DE3031197C2

DE3031197C2 - Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren

Info

Publication number: DE3031197C2
Application number: DE3031197A
Authority: DE
Inventors: Tetsuo Tokio/Tokyo Misaizu
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-08-15
Filing date: 1980-08-18
Publication date: 1986-01-16
Also published as: DE3031197A1; GB2059706A; GB2059706B; US4395644A

Description

Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art.

Eine Treiberschaltung dieser Art ist aus DE-CS 33 759 bekannt. Sie hat gegenüber einfacheren Treiberschaltungen z. B. gemäß Fig. 1 (bekannt aus Technical Papers »Electronic Communication Society«. Japan, Oktober 1972. VOI.55-C, Nr. 10, S. 520-527) den Vorteil, daß durch den Kondensator ein Boot-Strap-Effekt erzeugt wird, der sicherstellt, daß nach dem Durchschalten der Transistoren das Potential am Signalausgang durch die im Kondensator gespeicherte Ladung auf ein höheres Potential als das der Versorgungsspannung gezogen wird. Es ist somit ein sicheres und eindeutiges Umschalten zwischen niederem und hohem Ausgangspotential gewährleistet, ohne daß dies wesentlich von den Dimensionen und Toleranzen der verwendeten Transistoren abhängt.

Es wurde jedoch gefunden daß dieser Effekt dann nicht mit Sicherheit eintritt, wenn der Signaleingang mit einem sehr kurzen Impulssignal, z. B. auch einem Störimpuls, beaufschlagt wird, so daß das Eingangspotential nach sehr kurzer Zeit wieder in den Ausgangszustand zurückkehrt. In diesem Fall wird der beim Anstieg des Eingangspotentials sofort vollständig entladene Kondensator beim anschließenden Abfall des Eingangssignals nur unvollständig wieder aufgeladen, nämlich auf eine Spannung, welche um den Betrag der Schwellenspannung des dritten Transistors niedriger als die Versorgungsspannung ist. Diese unvollständige Aufladung des Kondensators hat auch nur einen unvollständigen Boot-Strap-Effekt zur Folge, so daß auch der Signalausgang nicht auf das ursprüngliche Potential zurückkehrt, sondern auf ein Potential, welches niedriger als die Versorgungsspannung ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der genannten Art so zu verbessern, daß auch bei Zuführung von sehr kurzen Eingangsimpulsen ein vollständiges Zurückführen des Potentials am Signalausgang auf den ursprünglichen Wert gewährleistet ist.

Die Lösung der Aufgabe ist im Anspruch 1 angegeben. Die Umeransprüche beziehen sich auf vorteilhafte weitere Ausgestaltungen der Lösung.

Durch den erfindungsgemäß vorgesehenen fünften Transistor wird erreicht, daß bei Beginn des Signalanstiegs des Eingangssignals das Entladen des Kondensators über den durchgeschalteten vierten Transistor verzögert wird, da der fünfte Transistor, selbst wenn er mit dem unverzögerten Eingangssignal angesteuert wird, erst dann durchschalten kann, wenn der mit ihm in Serie liegende vierte Transistor bereits voll durchgeschaltct ist. Außerdem erhöht der Wiederstand des durchgeschalteten fünften Transistors die für die Entladung des Kondensators wirksame Zeitkonstante. Wenn das Eingangssignal nach kurzer Impulsdauer wieder abfällt, kann somit der noch nicht vollständig entladene Kondensator wieder auf eine Spannung, die höher als die Versorgungsspannung ist, aufgeladen werden und entsprechend das Ausgangspotential durch den Boot-Strap-Effekt nachziehen.

