DE3203852A1

DE3203852A1 - Anordnung und verfahren zur digitalen filterung eines digitalisierten chrominanzsignals in einem digitalen fernsehsystem

Info

Publication number: DE3203852A1
Application number: DE19823203852
Authority: DE
Inventors: Eric F. Redwood City Calif. Morrison
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1981-02-04
Filing date: 1982-02-04
Publication date: 1982-08-12
Also published as: GB2111340B; US4419686A; JPS57147390A; FR2499343A1; NL8200408A; DE3203852C2; GB2111340A; FR2499343B1; CA1191246A

Description

-v-

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung und ein Verfahren zur Filterung eines digitalisierten Chrominanzsignals in einem digitalen Fernsehsystem. Eine neue weltweite Norm für Fernsehsignale ist die digitale Norm, bei der das Fernsehsignal zur Ausnutzung in Sendestudios oder zur Speicherung auf Bändern digitalisiert wird. Dabei wird das Signal lediglich unmittelbar vor seiner Codierung in eine der heute verwendeten Normen für eine Videoübertragung in ein analoges Signal rücküberführt. Die gebräuchlichsten Fernsehsignalnormen sind die NTSC-, PAL- und SECAM-Normen. Eine an sich bekannte Schwierigkeit bei diesen Normen besteht darin, daß es extrem schwierig ist, ein in einer Norm codiertes Fernsehsignal in eine andere Norm zu überführen. Beispielsweise kann ein nach der SECAM-Norm codiertes Fernsehprogramm in Ländern nicht verwendet werden, die eine andere Norm benutzen. Darüber hinaus besitzen die heutigen Normen unterschiedliche . Zeilen-Gesamtzahlen pro Datenbild. So benutzen bestimmte Normen 525 Horizontalzeilen, andere Normen 625 Zeilen und wiederum andere Normen andere Zeilenzahlen. Eine digitale Norm würde eine relativ einfache Überführung von Fernsehprogrammen möglich machen, da sie vor einer derartigen Codierung in digitaler Form auf Videobändern aufgezeichnet werden können und da eine vertikale Interpolation unter-, schiedlicher Zeilenzahlformate in uncodierten Videosignalen wesentlich einfacher ist.

Videosysteme, in denen das Fernsehsignal digitalisiert ist, sind insbesondere im Bereich für spezielle Effekte bisher schon verwendet worden. Die Schwierigkeit in diesen Systemen besteht darin, daß dabei die codierten Signale, seien sie in der NTSC-, in der PAL- oder in einer anderen Norm codiert, digitalisiert werden. Die Digitalisierung macht bei diesen Videosignalen die Realisierung vieler unter-

.1 schiedlicher Arten von speziellen Effekten möglich. Es ergibt sich dabei jedoch der Nachteil, daß eine große Menge aufeinanderfolgender Fernsehsignal-Teilbilder in Gleichlauf gebracht werden muß, um Änderungen in einer vorgegebenen Videoszene durchführen zu können. Anfänglich sind zwei Teilbilder erforderlich, da lediglich eine Hälfte der Zeilen in jedem Videobild in einem Zeitpunkt abgetastet wird, wobei es sich um die ungeraden oder geraden Teilbilder handeln kann, so daß zwei Teilbilder zur Vervoll ständigung eines vorgegebenen Videobildes erforderlich sind. Kommt in der NTSC-Norm auch die Farbe ins Spiel, so sind vier Teilbilder erforderlich, da der Farbhilfsträger, welcher die im folgenden definierten Chrominanzsignale enthält, zu ungeraden Vielfachen führt. In der PAL-Norm gestalten sich die Verhältnisse noch schwieriger, da acht Teilbilder zur Festlegung einer vorgegebenen Farbvideoszene erforderlich sind.Wird ein vorgegebenes Bild in einem Speicher gespeichert, so müssen daher alle diese Teilbilder in der richtigen Reihenfolge erhalten bleiben, um das Bild richtig zu verarbeiten und/oder wiedergeben zu können. Ein Redigieren eines derartige Daten enthaltenden Videobandes ist daher extrem schwierig. Da es sich bei der SECAM-Norm um ein FM-Signalsystem handelt, gestaltet sich die Arbeit mit dieser Norm noch schwerer, da es unmöglich ist, in einem derartigen System die Chrominanzinformation in Form der digitalisierten Tastwerte zu definieren.

Es sei an dieser Stelle auf einige Grundlagen des Farbfernsehens hingewiesen. In einem Farbfernseh-Kamerasystem wer- ^ou den drei Kameraröhren zur Betrachtung einer gegebenen Szene verwendet, wobei jede Röhre auf eine der drei Primärfarben rot, grün und blau anspricht. Die durch diese Kameraröhren erzeugten elektrischen Signale werden derart kombiniert, daß die erforderliche Gesamtbandbreite reduziert wird. Zu diesem Zweck werden ein Luminanzsignal Y, das dem monochromatischen Helligkeitssignal proportional ist, sowie

zwei Farbdifferenzsignale, beispielsweise (R-Y) und (B-Y) aus den Rot-Grün- und Blau-Signalen erzeugt. Die Farbdifferenzsignale werden auch als Chrominanzsignale bezeichnet. Die reduzierte Bandbreite wird dadurch möglich, daß in einem Farbfernsehsystem von der Tatsache Gebrauch gemacht wird, daß das Auge im Vergleich zu Änderungen in der Helligkeit ein sehr geringes Auflösungsvermögen hinsichtlich von Färbübergangsänderungen hat. In der PAL-Norm besitzen daher beispielsweise die Farbdifferenz- bzw. Chrominanzsignale jeweils eine Bandbreite von etwa 1,3 MHz. Die Bandbreite -des.Luminanzsignals ist dagegen etwa gleich 5,5 MHz.

Bei einer digitalen Norm werden die vorgenannten Probleme vermieden, da es notwendig ist, die Komponentensignale von den Kameraröhren, d.h., das Luminanzsignal und die beiden Chrominanzsignale unmittelbar vor der Verwendung einer der Fernseh-Normen zur Codierung dieser Signale zu digitalisieren. Der Vorteil dieses Systems besteht dabei darin, daß ^O in uncodierten Videosignalen ein Bild für eine gegebene . Szene*immer durch lediglich zwei Teilbilder vervollständigt wird. Die Luminanz- und Chrominanztastfrequenzen werden vorzugsweise so definiert, daß die digitalen Tastwerte (welche während einer Analog-Digital-Wandlung dieser Signa- ° Ie erhalten werden) sich über jede Horizontalzeile angleichen und damit zeilensynchron sind. Eine derartige Norm macht darüber hinaus eine leichte vertikale Information der Zeilen zur Erzeugung beispielsweise eines Videobildes mit 625 Zeilen aus einem Videobild mit 525 Zeilen

und umgekehrt möglich.

