DE3234780A1

DE3234780A1 - Einrichtung zum feststellen einer mechanischen bewegung

Info

Publication number: DE3234780A1
Application number: DE19823234780
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Hachioji Tokyo Kurosawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-01-26
Filing date: 1982-09-20
Publication date: 1983-08-18
Also published as: AU544632B2; JPS58127294A; KR840003362A; KR860001999B1; GB2113932A; US4556885A; GB2113932B; DE3234780C2; AU8804482A; BR8205508A; JPH0346762B2

Description

EINRICHTUNG ZUM FESTSTELLEN EINER MECHANISCHEN BEWEGUNG

Die Erfindung betrifft eine digitale Einrichtung zum Feststellen einer mechanischen Bewegung eines zu untersuchenden Körpers und zum Erzeugen eines die Position oder die Geschwindigkeit des Körpers anzeigenden digitalen Signals oder zum Erzeugen von-zur Bewegung synchronen Impulsen.

Bisher wurden zur Feststellung der Drehgeschwindigkeit eines rotierenden Körpers Tachogeneratoren verwendet, welche denselben Aufbau besitzen wie Gleichstromgeneratoren. Die Feststellung der Geschwindigkeit oder der Position bei linearer Bewegung eines Körpers wurde in der Weise durchgeführt, daß die Linearbewegung mittels eines Getriebes oder dergleichen in eine Rotation umgesetzt und dann in ähnlicher Weise die Rotationsgeschwindigkeit festgestellt wurde.

Die auf diese Weise Geschwindigkeit und Ort anzeigenden Signale werden oft als Rückkopplungssignale benutzt. Wenn die Rückkopplungs-Steuereinrichtung aus analogen Kreisen besteht, dann sind die vom Tachogenerator gelieferten analogen Signale brauchbar.

In neuerer Zeit jedoch bestehen Steuereinrichtungen oftmals aus digitalen Kreisen mit Mikrocomputern, womit es möglich ist, die Genauigkeit und die Stabilität der Steuerung zu verbesseren. Darüberhinaus weist ein digitales System eine geringere Anzahl von einzujustierenden Elementen au^ und die Verwendung eines Mikrocomputers vermindert die Kosten des Systems.

Wird ein digitales Steuersystem verwendet, dann muß das analoge Rückkopplungssignal mittels eines Analog-Digital-Umsetzers in ein digitales Signal umgesetzt werden. Das durch derartige Umsetzung entstandene digitale Signal ist aber weniger genau und weniger stabil als das ursprüngliche Analogsignal, so daß die Vorteile des digitalen Systems wesentlich vermindert werden. Darüberhinaus sind Tachogeneratoren und Potentiometer mit mecha-· nisch aneinander schleifenden Teilen verbunden, was eine häufige

—*—8~- — II····· ♦· ·

q O O / *7 O Π

Inspektion und Wartung erfordert, also mühsame und Kostspielige Arbeiten.

Bei einer anderen Üblichen Einrichtung zur Geschwindigkeitsmessung wird ein Rotations-Impulsgenerator oder ein Frequenzgenerator verwendet, die einen Ausgang einer Frequenz erzeugen, die proportional zur Rotationsgeschwindigkeit ist. Die Zahl der erzeugten Impulse wird dann gezählt und ein digitales Signal erzeugt, welches die festgestellte Geschwindigkeit anzeigt. Ein Nachteil dieser Einrichtung besteht darin, dass eine Messung hoher Genauigkeit nur dann durchgeführt werden kann, wenn die Zahl der während einer Umdrehung erzeugten Impulse sehr groß ist. Soll beispielsweise eine Rotationsgeschwindigkeit von 960 U/min (16 U/sec) ermittelt werden, und zwar bei einer Abtastperiode von 10 msec und einer Auflösung.von 12 Bits, entsprechend

— 1 2
0,025 % (-2 ), dann muß der Impulsgenerator während jeder Umdrehung 25.600 Impulse erzeugen. Die Ausgangsfr.equenz des Impulsgerierators muß also über 400 KHz liegen, wenn die zu messende Rotationsgeschwindigkeit 960 U/min beträgt; die Übertragung eines Impulssignals derart hoher Frequenz vom Impulsgenerator auf eine Steuereinrichtung ist jedoch nicht einfach. Darüberhinaus weist ein derartiger Impulsgenerator einen sehr komplizierten Aufbau auf und ist deshalb schwierig zu bedienen und sehr kostspielig.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist deshalb die Schaffung einer Einrichtung zum Feststellen der mechanischen Bewegung eines zu untersuchenden Körpers und zum Erzeugen eines die Lage, die Geschwindigkeit oder dergleichen anzeigenden Digitalsignals, wobei die Feststellung mit hoher Auflösung und mit kurzer Abtastzeit erfolgt und die übertragung und die Verarbeitung des Signals einfach ist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch eine Einrichtung zum Feststellen der mechanischen Bewegung eines zu untersuchenden Körpers, die aus einem Synchrogenerator mit primären un,d sekundären Wicklungen, deren eine mit dem zu untersuchenden Körper koppelbar ist, einen Erregerkreis für die Erzeugung eines

Erregerstroms für die Primärwicklung, wobei die Sekundärwick-. lung bei Erregung der Primärwicklung ein Signal induziert, einem Bezugssignal-Generator zur Erzeugung eines Bezugssignals vorgegebener Frequenz, einem ersten Element, das sowohl auf das Bezugssignal als auch auf das in der Sekundärwicklung induzierte Signal anspricht und Impulse einer Frequenz erzeugt, die von der Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem induzierten Signal abhängt, einem Frequenzteiler, der die Impulse zählt und ein erstes Digitalsignal erzeugt, welches in jedem Augenblick den Impuls-Zählwert anzeigt, wobei der Erregerkreis auf dieses erste digitale Signal des Frequenzteilers anspricht, und zwar bezüglich der Bestimmung des Momentanwertes des Erregerstroms zu jedem Zeitpunkt, und wobei der Synchro-Generator, der Bezugssignalgenerator, das erwähnte erste Element, der Frequenzteiler und der Erregerkreis eine Phasenregelschleife bildet, welche die induzierte Spannung derart regeln, das diese in einer vorbestimmten Phasenbeziehung zum Bezugssignal steht und aus einem zweiten Element besteht, das auf die Phasenregelschleife anspricht und ein zweites Digitalsignal erzeugt, welches auf die Bewegung des zu untersuchenden Körpers bezogen ist.