Ausführungsformen der Erfindung und ihre Wirkungsweise im Vergleich zum Stand der Technik werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 eine Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik;

F i g. 2 eine verbesserte Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik;
F i g. 3 ein Diagramm der Spannir.'.gsverläufe am Eingang und Ausgang und den Knotenpunkten der Schaltung gemäß Fig. 2;

F i g. 4 eine Treiberschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig.5 eine Treiberschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 6 das Diagramm der Spannungsverläufe am Eingang und Ausgang und verschiedenen Knotenpunkten der Schaltung gemäß F i g. 4;

Fig. 7 bis 13 eine Treiberschaltung gemäß weiteren

so Ausführtingsformen der Erfindung.

Durchgängig durch die folgende Beschreibung werden als IGFET die am meisten bekannten MOS-Transistoren verwendet. Die Beschreibung bezieht sich insbesondere auf die N-Kanal-MOS-Transistoren.

Die in der F i g. 1 gezeigte einfache bekannte Treiberschaltung ist aus den IGFETs Qu Qi, Qs und Q₄ zusammengesetzt, wobei Q; und Q^ MOS-Transistoren vom Verarmungstyp und Qi und Qj, MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp sind.

Die Transistoren Q\ und Q2 bilden eine Inverterschaltung, um den Knotenpunkt 1 auf niedrigem Niveau zu halten, wenn ein Eingang A auf einem hohen Potential liegt, und müssen hierfür ein vorbestimmtes Dimensionsverhältnis haben. Die Transistoren (?) und Qt bil-

b5 den eine Pufferschaltung und da der Transi-stor Qi ein Sperrschicht-MOS-Transistor ist, müssen die Transistoren Qi und Qt ebenfalls ein vorbestimmtes Dimensionsverhältnss haben, um den Ausgang B auf niedrigem Po-

tential zu halten.

Derartige Schaltungen haben den Nachteil, daß der durch den Transistor Q₃ fließende Strom nicht vernachlässigt werden kann, d. h. der Verluststrom groß ist

Eine Schaltung, bei dem dieser Nachteil beseitigt ist, ist in F i g. 2 gezeigt und weist eine Bottstrap-Struktur auf.

Die in F i g. 2 gezeigte Treiberschaltung besteht aus den MOS-Tr?nsistoren Qi bis Qw, wobei Q,, Q₉ und Qu Sperrschicht-MOS-Transistoren sind, während Q₂. Qs, Q₄, (?> Q₆, Qj, Qa und <?io Anreicherungstransistoren sind. Bei dieser Schaltung bilden die Transistorpaare Qx und Qi, Qt und Qs, und Qg und Qio jeweils eine Inverterschaltung, und jedes dieser Transistorenpaare muß ein vorbestimmtes Dimensionsverhältnis aufweisen. Die Transistoren Qs und Qi bilden eine Zwischenpufferschaltung und die Transistoren Qi und Q* eine Ausgangspufferschaltung. Jeder der Transistoren Qj, Q*, Qs und Qf, braucht kein spezielles Dimensionsverhältnis aufzuweisen. Der Transistor Qw ist ein Streuverlust-Kcmpensaticnstransistor zum Aufrechterhalten des Niveaus der Spannungsversorgung am Ausgang. Die an den verschiedenen Punkten der Schaltung gemäß der Fig.2 auftretenden Spannungsverläufe sind aus der F i g. 3 ersichtlich.

Die vorstehend beschriebene Schaltung hat den Nachteil, daß, wenn ein sehr kurzer Impuls am Eingang A angelegt wurde, der Ausgang B nicht mehr vollständig bis zum Niveau der Versorgungsspannurg angehoben wird. Wenn, wie aus der Fig.3 ersichtlich, ein Impuls mit einer sehr schmalen Breite am Eingang A zu einem Zeitpunkt Ts angelegt wird, werden die Niveaus an den Knotenpunkten 1 und 2 und am Ausgang B nach unten gezogen. Wenn jedoch der Niveauabfall am Ausgang B ungenügend ist, steigt das Niveau am Knotenpunkt 4 nicht, d, h, der Transistor Q₃ wird nicht eingeschaltet Damit fällt das Niveau am Knotenpunkt 3 nicht. Deshalb wird der Bottstrap-Kondensator Cl in diesem Fall nicht voll aufgeladen. Demgemäß kann da der Bootsuap-Effekt nicht wirksam ist, das Niveau am Ausgang B nicht sofort auf das Niveau der Versorgungsspannung (Vcc) gezogen werden.