Die in Analog-Digital-Wandlern zu verwendende Tastfrequenz zur Digitalisierung dieser Luminanz- und Chrominanzsignale ist bisher noch nicht festgelegt worden; es ist jedoch da-

von auszugehen, daß die beiden Chrominanzsignale aufgrund ihrer geringeren erforderlichen Bandbreite mit einer weit

kleineren Tastfrequenz als das Luminanzsignal getastet werden. In der NTSC-Norm werden für die beiden Farbdifferenzsignale unterschiedliche Bandbreiten verwendet, wobei die Bandbreite des maximalen Kanals jedoch der Bandbreite von 1,3 MHz der PAL-Chrominanzkanäle entspricht. Für die Zwecke der digitalen Norm haben daher die beiden Farbdifferenzkanäle diese größere Bandbreite.

Es ist darauf hinzuweisen, daß gemäß dem Nyquist-Kriterium die minimale Tastfrequenz eines Analog-Digital-Wandlers mindestens gleich der doppelten Bandbreite des zu digitalisierenden Signals sein muß. Ist die Bandbreite gleich 1,3 MHz, so muß die Tastfrequenz daher größer als 2,6 MHz sein. Die Luminanzsignal-Bandbreite ist typischerweise etwa gleich 5,0 bis 5,5 MHz, so daß die Tastfrequenz für dieses Signal wenigstens gleich 11 MHz sein muß. Eine der für die digitale Tastung vorgeschlagenen Normen besteht daher darin, das Luminanzsignal mit 12 Megatastungen pro Sekunde und die beiden Chrominanzsignale mit 4 Megatastungen pro Sekünde zu tasten, d.h., für eine Gesamtheit von 20 Megatastungen pro Sekunde für den gesamten Block von Farbdaten ergibt sich eine Tastnorm von 12-4-4 Megatastungen pro Sekunde. Bei weiteren vorgeschlagenen Tastfrequenzen handelt es sich um Tastungen mit 12-6-6 Megatastungen pro

.25 Sekunde und 14—7—7 Megatastungen pro Sekunde. Eine Schwierigkeit hinsichtlich von Tastfrequenzen, welche größer als die minimale Tastfrequenz sind, die wahrscheinlich bei 12-4-4 Megatastungen pro Sekunde liegt, ergibt sich für Aufzeichnungsmedien, da offensichtlich umso mehr Aufzeich-

nungsraum pro Sekunde erforderlich ist, je mehr Tastwerte pro Sekunde zur Aufzeichnung erforderlich sind. Andererseits führt eine zu kleine Tastfrequenz zu einem Problem aufgrund der Effekte der Tastzeit des getasteten Analogsignals· Mit anderen Worten ausgedrückt, führt der Tastprozess gewohnlich zu Fehldefinitionen, die sich aus höherfrequenten Signalen in der Signalform ergeben, wenn diese durch einen

»Or Ψ

Analog-Digital-Wandler umgewandelt wird. Diese Fehldefinitionssignale erscheinen als Verzerrung, wenn das Signal nachfolgend aus einem Digitalsignal in ein Analogsignal rücküberführt wird. Diese Verzerrung wird bei kleinen Tastfrequenzen weit mehr sichtbar.

Hat eine Information im digitalisierten Signal eine Frequenz oberhalb der Nyquist-Grenze von der halben Tastfrequenz, was auch so definiert wird, daß sie oberhalb der normalen Bandkante des Signals liegt, so erzeugt diese Information nach der Tastung eine Modulationskomponente, die gleich der Tastfrequenz F_, minus der Frequenz F dieser höherfrequenten Information ist. Für jede Frequenz F„, welche größer als die Nyquist-Grenze F_c/2 ist, führt die Fehldefinition zu einem Störsignal im Durchlaßband, dessen Frequenz kleiner als F ist. Dieses Fehldefinitionssignal bleibt während jeder weiteren Verarbeitung im Signal vorhanden. Wird das Signal in ein analoges Signal rücküberführt, so kann diese Verzerrung durch weitere Filterung aus dem gewünschten Signal nicht abgetrennt werden.

Um die Bildung von Fehldefinitionssignalen durch einen Analog-Digital-Wandler zu eliminieren, wäre ein ideales Filter mit einer Charakteristik erforderlich, in der bei der Frequenz F /2, d.h., bei der halben Tastfrequenz, keine Dämpfung vorhanden ist und bei der für alle Frequenzen oberhalb des Nyquist-Punktes eine Signalsperre mit unendlicher Steigung vorhanden ist.

Für digitale Systeme ist es bekannt, daß vor der Analog-Digital-Wandlung ein Gauß-Filter erforderlich ist, um die Chrominanzsignale so zu filtern, daß das Fehldefinitionsproblem reduziert wird. Ein Gauß-Filter ist dabei wünschenswert, weil es mit gleichförmiger Verzögerung filtert. Das

nc - - -

° bedeutet, daß jede durch den Filterprozess erzeugte Verzögerung für alle Frequenzen gleichförmig ist, so daß kein

überschwingen im gefilterten Signal erzeugt wird. Andere Filter erzeugen generell Signalverzögerungen, welche mit der Frequenz zunehmen. Gauß-Filter sind aufgrund der geringen Bandbreite der Chrominanzsignale noch wichtiger. Zusätzlich zum Gauß-Filter ist jedoch ein Tiefpass-Filter mit einer scharfen Frequenzgrenze oberhalb der Grenz frequenz der Chrominanzsignale hilfreich. Dieses letztgenannte Filter dient zur Reduzierung der Amplitude von Fehldefinitionssignalen außerhalb des Chrominanzdurchlaßbandes, das durch die relativ sanfte DämpfungsSteigung des Gauß-Filters erzeugt wird.

Die Schwierigkeit der bekannten Lösung besteht darin, daß im Durchlaßband der Chrominanzsignale dennoch eine Komponente der Fehldefinition erzeugt wird. Darüber hinaus wird durch den Tastprozess selbst ein Sinus x/x-Verlust im Chrominanzsignal erzeugt, wobei das Gauß-Filter die Amplitude des Chrominanzsignals bei höheren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes des Chrominanzsignals dämpft.

