DE3319352A1 - INVERTER FOR POWERING DISCHARGE LAMPS - Google Patents
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß Oberbegriff von Anspruch 1. Der Wechselrichter ist dabei einer bestimmten Lampenleistung angepaßt, wobei die Betriebsfrequenz des Wechselrichters und die Induktivität der ■ Drossel des Serienresonanzkreises bei dieser Betriebsfrequenz so bemessen sind, daß die Entladungslampe gerade den für ihre Nennleistung erforderlichen Strom erhält;' dabei wird von einer ganz bestimmten Brennspannung ausge-The invention relates to an inverter according to the preamble of claim 1. The inverter is one adapted to a certain lamp power, the operating frequency of the inverter and the inductance of the ■ Choke of the series resonant circuit at this operating frequency are dimensioned so that the discharge lamp straight receives the electricity required for its nominal output; ' a very specific operating voltage is assumed
15 gangen.15 gears.
Seit einiger Zeit sind nun Entladungslampen gleicher Nennleistung auf dem Markt, die sich durch ihre Gasfüllung (früher nur Krypton, jetzt auch Argon) und damit auch durch ihre Brennspannung unterscheiden: Entladungslampen mit Argon-Füllung haben eine deutlich höhere Brennspannung. Sie würden daher mit einem für eine Krypton-Lampe ausgelegten Wechselrichter eine unzulässig hohe Leistung aufnehmen.For some time now, discharge lamps have been the same Nominal power on the market, which is characterized by its gas filling (formerly only krypton, now also argon) and thus also differ by their burning voltage: Discharge lamps with argon filling have a significantly higher Operating voltage. You would therefore be using one for a krypton lamp designed inverters consume an impermissibly high power.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wechselrichter so auszulegen, daß er zur Speisung von Lampen gleicher Nennleistung unabhängig von ihrer Gasfüllung und damit von ihrer Brennspannung brauchbar ist.The invention is therefore based on the object of the inverter to be interpreted in such a way that it can supply lamps of the same nominal power regardless of their gas filling and so that its burning voltage is usable.
Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet. Sie sorgt abhängig von der jeweils festgestellten Brennspannung für eine solche Betriebsfrequenz des Wechselrichters, daß sich in Verbindung mit der konstanten Induktivität der Drossel des Se-The solution to this problem according to the invention is characterized in claim 1. She cares depending on the each determined operating voltage for such an operating frequency of the inverter that in connection with the constant inductance of the throttle of the se-
19.5.1983 / Ba 1 SurMay 19, 1983 / Ba 1 Sur
rienresonanzkreises gerade der erforderliche Lampenstrom einstellt. Der Steuersatz kann dabei einen Impulsgenerator haben, dessen Frequenz mit einer von der Brennspannung der Entladungslampe abgeleiteten Eingangsgröße ansteigt: Bei entsprechender Auslegung dieser Kennlinie stellt sich dann automatisch die zur jeweiligen Brennspannung passende Frequenz und damit der erforderliche Lampenstrom ein. Abweichend davon kann aber auch die Frequenz des Impulsgenerators umschaltbar sein, abhängig von dem Erreichen bzw. Unterschreiten bestimmter Schwellwerte der Brennspannung.rienresonanzkreises just the required lamp current adjusts. The tax rate can be a pulse generator whose frequency increases with an input variable derived from the operating voltage of the discharge lamp: If this characteristic curve is designed accordingly, the voltage for the respective operating voltage is automatically set suitable frequency and thus the required lamp current a. In a departure from this, however, the frequency of the pulse generator can also be switchable, depending on reaching or falling below certain threshold values of the operating voltage.