Auf der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2A - 2D und 3A - 3D Diagramme der Wellenformen von an verschiedenen Punkten der Einrichtung von Figur 1 erscheinenden Signale,

Fig. 4 ein Flußdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des Rechners 100 von Figur 1,

Fig. 5 ein Blockschaltbild des Innenaufbaus eines Bezugssignal-Generators 30 von Figur 1,

Fig. 6 ein Blockschaltbild des Innenaufbaus eines Erregerkreises 80 von Figur 1,

Fig. 7-9 Blockschaltbilder weiterer Ausführungsformen der Erfindung,

Fig. 10 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des Flip-Flop-Kreises (D-Type) von Figur 9,

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 12 ein Blockschaltbild des Innenaufbaus eines Bezugssignal-Generators 140 von Figur 11, und

Fig. 13 ein Blockschaltbild des Innenaufbaus eines Phasenvergleichers 150 von Figur 11.

Figur 1 zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung, wobei mit 10 ein zweipoliger Induktions-Rotationsdetektor bzw. ein Synchrogenerator bezeichnet ist, der einen Stator und einen Rotor aufweist, die gegeneinander bewegbar sind. Der Rotor ist mit einem zu untersuchenden Körper koppelbar. Zweiphasen-Primärwicklungen 11 und 12 sind auf dem Stator angebracht. Eine Einphasen-Sekundärwicklung 13 ist auf dem Rotor angebracht. Schleifringe 14 und mit den Schleifringen 14 in Berührung stehende Bürsten 15 dienen zum Verbinden der Wicklung 13 mit einem Außenkreis, der später beschrieben werden wird. Während des Betriebs wird die in der Wicklung 13 induzierte Spannung Vi einem Steuerkreis zugeführt.

Der Außenkreis enthält einen Wellenformer 20, der die in den Figuren 2A und 3A gezeigte, in der Wicklung 13 induzierte Spannung aufnimmt und in ein Rechtecksignal umsetzt, das in den Figuren 2B und 3B dargestellt ist und während der positiven Halbwelle der induzierten Spannung einen hohen und während der negativen Halbwelle der induzierten Spannung einen niedrigen Pegel aufweist.

Ein Bezugssignal-Generator 30 erzeugt ein Rechteck-Bezugssignal Sr vorgegebener konstanter Frequenz, das in den Figuren 2C und 3C dargestellt ist. Ein Phasenkomparator 40, der aus einem exklusiven ODER-Gatter bestehen kann, empfängt die Rechtecksignale von einem Wellenform-Anpassungskreis 31 und vom Bezugssignal-Generator 30 und erzeugt ein Phasendifferenzsignal, das in den Figuren 2D und 3D dargestellt ist und ein Maß für die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen darstellt. Das

Phasendiffernzsignal hat die Form von Impulsen (außer wenn die beiden Eingangssignale exakt in Phase sind) einer Frequenz, die doppelt so groß ist wie diejenige der Eingangssignale, und zwar im statischen Zustand, d.h., wenn die beiden Eingangssignale konstante Frequenzen besitzen und das Ein/Aus-Verhältnis (Verhältnis der Ein-Periode bzw. Periode hohen Pegels bzw. Periode niedrigen Pegels) den Wert 1 besitzt, wie dies in Figur 2D dargestellt ist, wobei der Ausgang des Kreises 20 hinter dem Ausgang des Kreises 30 um 90° nacheilt. Das Verhältnis Ein/Aus ist dann größer als in Figur 3D dargestellt, wenn der Ausgang des Kreises 20 um einen größeren Winkel nacheilt.

Ein Steuerverstärker 50 nimmt den Ausgang des Phasenkomparator 40 auf und erzeugt ein entsprechendes Spannungssignal V₅₀ neben seiner Steuerfunktion, d.h. einer proportionalen, positiven, intergralen Steuerfunktion, weist der Steuerverstärker 50 ■■ die Funktion eines Niederpassfilters auf, der die Wechselstromkomponenten ausscheidet, so daß ein die Phasendifferenz anzeigendes Gleichspannungssignal erzeugt wird. Der Steuerverstärker 50 arbeitet derart, daß dann, wenn das Ein/Aus-Verhältnis des Ausgangs des Phasenkomparator 40 den Wert 1 hat, der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 ungeändert bleibt; wenn jedoch das Verhältnis Ein/Aus größer ist als 1, dann steigt der Ausgangspegel; wenn aber das Verhältnis Ein/Aus kleiner als 1 ist, dann nimmt der Ausgangspegel ab.

Ein Spannungs-Frequenz-Umsetzer 60 (nachfolgend kurz V/F-ümsetzer genannt) nimmt den Ausgang des Steuerverstärkers 50 und erzeugt Impulse einer Frequenz F₆₀ , die proportional dem Ausgang des Steuerverstärkers 50 ist.

Ein Frequenzteiler 70 zählt die Ausgangsimpulse des Umsetzers 60 und erzeugt einen Zählwert in Form eines digitalen Signals, und zwar entsprechend dem elektrischen Phasenwinkel Θ_ο· Das Digitalsignal ändert somit seinen Wert mit einer Geschwindigkeit, die proportional ist der Ausgangsspannuhg des Steuerverstärkers 50 und kehrt dann, wenn es einen Wert entsprechend 360° erreicht hat, wieder zu Null zurück.

