DE3024273A1

DE3024273A1 - Pegelwandlerschaltung

Info

Publication number: DE3024273A1
Application number: DE19803024273
Authority: DE
Inventors: Nobuaki Kitamura; Kouji Masuda; Masao Mizukami
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Ome Electronic Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Renesas Eastern Japan Semiconductor Inc
Priority date: 1979-06-29
Filing date: 1980-06-27
Publication date: 1981-02-19
Also published as: US4366397A

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Pegelwandlerschaltung, wie sie z.B. an der Schnittstelle zwischen dem Ausgang einer ECL-Schaltung und dem Eingang einer TTL-Schaltung oder einer N-MOS-Schaltung werwendet wird.

Da eine emittergekoppelte Logikschaltung oder ECL-Schaltung eine negative Versorgungsspannung VEE verwendet, ändert sich der Signalpegel der ECL-Schaltung zwischen dem Erdpotential GND und der negativen Versorgungsspannung VEE. Andererseits verwendet die TTL-Schaltung (Transistor-Transistor-Logikschaltung) oder die N-MOS-Schaltung (N-Kanal-Feldeffekttransistorschaltung mit isolierter Steuerelektrode) eine positive Versorgungsspannung VCC, und somit ändert sich der Signalpegel der TTL-Schaltung oder der N-MOS-Schaltung zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und dem Erdpotential GND.

An der Schnittstelle zwischen dem Ausgang der ersten Schaltung, die mit der negativen Versorgungsspannung VEE arbeitet, und dem Eingang der zweiten Schaltung, die mit drr positiven Versorgungsspannung VCC arbeitet, ist somit eine Signalpegel-Wandlerschaltung erforderlich. Bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung ist eine von einer strichpunktierten Linie 12 umgebene integrierte Halbleiterschaltung IC1 als Signalpegel-Wandlerschaltung vorgesehen. Ein erster Versorgungsanschluß P1 der ECL-Schaltung £1 ist an das Erdpotential GND angeschlossen, während eine negative Versorgungsspannung VEE mit beispielsweise -5,2 V am zweiten Versorgungsanschluß P2 anliegt. Dementsprechend schwankt der Signalpegel eines Ausgangssignals y, der am Ausgangsanschluß P7 der ECL-Schaltung £.1 erhalten wird, zwischen dem Erdpotential GND und der negativen Versorgungsspannung VEE. Eine positive Versorgungsspannung VCC mit beispielsweise +5,0 V liegt am

13 0 0 0 8/0636

ersten Versorgungsanschluß PlO der TTL-Schaltung 13 an, während ihr zweiter Versorgungsanschluß P16 auf Erdpotential GND liegt. Somit schwankt der Signalpegel der TTL-Schaltung £3 zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und dem Erdpotential GND. Die herkömmliche Pegelwandlerschaltung 12 ist zwischen dem Ausgangsanschluß P7 der ECL-Schaltung £1 und dem Eingangsanschluß P15 der TTL-Schaltung £3 angeordnet.

Die Pegelwandlerschaltung 12 weist einen ersten Eingangstransistor Q18, dessen Basis an den ersten Eingangsanschluß P11 angeschlossen ist, einen zweiten Eingangstransistor Q17, dessen Basis an den zweiten Eingangsanschluß P12 angeschlossen ist, einen Referenztransistor Q16, dessen Basis an einer von einer Referenzspannungs-Generatorschaltung 1a erzeugten zweiten negativen Referenzspannung Vb2 anliegt, sowie einen Stromquellentransistor Q19 auf, dessen Basis an einer von der Referenzspannungs-Generatorschaltung 1a erzeugten ersten negativen Referenzspannung Vb1 anliegt. Die Referenzspannungs-Generators ch al tung 1a arbeitet mit der Differenzspannung zwischen der negativen Versorgungsspannung VEE und dem Erdpotential GND und weist Transistoren Q9 und Q10, Dioden D3 bis D6 und Widerstände R7, R9 und R25 auf. Der Emitter des Tansistors Q9 der Referenzspannungs-Generatorschaltung 1a ist an einen Anschluß P13 angeschlossen, wobei eine dritte negative Referenzspannung VBB von diesem Anschluß P13 erhalten wird.