Sinus x/x-Verluste, welche bei kleineren Tastfrequenzen größer sind, treten einfach deshalb auf, weil der Tastprozess einer Analog-Digital-Wandlung lediglich ein Signal mit einer Energie erzeugt, die gleich dem Mittelwert des ursprünglichen Signals ist. Dies führt zu einer Amplitudenfehlerkomponente, welche im Effekt mit zunehmender Frequenz abnimmt. Die Steigung dieses Fehlers hat die Gestalt einer Sinus x/x-Kurve. Diese Nachteile im digitalisierten Chrominanzsignal sind bei gewöhnlicher Betrachtung nicht so schwerwiegend, wenn die Signale in eine analoge Form rücküberführt sind und durch den Sender zu einem Fernsehempfänger übertragen werden. Das Problem wird jedoch in den Fällen kritischer, wenn die digitalisierten Chrominanzsignale in einem Sender zur Erzielung verschiedener spezieller Effekte weiterverarbeitet werden. Beispielsweise bei der Farbtastung werden die Chrominanzsignale zur Erzeugung einer neuen Luminanzinformation verwendet. Bei der Chroma-

tastung ist es grundsätzlich erforderlich, daß die Chrominanz- und Iiuminanzinformation miteinander multipliziert werden. Ist die Chrominanzinformation ein Signal mit wesentlich geringerer Bandbreite als die Luminanzinformation, so werden niederfrequente Störsignale erzeugt, welche im sichtbaren Spektrum des breitbandigen endgültigen Signals . merkbar werden, was sich beispielsweise in visuell störenden fehlerhaften Farbänderungen, usw. bemerkbar macht.

Schließlich ist in bekannten Systemen zur Aufrechterhaltung der Übergangscharakteristik des Chrominanzsignals nach Vervollständigung der Digital-Analog-Wandlung ein zusätzliches Gauß-Filter erforderlich. Dieses Gauß-Filter kann eine Bandbreite haben, die nicht breiter oder schmaler als die des Eingangs-Gauß-Filters ist. Eine schmalere Bandbreite würde die Amplitudencharakteristik des Chrominanzsignals weiter beeinträchtigen. Eine größere Bandbreite würde nicht zur Beherrschung der Fehldefinitionssignale führen, welche außerhalb des Durchlaßbandes des Chrominanzsignals vorhanden sind. Das Problem bei Verwendung eines Gauß-Filters besteht darin, daß es aufgrund seiner langsamen Dämpfungscharakteristik bei der Grenzfrequenz des Chrominanzdurchlaßbandes eine zusätzliche Dämpfung in jedem Punkt der Kurve erzeugt, der eine Amplitude besitzt, die gleich der durch das Eingangs-Gauß-Filter erzeugten unerwünschten Dämpfung ist. Anstelle eines Signals mit einer Bedämpfung von lediglich. 3 dB am oberen Ende des Durchlaßbandes ergibt sich stattdessen eine Bedämpfung von 6 dB. Das Ergebnis ist ein System, dessen Chrominanzsignale außerhalb a_er gewünschten Funktionsspezifikation liegen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein digitales System zu schaffen, das für ein digitalverarbeitetes analoges Signal transparent ist, d.h., das keine zu— sätzlichen Verzerrungen im Analogsignal durch Verwendung eines Digitalfilters entstehen, das die Erzeugung von

Fehldefinitionssignalen im Durchlaßband des Chrominanzsignals wesentlich reduziert.

Es sollen dabei weiterhin Sinus x/x-Verluste kompensiert werden, welche durch den Tastungsprozess eines Analog-Digital-Wandlers hervorgerufen werden.

Darüber hinaus soll eine Gauß-Filter-Dämpfung der Chrominanzsignale vor der Analog-Digital-Wandlung der Signale kompensiert und die Notwendigkeit eines Gauß-Filters nach der Rücküberführung der digitalisierten Chrominanzsignale in ein Analogsignal eliminiert werden.

Es soll weiterhin die scheinbare Tastfrequenz der digitalisierten Chrominanzsignale erhöht werden können, um die vergrößerte Bandbreite der dadurch erhaltenen Signale in einer nachfolgenden digitalen Verarbeitung dieser digitalisierten Signale in der Weise verwenden zu können, daß

Verzerrungen im wesentlichen eliminiert werden. 20

Darüber hinaus soll auch die scheinbare Tastfrequenz der Chrominanzsignale derart erhöht werden, daß eine nachfolgende Digital-Analog-Wandlung dieser Signale mit höherer Frequenz durchgeführt wird, so daß die Filterung die normale Durchlaßbandcharakteristik der Chrominanzsignale nicht beeinflußt.

Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung und einem Verfahren der eingangs genannten Art durch die Merkmale des kennen

zeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 bzw. des Patentanspruchs 9 gelöst.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sowohl hinsichtlich der erfindungsgemäßen Anordnung als auch hinsichtlich des erfindungsgemäßen Verfahrens sind in entsprechenden Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird.im folgenden anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines grundlegenden bekannten digitalen Fernsehsystems;

Fig.2A und 2B jeweils ein Diagramm des Frequenzspektrums von Luminanz- und ChrominanzSignalen im digitalen Fernsehsystem nach Fig. 1 ;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines grundlegenden idealen digitalen Filters gemäß der Erfindung;

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines grundlegenden bevorzugten Digitalfilters gemäß der Erfindung,*

Fig.5A ein Zeitdiagramm für grundlegende Zwischenwerte χ und y zwischen benachbarten Chrominanztastwerten A

bis D;
20

Fig.5B eine Zeittakttabelle für die Wirkungsweise von Schaltern S1 und S2 im Digitalfilter nach Fig. 4 zwischen Zeitpunkten T1 und T4;

Fig. 6 ein Diagramm des Frequenzspektrums eines erfindungsgemäß verstärkten ChrominanzSignals als Ausgangssignal eines Digital-Analog-Wandlers; und

Fig. 7 ein Diagramm von Frequenzcharakteristik-Kurven, 3Q aus dem der Effekt der durch das Digitalfilter nach Fig. 4 erreichten Sinus x/x-Verlustkompensation ersichtlich ist.