Ein Erregerkreis 80 nimmt den Zählwert θ_ des Frequenzteilers 70 und erzeugt zwei Signale einer Größe proportional sin &_o und cos θ_ο· Die Signalfolgen dieser beiden Signale bilden, wenn die Änderungsgeschwindigkeit von θ_η im wesentlichen konstant bleibt, im wesentlichen sinusförmige Wellenformen, die gegeneinander um 90° versetzt sind, also Wellenformen E sin Θ- und E cos θ_ , wobei E eine Konstante ist und θ_ο sich ändert. Die Ausgangssignale des Erregerkreises 80 werden de.n Primärwicklungen 11, 12 zugeführt. '

Der Synchrogenerator 10 und die Kreise 20, 30, 40, 50, 60, 70 und 80 bilden somit eine Phasenregelschleife(nachfolgend kurz PLL genannt) welche die Phasen der beiden Signale vergleicht und dazu dient, ein bestimmtes Phasenverhältnis zwischen den beiden Signalen aufrechtzuerhalten. Durch die Funktion der Phasenregelschleife wird der Ausgang θ des Frequenzteilers 70 so geregelt, daß die induzierte Spannung Vi in einer bestimmten Phasenbeziehung zum Bezugssignal Sr gehalten wird, d.h. die positiven Amplituden der induzierten Spannung Vi fallen mit den nacheilenden Flanken des Bezugssignals Sr zusammen. Solange die erwähnte Phasenbeziehung erhalten bleibt und somit das Verhältnis Ein/Aus den Wert "1" besitzt, bleibt der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 konstant, bleibt die Ausgangsfrequenz F_ß0 des V/F-Umsetzers 60 konstant und bleibt auch die Änderungsgeschwindigkeit Q des Ausgangs des Frequenzteilers 70, also die Frequenz der Erregerströme, konstant. Wenn die induzierte Spannung Vi nacheilt, und so das Verhältnis Ein/Aus größer als 1 wird, dann steigen der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50, die Ausgangsfrequenz FgQ des V/F-Umsetzers 60 und die Änderungsgeschwindigkeit des vom Frequenzteiler 70 abgegebenen Signals θ_ , mit der Folge, daß auch die Frequenz der Erregerströme ansteigt, so daß die induzierte Spannung Vi beschleunigt wird, bis sie das Bezugssginal Sr erreicht. Wenn dagegen die induzierte Spannung Vi voreilt, dann nehmen die Ausgangsfrequenz des V/F-Umsetzers 60 und die Frequenz der Erregerströme ab, so daß die induzierte Spannung Vi verzögert wird, bis sie das Bezugssignal Sr erreicht.

Wie erwähnt,dient also die Phasenregelschleife dazu, die folgenden Beziehungen aufrechtzuerhalten:

-J3--

-A

θ - θ

θ = θ₀ - θ*

θ₀ und θ sind die Winkel der Ausgänge des Frequenzteilers 70 und des Bezugssignal-Generators. Werden somit die Werte Θ_ und

θ anzeigende Signale erhalten, dann kann der Wert von θ heft
stimmt werden, und zwar dadurch, daß θ von θ abgezogen wird.

Wird aber - als Alternative - ein Taktimpuls dann erzeugt, wenn sowohl θ_ als auch θ einen bestimmten Wert besitzen, angenommen T_n oder T*, und wenn ein Signal erhalten wird, das dem jeweils an-

^υ *

deren Wert von &_n und θ entspricht, dann kann der Wert von 0 da-

durch erhalten werden, daß entweder T von & oder aber & von T_n abgezogen wird. Wird ein solcher Taktimpuls dann erzeugt, wenn

sowohl θ_ als auch θ Null ist, dann ist θ gleich θ oder -Θ .

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 1 wird der Wert von θ_η zum Zeitpunkt von θ = O ausgelesen und als der θ bestimmende Wert benutzt. Zur Durchführung dieses Vorgangs ist ein Sperrkreis 90 vorgesehen, der das Bezugssignal Sr des Bezugssignal-Generators 30 aufnimmt und den Zählwert Θ_Α des Frequenzteilers 70 dann ausliest und speichert, wenn die nacheilende Flanke des Bezugssignals Sr erscheint, d.h, wenn θ =0. Der Ausgang des Sperrkreises 90 gibt den Wert von θ an, d.h. die Position des ζμ prüfenden Körpers, und zwar zum Zeitpunkt des zuletzt vorausgehenden Auftretens der nacheilenden Flanke des Bezugssignals Sr, wobei der Ausgang des Sperre kreises 90 sich jedesmal dann ändert, wenn die nacheilende Flanke erscheint, d.h. bei jedem Zyklus des Bezugssignals.

Ein Rechner, etwa der Mikrocomputer 100, liest die im Sprerrkreis 90 gespeicherten Werte aus und führt die arithmetischen Operationen durch, die erforderlich sind, um die Geschwindigkeit des zu untersuchenden Körpers festzustellen und um die Position oder

die Geschwindigkeit des zu prüfenden Körpers zu steuern.

Die Geschwindigkeit des Untersuchungskörpers kann aus der Differenz zwischen den nacheinanderfolgenden Auslesevorgängen des Sperrkreises 90 ermittelt werden,, weil die zeitliche Zykluslänge des Bezugssignals Sr konstant ist.

Das Verfahren zur Feststellung der Geschwindigkeit ist in Figur 4 dargestellt. Dabei dient die nacheilende Flanke des Bezugssignals Sr dazu, eine Unterbrechung (Schritt 1000) auszulösen. Der im Sperrkreis 90 gesp eicherte Wert & wird daraufhin ausgelesen und in einem ersten, nicht gezeichneten Register gespeichert (1001, 1002). Der im ersten Register gespeicherte Wert wird von dem Wert abgezogen, der in einem zweiten, nicht gezeichneten Register gespeichert ist, wobei es sich dabei um denjenigen Wert handelt, der aus dem Sperrkreis 90 beim unmittelbar vorausgehenden Zyklus (1003) ausgelesen worden ist. Das Ergebnis, also die erwähnte Differenz, ist ein Maß für die Geschwindigkeit und wird in einem dritten, nicht gezeichneten Register für weitere Verarbeitungszwecke gespeichert (1004) . Der Wert im ersten Register wird dann in das zweite Register übergeführt(1005). Damit ist das Unterbrechungsprogramm abgeschlossen und es erfolgt eine Rückkehr zum Hauptprogramm (1006).