Der Kollektor des ersten Eingangstransistors Q18 und der Kollektor des Referenztransistors Q16 sind an einen ersten Lastwiderstand R32 an einem ersten Verzweigungspunkt N1 angeschlossen, während der Kollektor des zweiten Eingangstransistors Q17 an einen zweiten Lastwiderstand R35 an einem zweiten Verzweigungspunkt N2 angeschlossen ist. Wenn der erste Verzweigungspunkt N1 auf hohen Pegel geht, wird der erste Ausgangstransistor Q32 leitend, und es wird ein Ausgangssignal mit hohem Pegel ungefähr gleich dem der positiven

130008/0838

Versorgungsspannung VCC am Ausgangsanschluß P14 erhalten.
Wenn andererseits der zweite Verzweigungspunkt N2 auf hohen Pegel geht, wird der zweite Ausgangstransistor Q33 leitend, und es wird ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel ungefähr gleich dem Erdpotential GND am Ausgangsanschluß P14 erzeugt. Auf diese Weise schwankt das Umwandlungs-Ausgangssignal Y
am Ausgangsanschluß P14 der Pegelwandlerschaltung £2 im
wesentlichen zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und dem Erdpotential GND und wird an den Eingangsanschluß P15 der TTL-Schaltung £3 übertragen.

Mit der außerhalb der integrierten Halbleiterschaltung angeordneten Verbindungsanordnung wird das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung £1 an den ersten Eingangsanschluß P11 der Pegelwandlerschaltung £2 angelegt, während die dritte Referenzspannung VBB an den zweiten Eingangsanschluß P12 angelegt
wird. Infolgedessen ist die Phase des Umwandlungs-Ausgangssignals Y am Ausgangsanschluß P14 der Pegelwandlerschaltung £2 entgegengesetzt zur Phase des Ausgangssignals y am Ausgangsanschluß P7 der ECL-Schaltung £1.

Die negative Versorgungsspannung VEE für die erste Schaltung, nämlich die ECL-Schaltung £1, und die positive Versorgungsspannung VCC für die zweite Schaltung, nämlich die
TTL-Schaltung £3 beinhalten die Möglichkeit, die Schwankungen der jeweiligen Versorgungsspannungen einzuführen.

Außerdem ist die Schaltgeschwindigkeit des Ausgangssignals Y am Ausgangsanschluß P14 der Pegelwandlerschaltung £2 durch die Schalteigenschaften der ersten und zweiten Eingangstransistoren Q18 und Q17 bestimmt.

Um die Schaltgeschwindigkeit der Pegelwandlerschaltung £2 auf hoher Schaltgeschwindigkeit zu halten, müssen daher
die ersten und zweiten Eingangstransistoren Q18 und Q17 in
nicht gesättigtem Zustand betrieben werden. Das bedeutet,
wenn ein bipolarer Transistor in den Sättigungsbereich getrieben wird, so wird der Basis-Kollektor-Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt. Somit verursachen die Basisschicht

130008/0636

τ- 8 -

und die Kollektorschicht eine gegenseitige Injektion von Minoritätsträgern, wobei die Ansammlung dieser Minoritätsträger die Schaltzeit erheblich vergrößert.

Andererseits erzeugt die Referenzspannungs-Generatorschaltung 1a in der herkömmlichen Pegelwandlerschaltung £2 gemäß Figur 1 eine erste Referenzspannung Vb1, die von der negativen Versorgungsspannung VEE abhängt, nicht jedoch von der positiven Versorgungsspannung VCC, und durch diese erste Referenzspannung Vb1 ist der Wert eines Stromes Io bestimmt, der durch den Stromquellentransistor Q19 fließt. Somit hängt der Wert dieses Stromes Io vom Wert der negativen Versorgungsspannung VEE ab, nicht jedoch von dem der positiven Versorgungsspannung VCC.