Meist ist vor Zündung der Entladungslampe eine ausreichende Vorheizung ihrer Elektroden erwünscht. Zu diesem Zweck ist es bekannt, die Betriebsfrequenz des Wechselrichters während einer Vorheizzeit soweit heraufzusetzen, daß sie einen genügenden Abstand von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises hat, so daß die Spannung an der Lampe zur Zündung nicht ausreicht. Nach Ablauf dieser Vorheizzeit wird dann die Betriebsfrequenz herabgesetzt un-d soweit an die Resonanzfrequenz angenähert, bis die Spannung an der Lampe zur Zündung ausreicht. Zur Verbindung dieser bekannten Funktionen mit der Erfindung ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung vorgesehen, zwischen dem Steuersatz und dem Brennspannungsfühler einen Auswerter anzuordnen, dem zusätzlich die Spannung eines am Eingang des Wechselrichters liegenden Zeitgliedes zugeführt wird und der während einer mit der Einschaltung des Wechselrichters beginnenden Vorheizzeit und einer daran anschließenden Zündzeit die Frequenz der Steuerspannungen bestimmt und der danach das Ausgangssignal des Brennspannungsfühlers für den Steuersatz wirksam werden läßt. Während der durch das Zeitglied bestimmten Vorheiz- und Zündphase ist somit die Betriebsfrequenz des Wechselrichters nicht durch die Brennspannung sondern durch dasIn most cases, there is sufficient before the discharge lamp is ignited Preheating of your electrodes is desirable. For this purpose it is known the operating frequency of the inverter during a preheating time to such an extent that they are a sufficient distance from the resonance frequency of the resonance circuit, so that the voltage at the lamp is insufficient for ignition. After this preheating time has elapsed the operating frequency is then reduced and so far approximated to the resonance frequency until the voltage on the lamp is sufficient for ignition. To connect these known functions with the invention is according to one advantageous development provided to arrange an evaluator between the tax rate and the burning voltage sensor, which is additionally supplied with the voltage of a timing element located at the input of the inverter and during a preheating time that begins when the inverter is switched on and one that follows it Ignition time determines the frequency of the control voltages and then the output signal of the combustion voltage sensor for the tax rate to take effect. During the preheating and The ignition phase is therefore the operating frequency of the inverter not due to the operating voltage but rather due to the
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Zeitglied bestimmt, das im einfachsten Fall ein RC-Glied oder eine monostabile Kippstufe ist.Determines the timing element, which in the simplest case is an RC element or is a monostable multivibrator.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.Further advantageous embodiments of the invention are characterized in the subclaims.
Die Erfindung wird anhand der Figuren näher erläutert; es zeigenThe invention is explained in more detail with reference to the figures; it demonstrate
FIG 1 ein Blockschaltbild der Erfindung,1 shows a block diagram of the invention,
FIG 2 die Abhängigkeit der Betriebsfrequenz des Wechselrichters während der einzelnen Betriebsphasen, FIG 3 ein besonders einfaches Ausführungsbeispiel der Erfindung und2 shows the dependence of the operating frequency of the inverter during the individual operating phases, FIG 3 shows a particularly simple embodiment of the Invention and
FIG 4 den Verlauf der Sägezahnspannung und die davon abhängige Verkürzung der Durchsteuerzeit Erhöhung der Frequenz - abhängig von der Bezugs spannung. 4 shows the curve of the sawtooth voltage and that of it dependent shortening of the control time. Increase in frequency - depending on the reference voltage.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach FIG 1 sind die1 Schalter des Wechselrichters Feldeffektleistungstransistoren T1, T2, die in Reihe an der Gleichspannungsquelle Q liegen. Der Lastkreis mit einem Umschwingkondensator C10, der Entladungslampe LP und dem Serienresonanzkreis mit dem Kondensator C9 und der Drossel L1 liegt parallel zu T1, wobei der Kondensator C9 des Serienresonanzkreises zwischen den heizbaren Elektroden der Lampe liegt. Bei durchgesteuertem T2 liegt der Lastkreis an der Quelle Q und lädt sich in der folgenden Halbwelle über den durchgesteuerten T1 um.In the exemplary embodiment according to FIG. 1, the 1 switches of the inverter are field-effect power transistors T1, T2 which are connected to the DC voltage source Q in series. The load circuit with a reversing capacitor C10, the discharge lamp LP and the series resonance circuit with the capacitor C9 and the choke L1 is parallel to T1, the capacitor C9 of the series resonance circuit being between the heatable electrodes of the lamp. When T2 is switched through, the load circuit is at source Q and recharges in the following half-wave via T1 that is switched through.
Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren T1 und T2 dient ein Steuersatz S mit einem Impulsgenerator g, der Steuerimpulse mit einstellbarer Frequenz erzeugt; diese werden über einen Impulsverteiler i abwechselnd auf die beiden Transistoren gegeben.For alternating control of the transistors T1 and T2 is a control set S with a pulse generator g, which generates control pulses with an adjustable frequency; these are alternately sent to the two transistors via a pulse distributor i.
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Die Frequenz der Impulse des Generators g ist abhängig von dem Ausgangssignal des Auswerters A, der eingangsseitig an einen Brennspannungafühler B und an ein Zeitglied Z mit zwei Ausgängen z1 , z2 angeschlossen ist, und der im wesentlichen die Funktion hat, je nach Betriebsphase einen dieser Eingänge auf den Impulsgenerator g durchzuschalten. The frequency of the impulses of the generator g is dependent from the output signal of the evaluator A, the input side to an operating voltage sensor B and to a timing element Z is connected to two outputs z1, z2, and which essentially has the function of one, depending on the operating phase to switch these inputs through to the pulse generator g.
Mach dem Einschalten der Gleichspannungsquelle Q macht der Auswerter A den ersten Ausgang z1 des Zeitgliedes Z wirksam, dessen Spannung zwischen den Zeitpunkt tg und t. (Vorheizzeit) für die maximale Betriebsfrequenz fy sorgt: Siehe FIG 2. Bei dieser Frequenz kann die Lampe nicht zünden. Im Zeitpunkt t^ schaltet dann der Auswerter A gesteuert durch Z - auf den zweiten Ausgang z2 des Zeitgliedes um, der eine kleinere oder eine bis zum Zeitpunkt tp stetig sinkende Spannung liefert: Die damit verbundene Absenkung der Betriebsfrequenz führt in die Nähe der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises und damit zur Zündung der Lampe. Mach dem Zeitpunkt t2 schließlich schaltet der Auswerter auf den Brennspannungsfühler B um, so daß dann ein von der Brennspannung der Lampe abhängiges Ausgangssignal am Impulsgenerator liegt, das bei einer Argon-Lampe eine höhere Betriebsfrequenz, f„« unc* bei einer Krypton-Lampe eine niedrigere Betriebsfrequenz FßK (punktierte Linie in FIG 2) zur Folge hat.When the DC voltage source Q is switched on, the evaluator A makes the first output z1 of the timing element Z effective, the voltage between the time tg and t. (Preheating time) ensures the maximum operating frequency fy: See FIG 2. At this frequency, the lamp cannot ignite. At the point in time t ^, the evaluator A, controlled by Z -, switches to the second output z2 of the timing element, which supplies a lower voltage or a voltage that is steadily decreasing up to the point in time tp: The associated lowering of the operating frequency leads to the vicinity of the resonance frequency of the resonance circuit and thus to ignite the lamp. At time t 2 , the evaluator switches over to the burning voltage sensor B, so that an output signal dependent on the burning voltage of the lamp is applied to the pulse generator, which has a higher operating frequency for an argon lamp, f "" unc * for a krypton lamp a lower operating frequency F ßK (dotted line in Figure 2).
Bei dem detaillierten Ausführungsbeispiel nach FIG 3 dient als Steuersatz im wesentlichen ein Sättigungstransformator L2, dessen Primärwicklung L21 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen L22, L23 an die Steuerstrecken der Transistoren T1, T2 angeschlossen sind. Der Lastkreis und der Sättigungstransformator sind so bemessen, daß sich ohne die nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen Eingriffe die niedrigste in BetrachtIn the detailed exemplary embodiment according to FIG. 3 essentially a saturation transformer serves as the tax rate L2, whose primary winding L21 is arranged in the load circuit and whose secondary windings L22, L23 on the control paths of the transistors T1, T2 connected are. The load circuit and the saturation transformer are dimensioned in such a way that without the following described interventions according to the invention the lowest possible
kommende Betriebsfrequenz, also die zur Speisung einer Krypton-Lampe, einstellt.coming operating frequency, i.e. the one to feed a Krypton lamp, adjusts.