Für die weitere Beschreibung der Ausführungsform nach Figur 1 wird angenommen, daß die maximale Rotationsgeschwindigkeit 1920 U/min beträgt. Weiterhin wird angenommen, daß die gewünschte Auflösung bezüglich der Positionsfeststellung 15 bits beträgt, also 2~¹⁵ χ 360° (0,003% χ 360°). In diesem Fall enthält dann der Ausgang des Freqenzteilers 70 einen Zähler von 15 bits. In anderen

15 Worten, der Teilungsfaktor N₇₀ des Frequenzteilers ist 2 = 32.768.

Wie erwähnt, dient der Phasenregelkreis zur Aufrechthaltung folgender Beziehungen:

WV « .ν W

θ_λ - θ = θ , ο '

9η ■- θ) = Ae

■aro ^r

also U; ₀ - LU = u;

* d

wobei fa Qt[O ι U) Winkelfrequenzen sind undit»₀ = ηΤ

Somit ergibt sich:

f₀ - f - £*,
wobei f_n, f und f Frequenzen sind, mit der Beziehung f_n-vLlU_n

ι * 1 * 1 - Z₁) I - IA/ ·

21C^' 2f

Die Frequenz f kann einen Wert im Bereich zwischen -f und f

max . max

annehmen, wobei f„_„ die maximale Frequenz entsprechend der maxi-

ΙΏ cL X

malen Drehgeschwndigkeit ist, und zwar in einer Richtung bzw. der Vorwärtsrichtung des zu untersuchenden Körpers. Die Frequenz

* f_A der Erregerströme kann einen Wert zwischen (f - f ) und

(f + f) annehmen, wobei f der maximalen Drehgeschwindig-

ΙΠ el X ΓΠ3.Χ

keit von 1920 U/min = 32 Hz entspricht. Bei der Auswahl der Frequenz f des Bezugssignalgenerators ist auf die folgenden Punkte zu achten. Zunächst soll das Ergebnis der Subtraktion

*
f - f positiv sein. Weiterhin soll das Rauschen einer Fre-

ITIcLX

quenz 2f* ausgeschaltet bzw. unterdrückt werden, und zwar durch die Filterfuhktion des Steuerverstärkers 50, mit der Folge, daß die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers 50 so gewählt wird, daß

sie. der Hälfte oder einem Drittel von zwei f entspricht. Andererseits hängt die untere Grenzfrequenz mit der Langsamkeit der Ansprechgeschwindigkeit zusammen, so daß die Grenzfrequenz so hoch wie möglich sein soll.

Aus diesen Betrachtungen heraus ergibt sich, daß die Frequenz f des Bezugssignals Sr beispielsweise so gewählt wird/ daß sie 128 Hz. beträgt. Die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers 50 wird dann so gewählt, daß sie unter 100 Hz liegt.

Die Maximalfrequenz f des Erregerstroms beträgt f + f „

max - max

= 128 + 32 = 160 Hz. Weil der Teilungsfaktor N~ des Frequenzteilers 70 bei 32.768 liegt, muß der V/F-Umsetzer 60 in der Lage sein, einen Ausgang bis zu einer Frequenz von etwa 5,3 MHz (= 160 χ 32.768) zu liefern.

Der Sperrkreis 90 wird so gewählt, daß er 15 bits aufweist, ebenso wie der Frequenzteiler 70.

Mit der beschriebenen Einrichtung wird die Position 9_Q des zu untersuchenden Körpers während jeder Abtastperiode von 7,8 in see. durchgeführt, wobei der sich ergebende Wert eine Auflösung von 2 χ 360° auf.we.ist.

Auch die Feststellung der Rotationsgeschwindigkeit wird in jeder Abtastperiode von 7,8 m see durchgeführt. Die Anzahl von bits des Meßwertes der Geschwindigkeit hängt von der. Geschwindigkeit selbst ab. Beträgt die Geschwindigkeit 960 U/min (= 16 U/sec), dann treten während der Abtastperiode von 7,8 m see 1/8 (= 2~³) Umdrehungen auf, so daß sich der Meßwert als ein Wert von 12 bits ergibt.

Figur 5 zeigt den inneren Aufbau eines Beispiels für den Bezugssignalgenerator 30. Wie gezeichnet, weist der Generator 30 einen Kristalloszillator 31 , einenjmit dem Oszillator 31 zusammenwirkenden Schwingkreis 32 zur Erzeugung eines Signals einer Frequenz

22

von beispielsweise 2 Hz (= 4.194.304 Hz) und einen,Frequenzteiler 33 auf, der einen Frequenzteiler 33 mit 15 bit-Zähler zur Aufnahme des Ausgangs des Schwingkreises 32 beinhaltet und eine Frequenzteilung mit einem Teilungsfaktor von 2 (= 32.768) durchführt, um so ein Bezugssignal von 128 Hz zu liefern. Die Verwendung des Kristalloszillators 31 ist deshalb vorteilhaft, weil

die sich ergebende Schwingung stabil ist und eine exakte Schwindungafrequenz aufweist..

Figur 6 zeigt den inneren Aufbau eines Beispiels für den Erregerkreis 8. Der Erregerkreis 8 enthält zwei Lesespeicher (ROM-Speicher) 81, 82, die als Adresse die oberen 8 bits der 15 bits des Signals 9_Q des Frequenzteilers 70 aufnehmen. Unter den 256 (= 2⁸) Adressen, deren Werte gleich sind den-oberen 8 bits von Θ· werden im ROM 81 die Werte von sin θ und im ROM 82 die Werte von cos 9 gespeichert. Werden die obern 8 bits von θ_ο als Adressen in die Lesespeicher 81, 22 eingegeben, dann werden die Inhalte der Adressen in Form von Digitalsignalen abgegeben, die repräsentativ sind für sin e_Q und cos 6_Q. Die Folgen aus Digitalsignalen sin θ und cos θ bilden sinusförmige bzw. cosinusfÖrmige Wellenformen, als zweiphasige Sinuswellen.