Die vorliegende Erfindung wird nun im Detail anhand der F i g. 4 bis 13 beschrieben.

Bezugnehmend auf die Fig.4 umfaßt eine Treiberschaltung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung MOS-Transistoren Q\ bis Qu und einen Bootstrap-Kondensafor C2. Die Transistoren Qu Qi, Qw und Qu sind Verarmungs-MOS-Transistoren, während die Transistoren Q2, Q3, Qa, Qs, Qt, Qi, Qi, <?io, Qn und Qn Anreicherungs-MOS-TransistOi'en sind. Die Transistoren Qd, Qu bis Qu stellen charakteristische Teile der vorliegenden Erfindung dar. In dieser Schaltungsanordnung ist der Kollektor des Transistors Qu mit einem Knotenpunkt 3 und sein Gate direkt mit dem Eingang A verbunden, so daß der Transistor Qn das Niveau am Knotenpunkt 3 auch dann, wenn ein Impuls mit einer sehr schmalen Breite an der Eingangsklemme A angelegt ist, nach unten ziehen kann. Um den Knotenpunkt 3 auf ein niedriges Niveau zu bringen, müssen die Transistoren Qj und Q₁₂ ein vorbestimmtes Abmessungsverhältnis aufweisen, wobei die Steilheit G_m des Transistors Qn größer als die des Transistors Q₁ ist. Die Transistoren Q\₃, Qu und Qt bilden einen Schmitt-Schaltkreis, der die Schwellenspannung am Knotenpunkt 2 erhöht, so daß das Niveau am Knotenpunkt 2 nur schwer nach unten gezogen werden kann und schwer auf einen Eingangsimpuls mit einer kleinen Impulsbreite reagieren kann. Die Steilheit G_n des Transistors Qt, ist kleiner als die des Transistors Qu, um am Knotenpunkt 5 eine Verzögerung zu erhalten.

Die an verschiedenen Punkten der Schaltung gemäß der F i g. 4 auftretenden Spannungsverläufe sind in der F i g. 6 dargestellt

Zu einem Zeitpunkt 77Vi beginnt der Ansteig des Potentials an der Eingangsklemme A von einem niederen Niveau auf ein hohes Niveau. Dann werden als Folge des hohen Niveaus an der Klemme A das Niveau der Knotenpunkte 1,3 und 5 und des Ausganges ß durch die Transistoren Qi, Qn, Qb bzw. Qa, auf niederes Niveau gebracht Nach einer kleinen Verzögerungszeit wird das Niveau am Knotenpunkt 2 durch die Transistoren Qn und Qb ebenfalls in ein niederes Niveau umgewandelt Zu diesem Zeitpunkt ist der Knotenpunkt 4 auf hohem Niveau, se daß der Transistor Qt leitend isL Die Spannung am Kondensator CI ist im wesentlichen Null.
Dann wechselt zum Zeitpunkt TN₂ das Niveau am Eingang A vom hohen Niveau zum "öderen Niveau. Als Folge dieses hohen Niveaus arn Eingang A wechseln die Niveaus an den Knotenpunkten 1, 2 und S auf hohes Niveau, während der Knotenpunkt 3 auf niederem Niveau gehalten bleibt, weil der Transistor Qs immer noch durch das zeitverzögerte Signal von der Inverterschaltung der Transistoren Q₉ und Qi₀ eingeschaltet ist. In diesem Zustand erscheint eine Spannungsdifferenz am Kondensator C1 und lädt diesen auf. Nachdem dann ein Niveau am Knotenpunkt 4 auf niederes Niveau gewechseit hat, beginnt das Niveau am Knotenpunkt 3 zu steigen, so daß das Niveau am Knotenpunkt 2 größer als die Versorgungsspannung (V_IV) wird. Als Ergebnis wird am Ausgang B ein hohes Niveau entsprechend der Versorgungsspannung erzeugt.