Generell gesprochen bezieht sich die vorliegende Erfindung ° auf eine Anordnung und ein Verfahren zur digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes in einem digitalen Chrominanzsignal zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden

-να ι Chrominanz-Tastwerten und weiterhin auf eine derartige Einwirkung auf diese Werte, daß eine Kompensation in der Charakteristik dieses Signals zum Zwecke der Kompensation von Sinus x/x-Verlusten möglich ist, welche in einem vorhergehenden Tastprozess auftreten, in dem das Chrominanz signal zunächst digitalisiert wurde. Damit sollen Verluste und Dämpfungen kompensiert werden, die durch eine Gauß-Filterung vor der Digitalisierung des Chrominanzsignals hervorgerufen werden, um Fehldefinitionsfehler im Signal und andere Signalverzerrungen minimal zu halten. Ein derartiges verbessertes Chrominanzsignal ist bei seiner nachfolgenden Verarbeitung für spezielle Effekte und andere Zwecke günstig. Es bietet Vorteile, die sich aus der erzeugten höheren effektiven Tastfrequenz ergeben, wobei eine nachfolgende Digital-Analog-Wandlung mit wesentlich reduzierter Verzerrung in Chrominanzsignal vollendet werden kann. Ist das Signal einmal in eine Analogform überführt, so ist anstelle eines Gauß-Filters lediglich ein hochbandiges Tiefpass-Filter mit scharfer Flanke erforderlich.

Im Blockschaltbild eines grundlegenden bekannten digitalen Fernsehsystems nach Fig. 1 wird ein Y-Luminanzsignal in einen Tiefpass-Filter 12 mit 5,2 MHz eingespeist, um Signale im Band oberhalb dieser Frequenz zu eliminieren, bevor es in einen Analog-Digital-Wandler 14 mit einer Tastfrequenz von 12 MHz eingespeist wird. Nach der Analog-Digital-Wandlung wird das Luminanzsignal in digitale Sender-Verarbeitungssysteme, Bandspeichermedien, usw. eingespeist, die generell mit 16 bezeichnet sind. Die analogen

^uw Eingangs-Chrominanzsignale werden vor einer Analog-Digital-Wandlung entsprechend gefiltert; da sie jedoch eine kleinere Bandbreite besitzen, werden die mit (R-Y) und (B-Y) bezeichneten Chrominanzsignale in Gauß-Filter 18 und 19 mit 1,3 MHz und sodann in entsprechende Tiefpass-Filter 20 und 21 eingespeist. Die Filter 20 und 21 gewährleisten jeweils eine scharfe Sperrung bei einer Frequenz, die ausreichend

außerhalb des Bandes (O/B) liegt, um die Erzeugung von Fehldefinitions-Fehlersignalen zu begrenzen, die von den FehlerSignalen verschieden sind, welche in oder in der Nähe des Chrominanz-Durchlaßbandes der Gauß-Filter 18 und 19 erzeugt werden. Die Ausgangssignale dieser Filter werden in entsprechende Analog-Digital-Wandler 22 und 23 mit 4 MHz eingespeist, um sodann in das vorgenannte digitale Sender-Verarbeitungssystem 16 eingespeist zu werden.

Wie oben bereits ausgeführt, ist die endgültige Tastfrequenznorm für, die Analog-Digital-Wandler 14, 22 und 23 noch nicht festgelegt. Die erfindungsgemäße Anordnung und das erfindungsgemäße Verfahren sind daher für jede Tastfrequenznorm verwendbar . Das in Fig. 1 dargestellte Tastsystem mit einer Tastnörm von 12-4-4 Megatastwerten pro Sekunde stellt hier lediglich ein Beispiel dar. Zur Codierung und Übertragung des Fernsehsignals werden das digitalisierte Luminanzsignal und die beiden digitalisierten Chrominanzsignale aus dem digitalen Senderverarbeitungssystem 16 ausgegeben. Diese Signale· werden in entsprechende Digital-Analog-Wandler 24, 26 und 27 eingespeist. Das digitalisierte Luminanzsignal wird in einen Digital-Analog-Wandler 24 mit 12 MHz eingespeist. Das dabei erzeugte Analogsignal wird in einem Tiefpass-Filter 28 mit 5,2 MHz gefiltert, wobei die Sinus x/x-Verluste im Signal nachfolgend durch einen Filter 30 mit 5,5 MHz entzerrt werden. Das Ausgangssignal des Filters 30 ist ein kompensiertes analoges Luminanzsignal, das nachfolgend zwecks Ausgangsübertragung des Videosignals gemäß den Wünschen des System-

^ou anwenders mit den rückumgewändelten analogen Chrominanz-Signalen in die PAL-, NTSC- oder eine andere Fernsehnorm codiert werden kann.

Die beiden ChrominanzsignaIe werden durch Digital-Analog-

op- - -

Wandler 26 und 27 mit 4 MHz umgewandelt. Die resultierenden Analog-Signale werden ebenfalls gefiltert, wobei in diesem

Falle jedoch Gauß-Filter 32 und 33' mit 1 ,.3 MHz und Sinus x/x-Entzerrerfilter 34 und 35 mit 1,5 MHz vorgesehen sind. Gauß-Fllter sind ebenfalls erforderlich, um während des Filterprozesses eine gleichförmige Verzerrung zu gewährleisten.

Wie oben bereits ausgeführt, liegt der Nachteil dieses Systems für die Chrominanzsignale darin, daß durch die Verwendung von Gauß-Filtern sowohl auf der Eingangsseite als auch auf der Ausgangsseite des digitalen Systems bei höheren Frequenzen der Chrominanzsignal-Bandbreite unzulässige zusätzliche Dämpfungsverluste im Signal erzeugt werden. Darüoer hinaus werden sowohl aufgrund der Tastfrequenz der Analog-Digital-Wandler als auch aufgrund der geringen Steigung der Gauß-Filter Fehldefinitionssignale erzeugt. Diese Fehldefinitionssignale erzeugen in den digitalisierten ChrominanzSignalen Verzerrungen mit einer solchen Größe, daß sie in einem Videobild störend sichtbar sind, wenn die Signale für spezielle Effekte oder andere Verarbeitungszwecke verwendet werden, die eine größere Bandbreite oder einen geringeren Fehler erfordern.

Die Fig. 2A und 2B zeigen jeweils ein Diagramm des Frequenzspektrums der Luminanz- und Chrominanzsignale für das Fernsehsystem nach Fig. 1. Gemäß Fig. 2A besitzt das Luminanzsignal eine im wesentlichen gerade Charakteristik bis 5,2 MHz und fällt bei der halben Tastfrequenz von 12 MHz des Analog-Digital-Wandlers 14 des vorliegenden Beispiels um etwa 30 dB ab. Dieser 6 MHz-Punkt ist der Nyquist-Punkt

^ou des Systems. Es ist festzuhalten, daß der Analog-Digital-Wandler 14 ebenfalls ein Fehldefinitionssignal erzeugt, das in Fig. 2A durch eine gestrichelte Kurve .dargestellt ist. Dieses Fehldefinitionssignal hat jedoch lediglich eine kleine in das Luminanz-Durchlaßband unterhalb von 5,2 MHz reichende Komponente.