Bei Betrieb dieses Wechselrichters mit einer Argon-Lampe (mit einer höheren Brennspannung) wird die Durchsteuerzeit von T2 mit Hilfe von Sperrtransistoren T3, T4 verkürzt, durch die die Steuerstrecke von T2 kurzgeschlossen wird. Hierzu liegt der Emitter von T4 an einem Synchronisierkondensator C3, der über einen Vorwiderstand R2 an die Gleichspannungsquelle Q und über einen Vorschaltkondensator C2 an die Schaltstrecke des vorzeitig zu sperrenden Transistors T2 angeschlossen ist. Der Verlauf der Sägezahnspannung U„-, am Emitter des Sperrtransistors T4 ist in FIG 4 dargestellt.When this inverter is operated with an argon lamp (with a higher operating voltage), the activation time of T2 is shortened with the aid of blocking transistors T3, T4, which short-circuit the control path from T2. For this purpose, the emitter of T4 is connected to a synchronizing capacitor C3, which is connected to the DC voltage source Q via a series resistor R2 and to the switching path of the transistor T2, which is to be prematurely blocked, via a series capacitor C2. The curve of the sawtooth voltage U "-, at the emitter of the blocking transistor T4 is shown in FIG.
Die Basis von T4 liegt an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R3, R4 und einem Vergleichskondensator C4, an dem eine in ihrer Größe steuerbare Bezugsspannung auf-' tritt. Hierzu ist C4 einem Steuertransistor T5 parallel geschaltet und ferner über R5 an eine Hilfsspannungsquelle angeschlossen, die von einem Kondensator C5 gebildet wird, der über eine Ladediode D4 dem Synchronisierkondensator C3 parallel liegt.The base of T4 is on a voltage divider with the Resistors R3, R4 and a comparison capacitor C4, at which a reference voltage that can be controlled in terms of its size occurs. For this purpose, C4 is parallel to a control transistor T5 connected and also connected via R5 to an auxiliary voltage source formed by a capacitor C5 which is parallel to the synchronizing capacitor C3 via a charging diode D4.
Sperrtransistor T4 wird immer durchgesteuert, wenn die Sägezahnspannung U«, größer als die Bezugsspannung ü*~, wird (FIG 2) :Blocking transistor T4 is always turned on when the sawtooth voltage U «, greater than the reference voltage ü * ~, becomes (FIG 2):
Bis zum Zeitpunkt t~ ist Transistor T2 gesperrt und T1 leitend; letzterer wird zu diesem Zeitpukt durch den Sättigungstransformator L2 zugesteuert. Die Induktivitäten des Lastkreises treiben dann den Laststrom in gleicher Richtung weiter über die Gleichspannungsquelle Q und die beiden Kondensatoren C3 und C2, die damit umgeladen werden. Dabei wird der Emitter von T4 negativer als seineUntil time t ~, transistor T2 is blocked and T1 conductive; the latter is activated by the saturation transformer at this point in time L2 closed. The inductances of the load circuit then drive the load current in the same way Direction further via the DC voltage source Q and the two capacitors C3 and C2, which are thus reloaded. The emitter of T4 becomes more negative than his
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Basis und dieser Transistor und damit T3 gesperrt: Infolge dessen kann der von L23 gelieferte Steuerimpuls an T2 wirksam werden und diesen Transistor im Zeitpunkt t, durchsteuern. Von da an werden die Kondensatoren C2 und C3 in Parallelschaltung (C2 über T2) über den Vorwiderstand R2 aufgeladen bis die Sägezahnspannung am Emitter von T4 größer als die Bezugsspannung an dessen Basis geworden ist. Dann werden T3 und T4 durchgesteuert und Transistor T2 vorzeitig gesperrt.Base and this transistor and thus T3 blocked: As a result, the control pulse supplied by L23 can be sent to T2 take effect and turn on this transistor at time t. From then on, capacitors C2 and C3 in parallel connection (C2 via T2) via the series resistor R2 is charged until the sawtooth voltage at the emitter of T4 has become greater than the reference voltage at its base is. Then T3 and T4 are turned on and transistor T2 blocked prematurely.