Digital-Analog-Umsetzer (nachfolgend kurz D/A-Umsetzer genannt) 83, 84 nehmen die digitalen Signale auf und setzen sie in analoge Signale um, und zwar mit 256 Stufen für jeden Zyklus. Niederpassfilter 85, 86 empfangen die Analogsignalge der D/A-Umsetzer 83, 84 und unterdrücken die Wellenstufen, um so sich kontinuierlich verändernde Sinuswellen zu erzeugen.

Offensichtlich ist es, daß die Verwendung der Niederpassfilter 85, 86 es unnötig macht, alle 15 bits von θ bei der Bestimmung von sin O₀ und cos θ zu verwenden, vielmehr sind lediglich 8 bits erforderlich. Daraus ercribt sich, daß die Lesespeicher 81, 82 nur 256 (=.2 ) Adressen bzw. Byten aufweisen müssen, anstelle von 2 Adressen, dio erforderlich wären, wenn alle 15 bits Verwendung finden.

Figur 7 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Dabei sind gleiche und 'ähnliche Teile mit den selben Bezugszeichen versehen wie in Figur 1. Das Ausführungsbeispiel nach Figur 7 weist jedoch einen zusätzlichen Kreis 110 für die Geschwindigkeitsfeststellung auf, der einen 15-bit-Zähler 111 enthält, der die Ausgangsimpulse des V/F-Usetzors 60 aufnimmt und zählt. Ein monostabiler Multivibrator 112 nimmt das Bezugssignal Sr auf; der Multivibrator 112 schaltot bei Auftreten der nacheilenden Flanke

- •ro -

des Signals Sr in einen quasi stabilen Zustand um und kehrt nach einer kurzen Verzögerungszeit in seinen ursprünglichen, stabilen Zustand zurück. Dabei ist die Verzögerungszeit kürzer als ein Zyklus des Ausgangs (wenn er die höchste Frequenz aufweist) des V/F-Umsetzers 60. Der Zähler 111 nimmt an der Löschklemine CR den Ausgang des monostabilen Multivibrators 112 auf, und wenn der Multivibrator 112 in seinen ursprünglichen, stabilen Zustand zurückkehrt, dann wird der Zähler 111 gelöscht. Ein Sperrkreis 113 nimmt den Ausgang des Zählers 111 auf. Darüberhinaus nimmt er an der Zeittakt-Klemme T das Bezugssignal Sr auf. Wenn die nacheilende Flanke des Signals Sr auftritt, dann speichert der Sperrkreis 113 den Zählwert des Zählers 111. Unmittelbar anschließend, d.h. nach Ablauf der Verzögerungszeit, kehrt der monostabile Multivibrator 112 in den stabilen Zustand zurück und der Zähler 111 wird dadurch zurückgestellt.

Es soll angenommen werden, daß die Frequenz des Bezugssignals Sr 128 Hz beträgt und der Ausgang des Frequenzteilers 70 eine Anzahl von 15 bits aufweist. Für die Geschwindigkeiten 0,960 und -960 ü/min (0. 16, -16 ü/sec) ergibt sich für den Ausgang

15 des V/F-ümsetzers 60 eine Frequenz von 4.194.304(=2 . χ 128)

Hz, 4.718.592 (= 2¹⁵ _x (128 +16)) Hz bzw. 3.670.016 (= 2¹⁵ χ (128 - 16)) Hz. Die Zahl von Impulsen, die von V/F-Umsetzer 60 abgegebenen und dem Zähler 111 während einer Abtastperiode von 7,8 m see (=1/128 see) zugeleiteten Impulse beträgt 32.768, 36.864 bzw. 28.672. Der Zähler 111 ist ein 15-bit-Zähler, und deshalb erfolgt beim 32.768sten Impuls ein "Overflow". Am Ende der Abtastperiode ergibt sich somit für den Zähler 111 ein Zählwert von 0 (32.768 -32.768), 4.096 (36.864 - 32.768) bzw. 28.672. Diese Werte werden vom Sperrkreis 113 gespeichert und dann im Rechner 100 weiterverarbeitet.

Wie üblich werden die Digitalwerte zwischen dem Wert Null und dem Mittelwert des Gesamtbereichs als positive Werte und die Digitalwerte zwischen dem Maximalwert und dem Mittelwert als negative Werte verarbeitet, wobei die Größe jeweils gleich ist der Differenz zwischen dem Maximalwert und dem fraglichen Digitalwert. Demgemäß wird der Wert 4.096 als positiver Wert

4.096 verarbeitet, der Wert 28.672 dagegen als negativer Wert 4.096 (= 32.768 - 28.672).

Wie oben erwähnt worden ist, werden beim beschriebenen Ausführungsbeispiel für die Geschwindigkeit repräsentative Digitalwerte erzeugt, so daß der Rechner 100 keine arithmetischen Operationen zur Geschwindigkeitsfeststellung durchführen muß, was den Aufwand an Software vermindert.

Figur 8 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wobei wiederum gleiche und ähnliche Bauteile mit denselben Bezugszeichen versehen sind wie in Figur 1.

Bei dieser Ausführungsform erzeugt der Bezugssignalgenerator nicht nur das Bezugssignal Sr sondern auch ein Bezugssignal-Phasensignal, welches für die Phase θ repräsentativ ist. Der Sperrkreis 90 empfängt das Bezugssignal-Phasensignal θ . Außerdem nimmt er aber auch den höchsten Bit von θ auf, und wenn die nacheilende Flanke dieses Bitsignals auftritt, d.h. wenn Q_n = 0, dann speichert er den Wert von θ . Wenn θ_ = 0, dann

ic

wird, wie bereits vorab erläutert worden ist, θ = -&. Der Sperrkreis 90 speichert somit den für -Ö repräsentativen Wert, d.h. einen Wert, der Position mit negativem Zeichen.