Wenn zum Zeitpunkt Ts am Eingang A ein Eingangssignal mit schmaler Breite angelegt ist. werden wieder die Niveaus an den Knotenpunkten 1 und 3 auf niederes Niveau (Erdpotential) geändert. Jedoch wi-d das Niveau am Knotenpunkt 2 durch die Transistoren Q\_} und Qu nicht auf das niedere Niveau, sondern auf ein Niveau in de, Nähe der Versorgungsspannung V_n.gebracht. Deshalb verbleibt am Kondensator eine Spannung und der Kondensator C1 wird dadurch geladen.
Wie aus der F i g. 6 ersichtlich, kann gemäß der vorliegenden Erfindung der Ausgang B auch dann wieder bis auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben werden, wenn ein Impuls mit sehr kurzer Breite an den Eingang A zu einem Zeitpunkt Ts angelegt worden ist, weil der Kondensator Cl durch ein solches kurzes Signal nicht die gespeicherte elektrische Ladung verliert.

F i g. 5 zeigt eine Treiberschaltung für eine große kapazitive Last gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, wobei die Transistoren Q\, Q) und Qw Verarmungs-MOS-Transistoren sind, während die Transistoren Q₂, Ch, Qa, Qs, Qb, Qt, Qt, Qto, Qu uhd Q₁₃ Anreicherungs-Transistoren sind. Die Bezugsziffer Ct bezeichnet einen Bottstrap-Kondensator ähnlich dem gemäß F i g. 4. Das Gate des Transistors Q\₃ ist an einem Knotenpunkt 4 n.it dem Ausgang eines aus den Transistören Q₉ und Qw bestehenden Inverters verbunden, als Verzögerungsschaltung wirkt. Durch Erzeugen einer Impuls-Verzögerung am Gateeingang des Transistors Qm ist das Niveau am Knotenpunkt 2 schwer nach unten zu ziehen, und dadurch ist sichergestellt, daß auch nach einem an den Eingang A angelegten Eingangssignal mit sehr geringer Impulsbreite der Ausgang B auf das Niveau der Versorgungsspannung V_lT angehoben werden kann.

Obwohl in Fig.4 das Niveau am Knotenpunkt 2 auf ein Niveau höher als das Niveau der Versorgungsspannung infolge eines Bootstrap-Effektes angehoben werden kann, wird das Spannungsniveau mit der Zeit infolge von Kriechströmen am Knotenpunkt 2 absinken, da dieser kein festgelegtes Potential aufweist. Schließlich stellt sich das Spannungsniveau auf ein Potential ein, welches um die Schwellenspannung des Transistors Q*, niedriger als das Niveau der Versorgungsspannung V_n ist. Wenn in diesem Fall am Eingang A ein Signal mit kleiner Impulsbreite angelegt wird, fällt das Niveau am Knotenpunkt 3. Da der Knotenpunkt 2 und der Knotenpunkt 3 miteinander über den Kondensator C\ gekoppelt sind, wird zusätzlich das Niveau am Knotenpunkt 2 ebenfalls abgesenkt. Da das Niveau am Knotenpunkt 1 auf einem niederen Potential liegt, befindet sich dann der Transistor Qj im Sperrzustand, und da das Niveau 2.T! Knotenpunkt 4 ebcnfaüs ?.yf einem nipderen Potential liegt, befindet sich weiterhin der Transistor Qs ebenfalls im Sperrzustand. Wenn dann das Eingangssignal am Eingang A abfällt, wird der Transistor Q₁2 abgeschaltet und das Niveau am Knotenpunkt 3 steigt. Infolge des oben beschriebenen Absenkens des Niveaus am Knotenpunkt 2 ist die Ladespannung jedoch nicht ausreichend und damit kann das Niveau am Knotenpunkt 2 nicht höher als die Versorgungsspannung angehoben werden.