1 Sf

-ιί-

Fig. 2B zeigt das Frequenzspektrum der Chrominanzsignale, woraus ersichtlich ist, daß das Gauß-Filter 18 oder 19 das Ghrominanzsignal bei höheren Frequenzen im Durchlaßband gedämpft wird, so daß die Frequenzcharakteristik am oberen Ende bei 1,3 MHz der Chrominanz-Bandbreite um 3 dB tiefer liegt. Die Bandpass-Dämpfung des Gauß-Filters kann durch folgende Formel beschrieben werden:

Relative Dämpfung (dB) = 3 ' ^ω ■' ²

lW-3dB/ wobei die Dämpfungsrate 12 dB pro Oktave beträgt. Es ist zu bemerken, daß das trennschärfere Sperrfilter außerhalb des Bandes oberhalb von etwa 2 MHz eine steilere Steigung in der Chrominanz-Charakteristikkurve hervorruft. Weiterhin ist zu bemerken, daß das Chrominanzsignal im Nyquist-Punkt von 2 MHz, welcher gleich der halben Tastfrequenz der Chrominanz'-Analog-Digital-Wandler 22 und 23 ist, aufgrund der sanfteren DämpfungsSteigung des Gauß-Filters lediglich 20 dB tiefer liegt. Das durch die Tastung mit 4 MHz durch den Analog-Digital-Wandler als Ergebnis der sanfteren Steigung der Gauß-Filtercharakteristik erzeugte Fehldefinitionssignal ist in Fig. 2B durch eine gestrichelte Kurve dargestellt.

Nach der Digital-Analog-Wandlung wird das Luminanzsignal durch ein weiteres Tiefpass-Filter 28 mit 5,2 MHz gefiltert, das außerhalb von 2,25 MHz ebenfalls eine gerade Charakteristik besitzt, so daß die durch den Digitalisierungsprozess hervorgerufene Verzerrung dieses Signals minimal ist. Die beiden Chrominanzsignale müssen jedoch durch Gauß-Filter 26 und 27 erneut gefiltert werden. Es ist zu bemerken, daß diese zweiten Gauß-Filter die Chrominanz-Durchlaßcharakteristik dämpfen, so daß diese Signale bei der Durchlaßbandgrenze von 1,3 MHz statt eines Betrages von 3 dB um einen doppelten Betrag, d.h., um 6 dB gedämpft werden. Eine derartige Charakteristik liegt außerhalb der für derartige

IO

-IA-

Signale in einem Fernsehsignal definierten Spezifikation, so daß sie unzweckmäßig ist.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht durch digitale Filterung der Chrominanzsignale eine Kompensation des Dämpfungseffektes der Eingangs-Gauß-Filter, der durch die Analog-Digital-Wandler als Ergebnis dieser Filter erzeugten Fehldefinition sowie der durch den Tastungsprozess der Chrominanz-Analog-Digital-Wandler erzeugten Sinus x/x-Verluste. Das erfindungsgemäße Digital-Filter ermöglicht weiterhin, daß die Ausgangs-Digital-Analog-Wandler 26 und 27 bei einer höheren Frequenz arbeiten, so daß Ausgangs-Gauß-Filter, wie sie im bekannten System nach Fig. 1 in Form der Filter 32 und 34 erforderlich sind, oder ein analoger Sinus'x/x-Entzer-

¹^ rer 34 oder 35 entfallen können. Gemäß der Erfindung ist zur Verarbeitung des resultierenden analogen Chrominanzsignals lediglich ein Tiefpass-Filter mit scharfer Flanke erforderlich, daß dem für das Luminanzsignal im System nach Fig. 1 verwendeten Tiefpass-Filter entspricht, wobei

²® diese Frequenzkante außerhalb des Chrominanz-Durchlaßbandes liegt. Die Maßnahmen, wodurch dies erreicht wird, werden im folgenden beschrieben:

Fig. 5A zeigt ein Taktdiagramm eines grundlegenden digitalisierten Chrominanzsignals mit Chrominanztastwerten in Punkten A, B, C und D. Wird das Chrominanzsignal mit einer Frequenz von 4 MHz getaktet, so erzeugen die Analog-Digital-Wandler 22 und 23 alle 250 ns einen digitalisierten Chrominanztastwert. Das Digitalfilter gemäß der Erfindung interpoliert die Chrominanztastwerte derart, daß die effektive Tastfrequenz um einen der Frequenz der digitalen Luminanztastwerte gleichen Betrag erhöht wird. Wird das Luminanz signal mit einer Frequenz von 12 MHz getastet, so

sind daher alle 83,3 ns Tastwerte erforderlich. Gemäß Fig. 35

5A ist daher ein Digitalfilter bevorzugt, das eine bestimmte Anzahl von Zwischenwerten für das Chrominanzsignal zwi-

ZA

-vs-

sehen jedem aufeinanderfolgenden Paar von Tastwerten berechnet, um zu ermöglichen, daß das digitalisierte Chrominanzsignal an die Gesamtzahl von Luminanztastwerten pro Zeiteinheit angepaßt ist. Derartige Zwischentastwerte sind in Fig. 5A beispielsweise in Zeitpunkten X und Y zwischen Tastwerten B und C dargestellt. Es ist zu bemerken, daß in·Abhängigkeit vom Verhältnis der Tastfrequenz jedes der Chrominanzsignale zu der des Luminanzsignals ein, zwei, drei oder mehr Zwischenwerte berechnet werden müssen, um die Tastfrequenz des Chrominanzsignals so zu erhöhen, daß sie vorzugsweise gleich der Tastfrequenz des Luminanzsignals ist. Da in diesem Beispiel die Luminanzfrequenz gleich der dreifachen Chrominanzfrequenz ist, müssen als Eingangssignal für das Digitalfilter zwei Zwischenwerte zwischen jedem benachbarten Ghrominanztastwert berechnet werden, damit die Chrominanzsignale eine der Luminanztastfrequenz gleiche effektive Tastfrequenz von 12 Megatastungen pro Sekunde besitzen.

