einer solchen Anordnung werden die Ausgänge der Verstärker 0*, O₂ und 0* auf dem Potential der Leitung 18 gehalten, außer während der Abtastperiode. Die Ströme I, und I₂ sind damit entsprechend proportional zu der durchschnittlichen Ankerspannung und dem durchschnittlichen Fluß während der Abtastperiode, multipliziert mit der Abtastzeit und dividiert durch die Periode der Speisespannung. Wenn die Abtastperiode in der Zeit liegt, in

welcher der lriac nicht leitet, und wenn die Spannung, die proportional zum Fluß ist, nicht durch Integration der Spannung Vp abgeleitet wird, die an einer der Feldwicklungen des Motors entsteht, ist es nicht erforderlich, den Motorstrom maßstäblich zu verändern,und die Widerstände R5 und R6j der Verstärker (^ und die Transistoren Q4, Q5, Q6 und Q7 können weggelassen werden.

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Leerseite

Claims

Ferranti pic - A 14 673 -

Patentansprüche

Automatische Drehzahlsteuerung für ein System mit einem Reihenschluß-ΑΠstrom-Motor, der durch eine Wechsel stromquelle über eine Steuereinrichtung erregt wird, die einen Triac mit Phasenwinkel-Steuerung hat, wobei die Steuereinrichtung ihrerseits durch die automatische Motordrehzahlsteuerung gesteuert wird, welche einen Komparator aufweist, um ein abgeleitetes Signal mit einem Bezugssignal zu vergleichen, das durch eine Steuer-Punkt-Bestimmungsschaltung bereitgestellt wird, wobei jedes Bezugssignal einen Parameter hat, dessen Größe repräsentativ für eine vorgegebene Ankerdrehzahl ist, daß ferner, wenn der Komparator eine Differenz zwischen der Ankerdrehzahl, die durch das abgeleitete Signal dargestellt ist, und der vorgegebenen Ankerdrehzahl, die durch das Bezugssignal dargestellt ist, feststellt, er ein Fehlersignal erzeugt, aufgrund dessen ein Steuersignal an die Steuereinrichtung gegeben wird, worauf an den Motor der Durchschnittswert der Wechselstromspeiseenergie gelegt wird, wobei die dem Motor in jeder Halbperiode zugeführte elektrische Energie zwischen aufeinanderfolgenden Halbperioden variierbar ist, um eine festgestellte Differenz zwischen der abgeleiteten und der vorgegebenen Ankerdrehzahl zu reduzieren, wobei ferner eine Rechenschaltung zur Bereitstellung der abgeleiteten Signale vorgesehen ist, welche Rechenschaltung auf Eingangssignale anspricht, die einen Parameter haben, dessen Größen repräsentativ für die momentanen Ankerspannungen v_

sind, sowie auf Eingangssignale, die einen Parameter haben, dessen Größen repräsentativ für die momentanen Ankerströme i, sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung auf Eingangssignale anspricht, die einen Parameter haben, dessen Größen repräsentativ für den momentanen magnetischen Fluß im Magnetkreis des Motors sind, daß aufgrund solcher Eingangssignale die Rechenschaltung die abgeleiteten Signale berechnet, daß jedes abgeleitete Signal eine Gleichspannung mit einer Größe enthält, die repräsentativ für die Ankerdrehzahl N ist, die sich wie folgt berechnet

N = ^Va - h ^Ra,
K0_AV

oder eine Ableitung hiervon, oder eine Annäherung hiervon,

worin R der Widerstand des Ankers, K eine von der Motorbauart aba

hängige Konstante, und (V₃ - I. R_) der wahre Durchschnittswert der

a a a

sich ändernden Größe (v_a - i_& R_a), und 0^ der wahre Durchschnittswert des magnetischen Flusses ist, und daß die Rechenschaltung eine Gleichrichter- und Filterschaltung aufweist.
2. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale der Rechenschaltung, die repräsentativ für den momentanen Fluß im Magnetkreis des Motors sind, Spannungen sind, die der Größe des magnetischen Flusses direkt proportional sind, und daß diese Spannungen von dem Zeitintegral der Spannung abgeleitet werden, die in einer Wicklung induziert werden, welche um einen der Pole des Stators des Motors gewickelt ist.
3. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale zur Rechenschaltung, die repräsentativ für den momentanen Fluß im Magnetkreis des Motors sind, von dem Zeitintegral der Spannung abgeleitet werden, die über einer Feldwicklung des Motors entsteht, daß eine Spannung, die gleich dem Produkt aus dem momentanen Motorstrom und dem Widerstand der Feldwicklung ist, vor Ausführung der Integration von der momentanen Spannung subtrahiert wird, die über der Feldwicklung entsteht.
4. Steuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung eine analoge Dividierschaltung aufweist.
5. Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die analoge Dividierschaltung ein Paar gekoppelter Transistoren (Q11, Q12) aufweist.
6. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Größen, aus denen die Lösungen der Gleichung abgeleitet werden, durch Signalströme dargestellt sind.