Ein ähnlicher Nachteil tritt ebenfalls bei einem Schaltkreis gemäß der F i g. 5 auf.

Anhand der F i g. 7 und 8 werden Treiberschaltungen gemäß einer dritten und vierten Ausführungsform der Erfindung beschrieben, bei denen der beschriebene Nachteil der Ausführungsformen gemäß Fig.4 und 5 verbessert ist.

Bei den Ausführungsformen gemäß Fig. 7 und 8 dient eine aus den Transistoren Qi₆ und Qa bestehende Inverterschaltung als ein Verzögerungsglied, und ein weiterer Transistor Qn ist gegenüber den Ausführungsformen gemäß Fig.4 und 5 hinzugefügt. Bei dieser Schaltung ist der Transistor Q]₁, ein Verarmungs-MOS-Transistor, während die Transistoren φ5 und Q\7 Anreicherungs-MOS-Transistoren sind. Die Transistoren Qib und Q₁₇ bilden eine Inverterschaltung und müssen ein vorbestimmtes Dimensionsverhältnis aufweisen. Da die Gateklemme des Transistors Q_;; mit dem Knotenpunkt 4 verbunden ist, spricht der Knotenpunkt 6 auf ein Eingangssignal mit einer gewissen Zeitverzögerung an. Wenn ein Impulssignal mit einer kleinen Impulsbreite am Eingang A angelegt wird, sinkt das Niveau am Knotenpunkt 3 ab. Infolge der Kopplung über den Kondensator C1 neigt das Niveau am Knotenpunkt 2 ebenfalls dazu abzusinken; da es zu diesem Zeitpunkt jedoch auf dem Niveau der Versorgungsspannung gehalten ist und somit der Transistor Qi₅ eingeschaltet ist, kann das Niveau am Knotenpunkt 2 nicht unter ein Niveau abfallen, das gleich der Versorgungsspannung V_rc minus der Schwellenspannung des Transistors Qm ist Wenn das Eingangssignal am Eingang A sofort wieder abfällt und der Transistor Q_n abgeschaltet wird, dann steigt das Niveau am Knotenpunkt 3 an. Da das Potentials am Knotenpunkt 2 voll aufgeladen worden ist, wird der Knotenpunkt 2 auf ein Niveau höher als die Versorgungsspannung angehoben.

Die vorstehend beschriebenen Treiberschaltungen für eine große kapazitive Last gemäß der Erfindung haben ein vorteilhaftes Betriebsverhalten, da der elektrische Energieverbrauch klein ist und der Ausgang immer auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben werden kann, ungeachtet der Eingangsbedingungen und ungeachtete der Dauer des Stand-by-Betriebes vor Beginn des Treiberbetriebes.

Eine Treiberschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in der F i g. 9 gezeigt und weist MOS-Transistoren Q\ bis Qn und Q15 und einen Bootstrap-Kondensator Cl auf. Die Transistoren Qi, Q) und Qu sind Verarmungs-MOS-Transistoren, während die Transistoren Qi bis Qe, Qio, Qi2, Qn und Q18 Anreicherungs-MOS-Transistoren sind.

Bei dieser Ausführungsform ist der Kollektor des Transistors Q12 mit einem Knotenpunkt 3 und seine Gateklemme direkt mit dem Eingang ähnlich wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verbunden. Wenn ein am Eingang A angelegter Impuls eine sehr kurze Breite aufweist, kann der Impuls das Niveau am Knotenpunkt 3 nach unten ziehen. Um das Niveau am Knotenpunkt 3 auf ein niederes Niveau zu bringen, werden Transistoren Qi und Q12 mit einem vorbestimmten Abmessungsverhältnis benötigt. Die Transistoren Qii. Q18 und Qb bilden eine Schmitt-Schaltung, der die Schwellenspannung anhebt, wodurch ein Herabziehen des Niveaus am Knotenpunkt 2 erschwert wird und ein Ansprechen auf einen kleinen Impuls ebenfalls erschwert wird. Der Grund dafür, warum der Transistor Qm als ein Anreicherungs-MOS-Transistor und nicht als Verarmi-ngs-MOS-Transistor wie gemäß Fig. 4 ausgebildet ist, besteht darin, daß dies in bezug auf den elektrischen Energieverbrauch vorteilhafter ist.