Natürlich können beispielsweise Werte für X und Y zwischen Tastpunkten B und C in einfacher Weise dadurch erhalten werden, daß die Werte des Chrominanzsignals bei B und C als Funktion des zeitlichen Abstandes der Stellen X und Y in bezug auf die Stellen B und C lediglich gemittelt werden. X ist daher 2/3B plus 1/3C, da es näher an B liegt, während Y entsprechend gleich T/3B + 2/3 C ist. Das Problem bei diesem Satz von Koeffizienten für X und Y besteht darin, daß die Amplitudencharakteristik eines derartigen Filters mit zunehmender Frequenz abnimmt, da die Mitte-

^O lungsfunktion lediglich eine Integration des Signals ist. Ein derartiges Ergebnis ist nicht zufriedenstellend, da es einen Pol innerhalb des Durchlaßbandes·erzeugt, wodurch sich eine Verzerrung im resultierenden Signal ergibt. Es muß daher ein anderer Satz von Koeffizienten realisiert

werden. '

-1*6-

Da die Ubergangscharakteristik vom Eingangssignal zum Analog-Digital-Wandler für jedes Chromasignal bekannt ist, ist auch die Charakteristik für ein stufenförmiges Eingangssignal bekannt. Es können Koeffizienten berechnet werden, die dieser Charakteristik durch einen Filter höherer Ordnung unter Ausnutzung der Tastwerte A, B, C und D eng angenähert sind. Diese Filterkoeffizienten höherer Ordnung können ebenfalls modifiziert werden, um Zwischenchrominanzwerte zur Kompensation von Sinus x/x-Verlusten, Gauß-Dämpfungs-Verlusten des Signals, usw. zu berechnen. Es ist zu bemerken, daß die in den Zeitpunkten A, B, C und D erhaltenen Tastwerte durch diesen Prozess vorzugsweise nicht modifiziert werden, da es sich um Werte handelt, welche wahre Darstellungen des .Analogsignals in diesen Zeitpunkten sind.

Die Verzerrung ergibt sich aus dem Fehlen von datenreflektierenden Änderungen im analogen Eingangssignal, welche zeitlich zwischen benachbarten Tastwerten auftreten. Ist die für die Ubergangscharakteristik erwünschte endgültige Kurve bekannt, so kann die Formel für die Kurve bestimmt werden. Da das Digitalfilter gemäß der Erfindung ein Interpolationsfilter mit 4 bis 12 MHz ist, kompensiert eine Kurve mit der angenäherten Gestalt einer Kurve 100 in Fig. 7 die Chrominanzsignal-Eingangsübergangskurve 102 bis zu einem MHz. Die Kurve 100 ist eine graphische Darstellung der Formel:

H = -1/6 cosine 4üit + 1/6 cosine 2ojt + 4/6 cosine cut + 4/12 (1) Dies gilt für t = 83,3 ns bzw. 1/12 MHz, was der' o.a.

Periode der Tastfrequenz des Luminanzsignals entspricht. Diese Kurve hat wie gefordert oberhalb von 2 MHz eine scharfe Sperrflanke. Für den Aufbau des Filters ist es erforderlich, die Formel "Z"-Parameter zu überführen. Eine Überführung der Formel (1) in ihre komplexe Exponentialform ergibt:

-Vf-

H = -1/12 (e^j4tut.+ e"^j4wt) + 1/12 (e^j2wt + e"^j2wt)

+ 4/12 (e^JMt "■+ e"^jU)t) +4/12 (2)

Da e ^Jüi in Z mit Z = e-^)ül überführt werden kann, ergibt sich: .

H = -1/12²⁴ + 1/12²² + 4/12^Zl + 4/12^Z0 + 4/12²"¹

Ein ideales digitales Filter 110 gemäß der Erfindung ist in Fig. 3 dargestellt. Obwohl - wie aus Fig. 3 ersichtlich die ursprünglichen Daten in Blöcken von 250 ns auftreten, werden sie mit der dreifachen Frequenz, d.h., mit 12 MHz durch Verzögerungsstufen T1 bis T9 getaktet. Wenn sich eine ursprüngliche Tastung in den Registern TT, T2 und T3 oder T7, T8 und T 9 befindet, so ist die Ausgangsverteilung dieser Tastung gleich -1/12+ 1/12= 0. Wenn sich die ursprüngliche Tastung in den Registern T4, T5 und T6 befindet, so ist die Ausgangsverteilung gleich 4/12 + 4/12 + 4/12 = 1, so daß die ursprüngliche Tastung am Ausgang erscheint. Dies entspricht den Zeittaktpunkten A, B, C und D nach Fig. 5A. Als Ergebnis werden diese. Tastwerte unverändert vom Filter 110 ausgegeben.

Es sei angenommen, daß sich in einem Zeitpunkt der Tastwert A in den Registern T7, T8 und T9, der Tastwert C in den Registern T1, T2 und T3 und der Tastwert D am Eingang des Registers T1 befindet. Der Ausgangswert ist dann der Tastwert B entsprechend dem Punkt B in Fig. 5A. Repräsentiert das nächste Inkrement des Taktes den Punkt X in Fig. 6, so ist der Ausgangswert für X:

Ix= -1/12D(Tl) + 1/12C (T3) +· 4/12C (Τ4) + 4/12Β (Τ5)

+ 4/12Β (Τ6) + .1/12B (Τ7) -1/12Α (Τ9)

= -1/12D + 5/12C + 3/4Β - 1/12Α (4)

Wird der Takt einmal mehr zum Punkt Y in Fig. 6 inkrementiert, so ist die Ausgangsgröße für Y:

I 10Y= -1/12D (Tl) + 1/12C (T3) + 4/12C (T4) + 4/12C (T5)

+ 4/12B (T6) + 1/12B (T7) + 1/12A (T9) = -1/12D + 3/4C + 5/12B - 1/12A (5)

Wird der Takt einmal mehr zum Punkt C in Fig. 5A getaktet, so erscheint der Tastwert C an den Registern T4, T5, T6 und trägt zu einer Ausgangsgröße von 1 bei. Die Tastungen B und D erscheinen an .den Registern T1, T2 und T3 und T7, T8 und T9, so daß sie zu einer Ausgangsgröße von 0 beitragen.

Die vorstehend angegebenen Formeln (4) und (5) für X und Y machen jedoch die Verwendung von Schieberegistern möglich, welche mit der ursprünglichen Datenfrequenz von 4 MHz arbeiten. Weiterhin machen sie es möglich, daß die arithmetischen Operatoren an den arithmetischen Operationen zeitlich beteiligt sind. Wie sich zeigt, wird dadurch die schaltungstechnische Realisierung des Filters durch Reduzierung der Anzahl der Schieberegister von 9 auf 3 vereinfacht.