Figur 9 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung zur Erzeugung von Impulsen, die mit der Drehung des zu untersuchenden Körpers synchron sind. Wiederum sind gleiche und ähnliche Bauteile mit den_selben Bezugszeichen versehen wie in Figur 1.

Bei dieser Ausführungsform ist zusätzlich ein Komparator 120 vorgesehen, der einen Flip-Flop-Kreis vom D-Typ enthält, der an der Zeittakt-Klemme CK die Ausgangsimpulse des Schwingkreises 32 des Bezugssignalgenerators 30 von Figur 5 empfängt, und dem · außerdem an der Datenklemme D die Ausgangsimpulse des V/F-Umsetzers 60 zugeführt werden.

Wenn an den Klemmen CK und D Impulse unterschiedlicher Frequenzen ankommen, dann erzeugt der Kreis 120, wie in Figur 10 dargestellt,

an seiner Ausgangsklemme Q Impulse, die dem Frequenzunterschied entsprechen.

In Figur 10 ist der Einfachheit halber angenommen, daß Pulse einer Frequenz von 10 Hz auf die Klemme CK und Impulse einer Frequenz 8 Hz an die Klemme D gelegt werden. In diesem Fall erscheinen gemäß Figur 10 an der Ausgangsklemme Q Impulse einer Frequenz von 2 Hz.

Beim Beispiel von Figur 5 weist der Schwingkreis 32 eine Frequenz von 32.768 χ f auf. Der Ausgang des V/F-Umsetzers 60 hat eine Frequenz von 32.768 χ f„. Damit weist der Ausgang des

^υ *

Flip-Flop-Kreises 120 eine Frequenz von 32.768 χ (f_o - f ) auf.

Nachdem aber gilt, daß —wie vorab erwähnt— f - f = f, weist der Ausgang des Flip-Flop-Kreises 120 eine Frequenz von 32.768 χ f auf, d.h/ er liefert Impulse einer Frequenz, die 32.768 mal so groß ist wie die Frequenz f, die der Rotationsgeschwindigkeit des zu untersuchenden Körpers entspricht. Es wird somit ein System erreicht, daß äquivalent ist einem Rotations-Impulsgenerator,· der 32.768 Impulse pro Umdrehung erzeugt, womit es möglich ist, Bewegungsmessungen hoher Auflösung durchzuführen.

Bei den obigen Ausführungsbeispielen werden bei Erhöhung der Auflösung oder Verkürzung der Meßzeit die kleinen Wechselstromkomponenten im Ausgang des Steuerverstärkers 50 infolge der Frequenz des Ausgangs des Phasenkomparator 4 0 problematisch, und es können instabile Frequenzschwankungen des Ausgangs des V/F-Umsetzers 60 auftreten und somit Schwankungen der resultierenden digitalen Meßwerte.

Figur 11 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der die erwähnten Schwankungen vermindert sind. Die gleichen und ähnlichen Bauteile sind dabei wiederum mit denselben Bezugszeichen versehen wie in Figur 1. Bei der Ausführungsform nach Figur 11 ist der Rotor ebenfalls mit Zweiphasen-Wicklungen 133 und 134 versehen, sowie mit zwei Paaren von Schleifringen 135 und zwei Paaren von Bürsten 136, welche dazu dienen, die in

den Wicklungen 133 und 134 erzeugten Spannungen abzuführen. Ein Bezugssignalgenerator 140, welcher den Generator 30 ersetzt, erzeugt zwei Digitalsignale, deren Werte sinö und cosö sind, wobei θ sich mit konstanter Geschwindigkeit ändert .

Ein Phasenkomparator 150 vergleicht die Phasen der analogen Ausgänge der Wicklungen 133 und 134 mit den digitalen Ausgängen des Bezugssignalgenerators 140 und erzeugt einen analogen Ausgang, der repräsentativ ist für die Phasendifferenz.

Figur 12 zeigt den Innenaufbau eines Beispiels für den Bezugssignalgenearator 140. Zusätzlich zu den mit gleichen Bezugszeichen in Figur 5 versehenen Bauteilen 31, 32 und 33 sind zwei Lesespeicher (ROM-Speicher) 144 und 145 vorgesehen, die an den Adressenplätzen, die identisch mit den Werten von θ

sind, die Werte sine bzw. cos9 speichern. Wenn diese Speicher

* vom Frequenzteiler 33 das Digitalsignal θ empfangen, dann

erzeugen sie entsprechend den Werten von sin9 bzw. cos9 digitale Signale.

Figur 13 zeigt den Innenaufbau eines Beispiels des Phasenkomparators 150, der vervielfachende Digital-Analog-Umsetzer 151 und 152 aufweist, deren jeder das analoge Eingangssignal mit einem digitalen Eingangssignal vervielfacht. Ein Beispiel eines handelsüblichen Umsetzers derartiger Betriebsweise ist der integrierte Schaltkreis AD7523 der amerikanischen Firma Analog Devices Inc. ÄJs digitale Eingangssignale für die Umsetzer 151 und 152 werden solche verwendet, die repräsentativ sind

* *
für sin0 und cose und vom Bezugssignalerzeuger 140 herrühren.

Als analoge Eingangssignale werden solche Signale zugeführt, die repräsentativ sind für cos (&_Q - β) und sin (0_Q - Θ) und die von den Wicklungen 134 und 133 stammen. Die Ausgänge der Umsetzer 151 und 152 sind analoge Signale, die repräsentativ sind für die folgenden Produkte:

sinö χ cos (θ_η - θ), und

* ^u
cose χ sin (Öq --■ θ)

Ein Subtraktionskreis 153 zieht den Ausgang des Umsetzers 152 vom Ausgang des Umsetzers 153 ab, d.h., es wird folgende Operation durchgeführt:

daraus

sind [θ* - (θ₀ -

Es wird somit ein Analogsignal erhalten, das repräsentativ ist

*
für die Differenz zwischen θ und (θ_η - θ). Das Differenzsignal wird dem Steuerverstärker 50 zugeführt.