Anhand der Fig. 10 wird eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Diese Treiberschaltung weist MOS-Transistoren Qi bis Qu und Q18 und einen Kondensator Cl auf. Die Transistoren Qi, Q) und Qn sind Verarmungs-MOS-Tran.sistoren, während die Transistoren Q₂ bis Qb. Qio, Qi2, Qu und Q,e Anreicherungs-MOS-Transistoren sind.

Das Gate des Transistors Qio, der einen Inverter ais Verzögerungseinrichtung bildet, ist mit einem Knotenpunkt 5 verbunden, und wenn das Niveau am Eingang A sich vom niederen Potential auf hohes Potential verändert, wird die Last am Knotenpunkt 5 groß und verzögert damit das Herabziehen des Potentials am Knotenpunkt 5, d. h. das Einschalten des Transistors Qn wird verzögert, so daß diese Schaltung den Vorteil aufweist, daß es schwierig ist, das Potential am Knotenpunkt 2 herabzuziehen. Da die Knotenpunkte 2 und 5 schließlich auf das Erdpotential abgesenkt werden, brauchen die Transistoren Q₃ und Q₄ kein spezielles Abmessungsverhältnis aufzuweisen und können daher auf hohe Treiberwirkung ausgelegt sein. Wenn sich das Niveau arr Eingang A vom hohen Potential auf niederes Potential geändert hat, wird der Transistor Qn früher abgeschaltet, so daß der Knotenpunkt 5 elektrisch vom Knotenpunkt 2 getrennt wird. Da die Kapazität des Knotenpunktes 5 einschließlich der Gate-Kapazität des Transistors Qio am Knotenpunkt 2 nicht wirksam ist, wird ein wirksamer Bootstrap-Effekt erhalten, und damit kann der Ausgang B sofort auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben werden.

In der Fig. 10 wird zwar der Knotenpunkt 2 infolge des Bootstrap-Effektes auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben, das Spannungsniveau wird jedoch mit der Zeit infolge des Verluststromes am Knotenpunkt 2 absinken, da dieser nicht auf einem festen

b5 Potential festgelegt ist. Schließlich stellt sich das Spannungsniveau auf einem Potential ein, das um eine Schwellspannung des Transistors Q5 niedriger als die Versorgungsspannung V_1x ist Wenn zu diesem Zeit-

punkt am Eingang A ein kurzes Impulssignal angelegt wird, dann wird das Niveau am Knotenpunkt 3 abgesenkt. Da der Knotenpunkt 2 und der Knotenpunkt 3 über den Kondensator CX miteinander gekoppelt sind, wird zusätzlich das Niveau am Knotenpunkt 2 abgesenkt. Da jedoch das Potential am Knotenpunkt 5 ebenfalls r^irch die Entladung der elektrischen Ladung über den 'iransistor Q_b abgesenkt wird, wird der Transistor Qio abgeschaltet, und das Potential am Knotenpunkt 4 steigt. Wenn dann am Eingang A das hohe Potential auf niederes Potential abfällt, wird der Knotenpunkt 2 über den Transistor Qs wieder aufgeladen, aber das Potential am Knotenpunkt 3 wird durch die Transistoren Q und Qj solange auf ein niederes Potential gedrückt, bis der Knotenpunkt 5 über den Transistor Qm wieder aufgeladen worden ist, und deshalb wird der Ausgang ßschließlich infolge des Bootstrap-Effektes auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben.