Der Strom des Lastkreises fließt jedoch noch in gleicher Richtung weiter und zwar über die Rückstromdiode des Transistors T1 (bei MOS-FET-Transistoren integriert). Beim Nulldurchgang des Laststromes erzeugt dann der Sättigungs.transf ormator an L22 eine Durchsteuerspannung für T1, über den dann der Entladestrom des Umschwingkondensators C10 in entgegengesetzter Richtung durch den Lastkreis fließen kann. Die Zeitdauer dieser Halbwelle ist dabei von dem Sättigungstransformator abhängig und % konstant; die Änderung der resultierenden Betriebsfrequenz wird in diesem Fall also nur durch Verkürzen der einen durch T2 bestimmten Halbwelle erreicht.However, the current of the load circuit continues to flow in the same direction via the reverse current diode of transistor T1 (integrated in MOS-FET transistors). When the load current crosses zero, the saturation transformer at L22 generates a through-control voltage for T1, via which the discharge current of the reversing capacitor C10 can flow in the opposite direction through the load circuit. The duration of this half-wave depends on the saturation transformer and is % constant; in this case, the change in the resulting operating frequency is only achieved by shortening the one half-wave determined by T2.
Für diese Verkürzung ist die Größe der Bezugsspannung O„, an dem Vergleichskondensator C4 durch den parallel geschalteten Steuertransistor T5 unterschiedlich einstellbar. Die Steuerstrecke dieses Transistors liegt hierzu einerseits an einem Spannungsteiler mit den Widerständen R6 und R7 und über eine Zenerdiode D8 und einen Spannungsteiler R8, R9 an einem Kondensator C8, der sich über D9 bzw. D10, C7 und R12 auf einenvon der Lampenspannung abhängigen Wert auflädt.For this shortening, the magnitude of the reference voltage O ″ on the comparison capacitor C4 can be set differently by the control transistor T5 connected in parallel. The control path of this transistor is connected to a voltage divider with resistors R6 and R7 and, via a Zener diode D8 and a voltage divider R8, R9, to a capacitor C8, which is charged to a value depending on the lamp voltage via D9 or D10, C7 and R12 .
R6 und R7 liegen parallel zu einem Kondensator C6, der über eine Entkopplungsdiode D6 an ein RC-Glied R1, C1R6 and R7 are parallel to a capacitor C6, the Via a decoupling diode D6 to an RC element R1, C1
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angeschlossen ist und mit diesem über Widerstände R11, R10 und eine Elektrode der Lampe LP von der Gleichspannungsquelle Q aufgeladen wird. Die Spannung an C1 steuert dabei über die Schaltdiode D2 den Transistor T2 beim Einschalten des Wechselrichters an, verschwindet dann aber, da C1 über D1 und T2 entladen wird. Daher ist die Entkopplungsdiode D6 nach dem Anschwingen des Wechselrichters gesperrt: Der Steuertransistor T5 ist daher nach dem Anschwingen des Wechselrichters nur während einer kurzen Entladezeit des Kondensators C6 durchgesteuert, der mit den Widerständen R6 und R7 die Vorheizzeit bestimmt. Solange T5 auf diesem Wege durchgesteuert ist wird der Sperrtransistor T4 infolge der niedrigen Bezugs spannung Up^v in jeder Periode bereits im Zeitpunkt tc-j (FIG 4) leitend und damit die über T2 fließende Halbwelle verkürzt. Die daraus resultierende Erhöhung der Betriebsfrequenz hat eine entsprechend niedrige Spannung am Kondensator C4 parallel zu der Entladungslampe LP zur Folge, so daß diese nicht zünden kann.is connected and is charged with this via resistors R11, R10 and an electrode of the lamp LP from the DC voltage source Q. The voltage at C1 controls the transistor T2 via the switching diode D2 when the inverter is switched on, but then disappears because C1 is discharged via D1 and T2. Therefore, the decoupling diode D6 is blocked after the inverter has started to oscillate: The control transistor T5 is therefore only switched on for a short discharge time of the capacitor C6, which determines the preheating time with the resistors R6 and R7 after the inverter has started to oscillate. As long as T5 is turned on in this way, the blocking transistor T4 is conductive due to the low reference voltage Up ^ v in each period already at time tc-j (FIG 4) and thus shortened the half-wave flowing through T2. The resultant increase in the operating frequency results in a correspondingly low voltage across the capacitor C4 parallel to the discharge lamp LP, so that it cannot ignite.