Es wird angenommen, daß das Ausgangssignal y am Ausgangsanschluß P7 der ECL-Schaltung £1 auf einem Pegel ist, der ungefähr gleich dem des Erdpotentials GND ist. In diesem Falle werden mit der zweiten und dritten negativen Referenzspannung Vb2 und VBB die Basen des Referenztransistors Q16 bzw. des zweiten Eingangstransistors Q17 beaufschlagt. Somit wird der erste Eingangstransistor Ql8 leitend, während der Referenztransistor Q16 und der zweite Eingangstransistor Q17 nicht-leitend bleiben. Dementsprechend ist die Spannung VN1 am ersten Verzweigungspunkt N1 durch folgende Gleichung gegeben:

VN1 = VCC - R32 · Io (1).

Wenn die negative Versorgungsspannung VEE auf einer vorgegebenen Versorgungsspannung von beispielsweise -5,2 V gehalten wird, während die positive Versorgungsspannung VCC von ihrer vorgegebenen Versorgungsspannung, z.B. 4-5,0 V drastisch auf beispielsweise +3,0 V abnimmt, so wird der erste Term auf der rechten Seite der obigen Gleichung (1) kleiner als der zweite Term, so daß die Spannung VN1 am ersten Verzweigungspunkt N1 eine negative Spannung wird.

Wenn andererseits die positive Versorgungsspannung VCC auf einer vorgegebenen Versorgungsspannung von beispielsweise

1 3 0 0 0 8 / 0 S 3 ^!6

5,0 V gehalten wird, während die negative Versorgungsspannung VEE von ihrer vorgegebenen Versorgungsspannung von z.B. -5,2 V drastisch auf beispielsweise -7,0 V zunimmt, so nimmt der Wert des Stromes Io zu, der durch den Stromquellentransistor Q19 fließt. Aufgrund der Stromzunahme wird der zweite Term der Gleichung (1) größer als der erste Term. Die Spannung am ersten Verzweigungspunkt N1 wird somit ebenfalls eine negative Spannung.

Die Spannung VN1 am ersten Verzweigungspunkt N1 wird somit ein negativer Wert aufgrund der Zunahme der positiven Versorgungsspannung VCC oder der Zunahme der negativen Versorgungsspannung VEE. ^{Da da}s Ausgangssignal y, das an der Basis des ersten Eingangstransistors Q18 anliegt, auf dem Pegel des Erdpotentials GND ist, ist zu diesem Zeitpunkt der Kollektor-Basis-Übergang des ersten Eingangstransistors Q18 in Durchlaßrichtung vorgespannt, und der erste Eingangstransistor Q18 wird in den Sättigungsbereich getrieben.

Wenn andererseits die dritte Referenzspannung VBB die Basis des ersten Eingangstransistors Q18 und das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung &1 die Basis des zweiten Eingangstransistors Q17 gemäß dem Logikaufbau des Datenverarbeitungssystems beaufschlagen, wird die Spannung am zweiten Verzweigungspunkt N2 negativ aufgrund der Abnahme der positiven Versorgungsspannung VCC oder der Zunahme der negativen Versorgungsspannung VEE, und der zweite Eingangstransistor Q17 wird ebenfalls in den Sättigungsbereich getrieben.

Die Sättigung des ersten Eingangstransistors Q18 oder des zweiten Eingangstransistors Q17 aufgrund der Schwankung der Versorgungsspannung der positiven Versorgungsspannung VCC oder der negativen Versorgungsspannung VEE verzögert auf diese Weise erheblich die Schaltgeschwindigkeit des Ausgangssignals Y am Ausgangsanschluß P14 der Pegelwandlerschaltung £2.

Um diesem Problem zu begegnen, ist herkömmlicherweise ein Vefahren vorgeschlagen worden, das die Sättigung des Eingangstransistors durdh den Anschluß eines Klemmelementes,

130 008 /OB36

--- ίο -

wie z.B. einer Schottky-Sperrschicht-Diode an den Kollektor der Eingangstransistoren der Pegelwandlerschaltung verhindert, wie es z.B. in der JP-OS 51-120143 beschrieben ist.

Obwohl das Klemmelement, wie z.B. die Schottky-Sperrschicht-Diode in der Lage ist, die Sättigung der Eingangstransistoren zu verhindern, wird die Schaltgeschwindigkeit des Ausgangssignals der Pegelwandlerschaltung aufgrund der Streukapazität verlangsamt, die dem Klemmelement eigen ist.