In der F i g. 11 ist eine Treiberschaltung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, bei der das Gate des Transistors Q10 mit einem Knotenpunkt 2 verbunden ist. Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Transistor Qw solange nicht abgeschaltet, als das Potential am Knotenpunkt 2 nicht abgesenkt ist, und damit wird der Transistor Q« im abgeschalteten Zustand gehalten. Wenn an den Eingang A ein kurzer Impuls angelegt worden ist, wird das Potential am Knotenpunkt 2 vom niederen Potential durch die Kupplung über den Kondensator CX wieder auf das Aus^angspotential, welches höher als die Versorgungsspannung ist, aufgebaut, solange die elektrische Ladung am Knotenpunkt 2 nicht über den Transistor Qu und Q_b abgeleitet wird. Deshalb hat diese Schaltung den Vorteil, daß der Ausgang B sofort auf das Niveau der Versorgungsspannung angehoben wird. Da das Gate des j5 Transistors Qm direkt mit dem Knotenpunkt 2 verbunden ist, ist jedoch zu beachten, daß die Kapazität des Kondensators CX größer als die des in F i g. 10 verwendeten Kondensators ausgewählt sein muß.

In F i g. 12 ist eine Treiberschaltung gemäß einer achten Ausführungsform der Erfindung gezeigt, die eine Abänderung des Schaltkreises gemäß der Fig. 10 darstellt. Um die: Anstiegszeit am Ausgang ßzu beschleunigen, ist ein Transistor Q14 dem Schaltkreis gemäß der Fig. 10 hinzugefügt, wobei das Gate des Transistors Q19 mit einem Knotenpunkt 1, sein Kollektor mit einer Versorgungsspannung Vcc und seine Sourceklemme mit dem Ausgang B verbunden ist.

In F i g. 13 ist eine Treiberschaltung gemäß einer neunten Ausführungsform der Erfindung dargestellt, die eine Abwandlung der Schaltung gemäß der F i g. 11 darstellt Um die Anstiegszeit am Ausgang Bzu beschleunigen, ist ein Transistor Q19 zusätzlich in den Schaltkreis gemäß F i g. 11 eingefügt, dessen Gate, Kollektor und Source mit dem Knotenpunkt 1, einer Versorgungsspannung V_1x- trw.dem Ausgang B verbunden sind.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Treiberschaltung mit einem ersten und zweiten Feldeffekttransistor (Q₁, Qn), die in Serie zwischen zwei Versorgungsspannungsanschlflssen geschaltet sind und deren Verbindungspunkt über einen Kondensator (C \) mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors (Q₇) verbunden ist, einem dritten und vierten Feldeffekttransistor (Q₅, Q₁,), über die das Gate des ersten Feldeffekttransistors (Q₇) mit dem einen bzw. anderem Versorgungsspannungsanschluß verbunden ist, und einem mit dem Gate des vierten Feldeffekttransistors (Qt) verbundenen Signaleingang (A), dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem vierten Feldeffekttransistor (Qi) und das Gate des ersten Feldeffekttransistors (Qt) ein fünfter Feldeffekttransistor (Q\i) geschaltet ist, dessen Gate mit dem Eingangssignal direkt oder über eine "Verzögerungsschaltung (Q^ Q% Q\o) beaufschlagt ist

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Verbindungspunkt des vierten und fünften Feldeffekttransistors (Qb, Qu) und dem einen Versorgungsspannungsanschluß (Vn) ein sechster Feldeffekttr/aisistor (Qu, Qn) angeordnet ist, dessen Gate mit dem invertierten Eingangssignal beaufschlagt ist.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem einen Versorgungsspa..nungsansch!uß (V_LT) und dem Gate (2) des ersten Feldeffekttransistors (Qi) ein siebter Feldeffekttransistor (Q^) angeordnet ist, dessen Gate mit dem invertierten uncf verrögerten Eingangssignal beaufschlagt ist.