Der übrige Aufbau und die übrige Betriebsweise entsprechen im wesentlichen denjenigen der Figur 1.

*
Wenn die Differenz θ - (θ - θ) relativ klein ist, dann ist

sin (Θ - (θ₀ - θ)) linear abhängig von (Θ - (θ_ - θ) )_f und wenn die Größe der Differenz θ - (θ_η - θ) den Wert 90°

* ^υ nicht überschreitet, dann wird sin (Θ - (θ_ - θ)) mit Ver-

* ^υ

größerung von {θ -(Θ. - Θ)) größer. Die Folge davon ist, daß

^ü *

die Steuerung einer Annäherung von sin (Θ - (Θ - Θ)) gegen null nichts anderes bedeutet als die Steuerung der Annäherung

*
von (Θ - (&₀ - Q) gegen null.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen empfängt der Phasenkomparator 150 sinusförmige Signale, so daß die im Ausgang des Phasenkomparators 150 enthaltenen Wechselstromkomponenten diejenigen sind, die sich aus den stufenweisen Änderungen der Digitalwerte sinG und cos9 ergeben. Demgemäß haben die Wechselstromkomponenten vergleichsweise hohe Frequenzen, so daß die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers 50 höher angesetzt werden kann und die Anordnung für die Niederpassfilter einfacher wird, trotzdem aber die Unterdrückung der Wechselstromkomponenten sichergestellt ist. Die Frequenz des V/F-Umsetzers 60 wird deshalb weniger Schwankungen unterworfen, die Antwortzeit der Messung wird kürzer und die Messungsgenauigkeit höher.

Es ist möglich, den Synchrogenerator 130, den Bezugssignalgenerator 140 und den Phasenkomparator 150 von Figur 11 in die Anordnung von Figur 7 einzusetzen, um so ein Geschwindigkeitsmeßsystem zu erhalten, in das System von Figur 8 einzusetzen, um so ein Positionsmeßsytem zu erhalten oder in Anordnung von Figur 9 einzusetzen, um so ein Impulserzeugungssystem zu erhalten.

Bei de.η beschriebenen Ausführungsbeispielen dienen die Schleifringe und Bürsten dazu, die Wicklungen des Rotors mit einem einen Synchrogenerator enthaltenden Außenkreis zu verbinden. Es kann jedoch auch ein Rotationstransformator Verwendung finden.

Bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen befinden sich die Primärwicklungen auf dem Stator und die Sekundärwicklungen auf dem Rotor. Es ist aber auch möglich, die Primärwicklungen am Rotor und die Sekundärwicklungen am Stator anzuordnen,

Bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen weist der Synchrogenerator nur ein Polpaar auf. Es ist aber auch möglich, einen Synchrogenerator mit m ( m 1) Polpaaren zu verwenden, In diesem Fall führt der Rotationswinkel θ zu einem elektischen Winkel mö, so daß die Meßauflösung zu 1/m wird.

Anstelle des Rotations-Synchrogenerators kann auch ein linearer Synchrogenerator Verwendung finden, und zwar dann, wenn Position und Geschwindigkeit eines sich linear bewegenden Körpers festgestellt werden sollen.

Claims

* · ■ I PATENTANSPRÜCHE

1./ Anordnung· zum' Bestimmen der mechanischen Bewegung eines zu untersuchenden Körpers, gekennzeichnet durch einensynchrogenerator (10)' mit Primär- und Sekundärwicklungen (11, 12, 13), wobei eine der Wicklungen mit dem zu untersuchenden Körper verbindbar ist, durch einen Erregerkreis (80), der die Primärwicklung (11, 12) mit Erregerstrom versorgt, wobei in der Sekundärwicklung dann ein Signal erzeugt wird, wenn die Primärwicklung erregt ist, durch einen Bezunssiqnalqeno rator (30) zur Erzeugung eines Bezugssignals vorgegebener Freciuenz, durch ein erstes auf das Bezugssignal und das in der Sekundärwicklung induzierte Signal ansprechendes Schaltelement (40) zum Erzeugen von Impulsen einer Frequenz, die sich in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen.Bezugssignal und induziertem Signal ändert, durch einen Frequenzteiler (70) zum Zählen der Impulse und Erzeugen eines ersten Digitalsignals, das zu jedem Zeitpunkt für den Zählwert repräsentativ ist, wobei der Erregerkreis (80) auf das vom Frequenzteiler (70) zugeführte Digitalsignal anspricht, welches den Augenblickswert des Erregerstroms zu jedem Zeitpunkt festlegt, und wobei der Synchrogenerator (10), der Bezugssignalgenerator (30), das erste Schaltelement (40) , der Frequenzteiler (70) und der Er-regerkreis (80) eine Phasenregelschleife bilden, welche die induzierte Spannung derart steuert, daß diese in einer vorbestimmten Phasenbeziehung zum Bezugssignal gehalten wird, und durch ein zweites Schaltelement (90) , das von der Phasenregelschleife abhängig ist und ein zweites Digitalsignal erzeugt, welches für die Bewegung des zu untersuchenden Körpers repräsentativ ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der vom ersten Schaltelement erzeugten Impulse so lange konstant gehalten wird wie das induzierte Signal in der vorgegebenen Phasenbeziehung zum Bezugssignal bleibt, wobei die Frequenz der Impulse dann abnimmt, wenn das induzierte Signal eine Phasenvoreilung zeigt, wohingegen die Frequenz der Impulse steigt, wenn das induzierte Signal eine Phasennacheilung aufweist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Erregerkreis einen Speicher enthält,der die Zählwerte des Frequenzteilers als Adressen aufnimmt und als Augenblickswerte den Inhalt an den Adressenstellen erzeugt, wobei die Folge der so erzeugten Inhaltssignale ein sinusförmiges Signal bildet.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement vom Bezugssignalgenerator und vom Frequenzteiler abhängige Elemente enthält, um so die Differenz zwischen den Phasenwinkeln der Ausgänge zu bestimmen, wobei die Differenzen repräsentativ für die Position des zu untersuchenden Körpers sind und das zweite Digitalsignal repräsentativ für diese Differenzen ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement einen Sperrkreis enthält, der die Zählwerte des Frequenzteilers und das Bezugssignal des Bezugssignalgenerators aufnimmt und die Zählwerte dann speichert, wenn das Bezugssignal einen vorgegebenen Phasenwinkel einnimmt, wobei das zweite Digitalsignal repräsentativ für den im Sperrkreis gespeicherten Zählwert ist.