Da die o.g. Koeffizienten für X und Y in einem digitalen Binärfilter in einfacher Weise zu implementieren sind, werden die Koeffizienten in der bevorzugten Ausführungsform geringfügig modifiziert. Es werden daher für X und Y folgende Koeffizienten gewählt:

"JtS

-je--

_λ X = 3/4Β + 1/2C - 1/8Α - 1/8D (6)

Y = 3/4C + 1/2Β - 1/8Α - 1/8D (7)

g Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild eines grundlegenden bevorzugten Digitalfilters mit drei Schieberegistern gemäß der Erfindung zur Realisierung von Werten der Koeffizienten von X und Y gemäß der vorstehend angegebenen Formeln (6) und (7). Da jeder Tastwert des digitalen Chromasignals

,Q ein Mehrbitwort bzw. ein Byte ist/ wird gemäß Fig. 4 jedes Byte als Eingangssignal auf ein grundlegendes digitales Filter 50 gegeben und sodann als Funktion eines Zeittaktes einer Zeittaktstufe 58 seriell durch jedes von drei parallen Schieberegistern 52, 54 und 56 gekoppelt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das digitale Chromasignal ein 8-Bit-Wort, wobei jedoch in Abhängigkeit von der gewünschten Genauigkeit der Signalamplitude auch-mehr oder weniger Bits verwendet werden können. Jedes Bit wird durch den Takt von der Stufe 58 alle 25.0 ns in die Schieberegister 52 bis 56 eingeschoben, was der Tastfrequenz des digitalisierten Chrominanzsignals als Ausgangsgröße der Analog-Digital-Filter 22 oder 23 entspricht. Die Ausgangssignale der Schieberegister 52 bis 56 werden in eine Vielzahl von Additionsstufen und Teilerstufen sowie in zwei Schalter S1 und S2 eingespeist, um die berechneten Zwischenwerte X und Y zu erhalten.

Gemäß den Fig. 5A und 5B werden die Zwischenwerte in Zeitpunkten T2 und T3 zwischen aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten, beispielsweise zwischen B und C berechnet, wie dies in Fig. 5A dargestellt ist. Fig. 5B zeigt eine Zeittakttabelle für die Schalterstellungen der Schalter S1 und S2, wie sie für die Erzeugung der gewünschten Koeffizienten für X und Y im oben beschriebenen Sinne notwendig sind. Ersichtlich ist das Ausgangssignal des Schalters S1 entweder B oder G, wobei B an einen Schalterpol F des Schal-

mr\J

ters S1 und C an einen Schalterpol E angekoppelt ist. Das Ausgangssignal des Schalters S1 wird auf eine durch vier teilende Teilerstufe 60 sowie auf einen Schalterpol J des Schalters S2 gekoppelt. Das Ausgangssignal des Schalters S2 wird durch eine Taktstufe 64 mit 83,3 ns auf ein Datenregister 62 gekoppelt, um alle 83,3 ns, d.h., mit einer Frequenz von 12 MHz einen digitalen Chrominanztastwert als Ausgangssignal abzugeben.Der Ausgang A des Schieberegisters 56 ist mit der Leitung D auf einer Additionsstufe 66 gekoppelt. Das resultierende Signal wird in einer Teilerstufe 68 durch-8 geteilt und auf einer Additionsstufe 70 gekoppelt. Die Leitungen B und C sind auf einer Additionsstufe 72 gekoppelt, deren Ausgang auf einen durch 2 teilenden Teiler 74 und auf die Additions-

¹^ stufe 70 gekoppelt ist. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 70 ist die Funktion 1/2 (B + C) - 1/8 (A + D). Diese Funktion wird auf einer Additionsstufe 76 gekoppelt, deren anderes Eingangssignal durch den durch 4 teilenden Teiler 60 geliefert wird. Der Ausgang des Teilers 76 ist auf einen Schalterpol H des Schalters S2 gekoppelt.

Weitere Erläuterungen des speziellen Aufbaus eines derartigen Digitalfilters sind nicht erforderlich, da es sich um konventionelle Ausgestaltungen handelt. Es ist jedoch da- ^° rauf hinzuweisen, daß die 8 Bit-Schieberegister durch integrierte Schaltkreise des Typs 74S374, die Additionsstufen durch integrierte Schaltkreise T1 74S283 und die digitalen Schalter S1 und S2 durch integrierte Schaltkreise des Typs T1 SN74S157 der Firma Texas Instruments gebildet werden können.

Fig. 6 zeigt ein Diagramm des Frequenzspektrums des durch das Digitalfilter 50 gemäß der Erfindung verbesserten Chrominanzsignals als Ausgangssignal eines Digital-Analog-Wandlers. Gemäß Fig. 6 ist das Haupt-Fehldefinitionssignal nunmehr bei einer Frequenz von 12,0. MHz zentriert, wobei

lediglich ein im Bereich von 4 MHz liegendes zweites Fehldefinitionssignal mit sehr geringer Amplitude als Funktion des geringstwertigen Bits erzeugt wird. Weiterhin werden Rundungsfehler durch das Digitalfilter erzeugt. Ersichtlich ist es daher lediglich notwendig, im Bedarfsfall eine analoge Filterung zur weiteren Dämpfung des Spektrums im Bereich von 4 MHz und eine Dämpfung aller Frequenzen oberhalb von 10 MHz vorzusehen. Ein derartiges Filter kann in einfacher Weise bis zu 2 MHz geradeaus gebildet werden, so daß die Systemcharakteristik des Chrominanzsignals nicht nachteilig beeinflußt wird.

IS

Leerseite

Claims

Patentansprüche

hj. Anordnung zur digitalen Filterung eines digitalisierten Chrominanzsignals in einem digitalen Fernsehsystem, gekennzeichnet durch eine Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten des digitalen Chrominanzsignals und durch eine Schaltung (60 bis 76/ S1, S2) zur Kombination des Zwischenwertes mit den Chrominanztastwerten zwecks Erzeugung eines digitalen Chrominanzsignals mit höherer effektiver Tastfrequenz
2. Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten ChrominanzSignalen in einem digitalen Fernsehsystem, das ein digitalisiertes Luminanzsignal aufweist, dessen Tast-. frequenz größer als diejenige von zwei Chrominanzsignalen