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Im Zeitpunkt t^ in FIG 2 wird T5 zunehmend zugesteuert und damit steigt die Bezugsspannung an C4, so daß die über T2 fließenden Halbwellen stetig langer werden, bis sich die resultierende Betriebsfrequenz soweit der Resonanzfrequenz des Lastkreises genähert hat, daß die Lampe zündet. T3, T4 und T5 sind dann gesperrt und es stellt sich eine Betriebsfrequenz mit gleich langen Halbwellen ein, die ausschließlich durch den Sättigungstransformator bestimmt ist und für den Betrieb einer Krypton-Lampe bemessen ist. In diesem Fall ist die an dem Kondensator C8 auftretende Spannung zu klein, um über die Zenerdiode D8 den Steuertransistor T5 wieder leitend steuern zu können.At time t ^ in FIG. 2, T5 is increasingly closed and thus the reference voltage at C4 rises, so that the Half-waves flowing over T2 become steadily longer until the resulting operating frequency is as far as the resonance frequency of the load circuit has approached that the lamp ignites. T3, T4 and T5 are then blocked and it sets an operating frequency with half-waves of equal length, which is exclusively due to the saturation transformer is intended and is dimensioned for the operation of a krypton lamp. In this case, that is on capacitor C8 Occurring voltage too small to be transmitted via the Zener diode D8 to be able to control the control transistor T5 conductive again.
Wird dagegen an dem so bemessenen Wechselrichter eine Lampe gleicher Nennleistung mit Argon-Füllung angeschlos-If, on the other hand, a Lamp of the same nominal power with argon filling connected
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sen, so stellt sich - nach gleichartigem Ablauf der Vorheiz- und Zündphase - im Brennbetrieb eine höhere Brennspannung ein, die den Steuertransistor T5 über Zene'rdiode D8 definiert aufsteuert, so daß sich an dem Vergleichskondensator C4 (infolge der Gegenkopplungsdiode D7)· einefür diesen Betriebsfall charakteristische Bezugsspannung U*c- . einstellt, bei der die Sperrtransistoren T3, T4 bereits im Zeitpunkt t5- (FIG 4) durchgesteuert werden, was zu einer entsprechenden Verkürzung der über T2 fließenden HaIbwelle und damit zu einer Erhöhung der resultierenden Betriebsfrequenz führt. Diese Erhöhung ist so bemessen, daß die Lampe mit Argon-Füllung gerade den richtigen Betriebsstrom erhält. sen, then - after the preheating and ignition phases have proceeded in the same way - a higher operating voltage is set in the operating mode, which controls the control transistor T5 in a defined manner via the Zene'r diode D8, so that there is a for this capacitor C4 (due to the negative feedback diode D7) Operating case characteristic reference voltage U * c -. sets, in which the blocking transistors T3, T4 are already turned on at time t 5 - (FIG 4), which leads to a corresponding shortening of the half-wave flowing through T2 and thus to an increase in the resulting operating frequency. This increase is dimensioned so that the lamp with argon filling just receives the correct operating current.
Die Spannung an dem Kondensator C8 wird zugleich zur Abschaltung des Wechselrichters bei dauernd zündunwilliger Lampe herangezogen: Erreicht diese Spannung einen durch die Überwachungseinrichtung Ü vorgegebenen Grenzwert, dann spricht diese an und schließt den Anschwingkondensator C1 und die Steuerelektrode von T1 über D5 kurz. Die Ansprechschwelle dieser Überwachungseinrichtung liegt über der Spannung, die sich an C8 bei Betrieb des Wechselrichters mit einer Argon-Lampe einstellt. Ferner ist die Ladezeitkonstante von C8 so groß, daß die Überwachungseinrichtung auch nicht während der Vorheiz- und der Zündphase ansprechen kann, es sei denn, die Lampe würde in der vorgegebenen Zeit (t^/tp) nicht zünden.The voltage on the capacitor C8 is also used to switch off of the inverter is used when the lamp is permanently unwilling to ignite: If this voltage reaches you through the monitoring device Ü predetermined limit value, then it responds and closes the build-up capacitor C1 and the control electrode from T1 via D5 short. the The response threshold of this monitoring device is above the voltage at C8 when the inverter is in operation using an argon lamp. Furthermore, the charging time constant of C8 is so large that the monitoring device also cannot respond during the preheating and ignition phase, unless the lamp would Do not ignite in the specified time (t ^ / tp).
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Legal Events
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