6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignalgenerator Elemente zum Erzeugen eines dritten Digitalsignals enthält, das repräsentativ für den Phasenwinkel des Bezugssignals ist, und das* das zweite Schaltelement einen Sperrkreis aufweist, der das dritte Digitalsignal des Bezugssignalgenerators und zumindest einen Teil des Ausgangs des Frequenzteilers aufnimmt und der das dritte Digitalsignal dann speichert, wenn der Ausgang des Frequenzteilers einen vorgegebenen Phasenwinkel aufweist.

7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement das Bezugssignal und die Impulse des ersten Schaltelements aufnimmt und ein Digitalsignal erzeugt, daß repräsentativ für die Geschwindigkeit des zu untersuchenden Körpers ist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement einen die Impulse des ersten Schaltelements zählenden Zähler, einen Sperrkreis zur Aufnahme des vom Zähler gelieferten Zählwerts und des Bezugssignals und zur Speicherung des Zählwertes dann, wenn das Bezugssignal einen vorgegebenen Phasenwinkel besitzt, und Schaltelemente aufweist, die das Bezugssignal aufnehmen und den Zähler unmittelbar nach Speicherung des Zählwerts durch den Sperrkreis zurückstellen.

9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignalgenerator Elemente zum Erzeugen von Taktsignalen vorgebener Frequenz und einen Frequenzteiler aufweist, der die Taktimpulse zählt und ein Frequenzteiler-Signal abgibt, das als das Bezugssignal dient.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement auf die vom Bezugssignalgenerator gelieferten Taktimpulse und die vom ersten Schaltelement gelieferten Impulse anspricht und Impulse einer Frequenz erzeugt, die gleich ist der Differenz zwischen den Frequenzen der Taktimpulse und den vom ersten Schaltelement gelieferten Impulsen.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement einen D-Typ-Flip-Flop-Kreis aufweist, der die Taktimpulse und die Impulse des ersten Schaltelements an seiner Taktimpuls-Eingangsklemme und seiner Daten-Eingangsklemme aufnimmt und Impulse der Differenzfrequenz erzeugt.

12. Anordnung nach Anspruch' 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schaltelement einen Phasenkomparator enthält, der die Phasen des Bezugssignals und des induzierten Signals vergleicht und ein Analogsignal erzeugt, das repräsentativ für die Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen ist, und das erste Schaltelement außerdem einen Spannungs-Frequenz-Umsetzer aufweist, der Impulse einer Frequenz erzeugt, die sich mit dem Analogsignal ändern.

13.' Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schaltelement einen Steuerverstärker aufweist, der das Analogsignal aufnimmt und eine proportionale und integrale Verstärkung besitzt, wobei der Spannungs-Frequenz-Umsetzer die Ausgangssignale des Steuerverstärkers aufnimmt.

14. Anordnung nach Anspruch 12 oder 13/ dadurch gekennzeichnet, daß zwei Sekundärwicklungen vorgesehen sind, die zweiphasige, sinusförmige Signale einer Phase sin (Θ - Θ) bzw. cos (θ_ - θ) erzeugen, daß der Bezugssignalgenerator zweipha-

sige sinusförmige Signale einer Phase sin θ bzw. cos θ erzeugt, daß der Phasenkomparator einen ersten Vervielfacher zum Vervielfachen des Signals einer der beiden Wicklungen der Phase cos (Θ_Λ - θ) und einer der Signale des Bezugssignalgenerators mit der Phase sin θ vervielfacht und ein Signal erzeugt, das abhängig ist von sin θ χ cos (9_Q - θ) , dass der Phasenkomparator einen zweiten Vervielfacher aufweist zum Vervielfachen des Signals der anderen Sekundärwicklung mit der Phase sin (Θ_Λ - θ) und des anderen Signals des Bezugssignalgenerators mit der Phase cos θ und ein Signal erzeugt, das abhängig ist von cos θ χ sin (0_O - Θ), und das?Elemente vorgesehen sind, die auf die Ausgangssignale der beiden Vervielfacher ansprechen und ein-Analogsignal erzeugen, welches auf der Differenz:

sin θ χ cos (Θ - Θ) - cos 0 χ sin (0_ - Θ)

= sin (θ* - (θ - θ)3

O
beruht,

wobei das Analogsignal als Ausgang des Phasenkomparator dient.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignalgenerator Schaltkreise zum Erzeugen von Taktimpulsen vorgegebener FrCqUCnZ₇ einen die Taktimpulse zählenden und ein zu jedem Augenblick für den Zählwert repräsentatives Digitalsignal abgebenden Frequenzteiler, ein erstes Speicherelement, das den Zählwert als Adresse aufnimmt und als Signal entsprechend dem Inhalt am Adressenort erzeugt, und zweite Speicherelemente aufweist, die den Zählwert als Adresse aufnehmen und Signale entsprechend dem am Adressenort gespeicherten

323A7Ö0

Inhalt erzeugen, wobei die Folgen der Inhaltssignale der ersten und zweiten Speicherelemente ein zweiphasiges, sinusförmiges Signal bilden.

16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Vervielfacher einen vervielfachenden Digital-Analog-Umsetzer aufweist, der an seiner analogen Eingangsklemme eines der Signale des Synchrogenerators und an seinem Digitaleingang eines der Signale des Bezugssignalgenerators aufnimmt und ein Analogsignal erzeugt, das auf dem Produkt der eingegangenen Analog- und Digitalsignale beruht.