1*5 in einem vorgegebenen Fernsehsignal ist, insbesondere nach Anspruch 1., gekennzeichnet durch eine Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanz-

tastwerten des digitalen Chrominanzsignals und durch eine Schaltung (60 bis 76, S1, S2) zur Einfügung jedes der berechneten Zwischenwerte in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen seinen entsprechenden benachbarten Chrominanztastwerten zwecks Erzeugung eines digitalen Chrominanzsignals mit höherer effektiver Tastfrequenz.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten Schaltungsstufen (52 bis 56) zur Berechnung einer vorgegebenen Anzahl von Zwischenwerten zwischen aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten auf-• weist, so daß die kombinierte Anzahl von Chrominanztastwerten und Zwischenwerten gleich der Anzahl von Tastwerten pro Sekunde des digitalen Luminanzsignals ist.
4. Anordnung nach Anspruch 2 und/oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes weiterhin Schaltstufen (52 bis 56, 58) zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes derart aufweist, daß im digitalen Chrominanzsignal vorhandene Sinus x/x-Verluste wesentlich reduziert werden.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes weiterhin Schaltstufen (52 bis 56, 58) zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes aufweist, um das digitale Chrominanzsignal hinsichtlich von im Signal-Durchlaßband vorhandenen Gauß-Dämpfungsverlusten zu kompensieren.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur digitalen

Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes weiterhin Schaltungsstufen (52 bis 56, 58) zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes aufweist, so daß im digitalisierten Chrominanzsignal vorhandene Pehldefinitionskbmponenten wesentlich reduziert werden.
7. Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten ChrominanzSignalen in einem digitalen Fernsehsystem, das ein digitalisiertes Luminanzsignal aufweist, dessen Tastfrequenz größer als die von zwei ChrominanzSignalen in einem gegebenen Fernsehsignal ist, insbesondere nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten des digitalisierten Chrominanzsignals, wobei die Amplitude der Zwischenwerte derart berechnet wird, daß bei Einfügung der Zwischenwerte in das Chrominanzsignal die Amplitude der Zwischenwerte· derart berechnet wird, daß eine Reduzierung der Übergangscharakteristik und von Tastfehlern im digitalen Chrominanzsignal möglich ist, und durch eine Schaltung (60 bis 76, S1 , S2) zur Einführung jedes berechneten Zwischenwertes in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen seine entsprechenden benachbarten Chrominanztastwerte zwecks Erzeugung eines ■ digitalen Chrominanzsignals mit höherer effektiver Tästfrequenz.
8. Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten ChrominanzSignalen in einem digitalen Fernsehsystem, das ein digitalisiertes Luminanzsignal mit einer Tastfrequenz aufweist, die größer als diejenige von zwei ChrominanzSignalen in einem vorgegebenen Fernsehsignal ist, gekennzeichnet durch eine Schältung (50, 52 bis 56, 60, 66 bis 76) zur digitalen Berechnung wenigstens eines •Zwischenwertes zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten des digitalisierten Chrominanz-

signals, welche

eine Vielzahl von in Serie geschalteten Eingangs-Byte-Schieberegistern (52 bis 56) mit jeweils einer zur Speicherung eines der digitalisierten Chrominanztastwerte geeigneten Größe,

eine Schaltstufe (58) zur seriellen Taktung jedes der Chrominanztastwerte durch jedes Schieberegister (52 bis 56) mit einer der Tastfrequenz des digitalisierten Chrominanzsignals gleichen Taktfrequenz und arithmetische Berechnungsschaltungsstufen (60, 66 bis 76) zur Berechnung jedes der Zwischenwerte aus den Chrominanztastwerten als Ausgangssignal mindestens eines der Schieberegister (52 bis 56) aufweist

und durch eine Schaltung (62, 64, S1, S2) zur Einführung jedes berechneten Zwischenwertes in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen seinen entsprechenden benachbarten Chrominanztastwerten zwecks Erzeugung eines digitalen Chrominanzsignals mit höherer effektiver Tastfrequenz, welche

ein Ausgangsregister (62),

eine Stufe zur Taktung des Ausgangsregisters (62) mit einer der Tastfrequenz des digitalisierten Luminanzsignals gleichen Taktfrequenz, und ■ Schaltstufen (S1, S2) zur Ankopplung der Chrominanztastwerte und der Zwischenwerte an das Ausgangsregister (62) in vorgegebenen Zeitpunkten
aufweist,
so daß ein vorgegebenener Zwischenwert in Zeitpunkten entsprechend jedem Luminanztastwert als Ausgangswert aus dem Ausgangsregister (62) ausgegeben wird.
9. Verfahren zur Filterung von digitalisierten Chrominanzsignalen in einem digitalen Fernsehsystem, das eine . digitalisierte Luminanzkomponente aufweist, dessen Tastfrequenz größer als diejenige der Chrominanzsignale in

einem gegebenen Fernsehsignal ist/ dadurch gekennzeichnet, daß

a) wenigstens ein Zwischenwert zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten des digitalen Chrominanzsignals berechnet wird, und daß

b) jeder berechnete Zwischenwert in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen seine entsprechenden benachbarten Chrominanztastwerte zwecks Erzeugung eines digitalen Chrominanzsignals mit höherer Tastfrequenz eingefügt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß

c) das verbesserte digitalisierte Chrominanzsignal mit den Zwischenwerten bei einer durch die Zwischenwerte erhöhten Frequenz in ein Analogsignal eingefügt wird.
11. Verfahren nach Anspruch 9 und/oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß bei der digitalen. Berechnung eines Zwischenwertes die Amplitude jedes Zwischenwertes derart digital modifiziert wird, daß im digitalisierten Chrominanzsignal vorhandene Sinus x/x-Verluste im wesentlichen eliminiert werden, wenn die Zwischonwerte in das

Chrominanzsignal eingefügt werden. 25
12. Verfahren zur Filterung von digitalisierten Chrominanzsignalen in einem digitalen Fernsehsystem, das ein digitalisiertes Imminanzsignal aufweist, dessen Tastfrequenz größer als diejenige der Chrominanzsignale in einem

gegebenen Fernsehsignal ist, insbesondere nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß

a) Zwischenwerte zwischen benachbarten aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten des digitalisierten Chrominanzsianals derart berechnet werden, daß die

getasteten und berechneten Werte mit der gleichen Tastfrequenz wie das digitalisierte Luminanzsignal

1 auftreten, daß

b) die Amplitude der Zwischenwerte derart digital modifiziert werden, daß Fehldefinitions- und andere Signalfehler im digitalisierten Chrominanzsignal wesentlich

5 reduziert werden, und daß

c) jeder aufeinanderfolgende Zwischenwert in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen den zur Berechnung des Zwischenwertes verwendeten aufeinanderfolgenden getaste-

10 ten Chrominanzsignale ausgetaktet wird.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß

bei der Berechnung der Zwischenwerte die Werte einer Vielzahl von benachbarten getasteten Werten getastet und die-15 se Werte bei den Berechnungen verwendet werden.