Nimmt man wiederum auf die bekannte Pegelwandlerschaltung gemäß Figur 1 Bezug, so darf klargestellt werden, daß dann, wenn der Absolutwert |vee| der negativen Versorgungsspannung VEE einen Wert unterhalb von 4 V annimmt, sowohl der Referenztransistor Q16 als auch der Stromquellentransistor Q19 in den abgeschalteten Zustand gebracht werden. Ferner wurde klargestellt, daß die Kollektorausgangssignale VN2 und VN1 der Transistoren Q17 und Q18 auf hohem Pegel sind, und zwar unabhängig von den Eingangsbedingungen, wie es mit der Spannungsversorgungs-Kennlinie 5,71 in Figur 7 dargestellt ist, so daß eine Verschlechterung der Eigenschaften der Ausgangstransistoren Q32 und Q33 und ihr Ausfall auftreten können. Wenn nämlich der Absolutwert fVEE| der negativen Versorgungsspannung nicht höher als etwa 4 V ist, und zwar wegen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q9,der Spannungen der Dioden D3 und D4 in Durchlaßrichtung, der Kollektor-Basis-Spannung des Stromquellentransistors Q19 und des Spannungsabfalls an den Widerständen R7 und R21, so fließt kein Strom mehr durch sie hindurch.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Pegelwandlerschaltung anzugeben, die einen ausgedehten Toleranzbereich für Schwankungen der Versorgungsspannungen aufweist und sehr schnelle Schaltvorgänge ermöglicht, die der Schwankung einer negativen Versorgungsspannung für eine erste Schaltung und der Schwankung einer positiven Versorgungsspannung für eine zweite Schaltung folgen.

Die erfindungsgemäße Pegelwandlerschaltung löst diese

130008/0838

Aufgabe in zufriedenstellender Weise und bietet den Vorteil, daß sie eine verbesserte Kennlinie verringerter Versorgungsspannung aufweist.

Bei der erfindungsgemäßen Pegelwandlerschaltung 12 der in Figur 2 dargestellten Art hängt der Wert des Stromes Ιο, der durch den an die beiden Eingangstransistoren Q17 und Q18 angeschlossenen Stromquellentransistor Q19 fließt, sowohl von der negativen Versorgungsspannung VEE als auch von der positiven Versorgungsspannung VCC ab. Der Wert des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes Io ist proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der negativen Versorgungsspannung VEE und der positiven Versorgungsspannung VCC. Wenn dementsprechend der Wert der positiven Versorgungsspannung VCC beispielsweise abnimmt, so wird der Spannungs- abfall an den Lastwiderständen R18 und R19, die zwischen die positive Versorgungsspannung VCC und die Kollektoren der Eingangstransistoren Q17 und Q18 geschaltet sind, aufgrund der Abnahme des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes verringert. Somit wird der Abfall der Kollektorpotentiale der Eingangstransistoren Q17 und Q18 aufgrund der Abnahme der positiven Versorgungsspannung VCC durch die Abnahme des Spannungsabfalls an den Lastwiderständen R18 und R19 ausgeglichen.

Bei der erfindungsgemäßen Pegelwandlerschaltung nach Figur δ werden eine Vorspannung VN4¹ für einen Schutztransistor Q12 und eine Vorspannung VN7* für einen Konstantstromtransistor Qi5*auf der Basis eines Spannungsteilerausganges einer Spannungsteilerschaltung 2' gebildet, die zwischen der positiven VersorgungsSpannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE angeordnet ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in Figur 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Pegelwandlerschaltung;

130008/0 636

Figur 2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform der Pegelwandlerschaltung;

Figur 3 ein Blockschaltbild eines MOS-Speichers; Figur 4 ein Schaltbild von einer Speicherzelle mit Vor-Verstärker;

Figur 5 eine Kennlinie der Schaltung nach Figur 2; Figur 6 eine schematische Darstellung der Wellenformen des

MOS-Speichers in Figur 3;

Figur 7 eine Kennlinie der Schaltungen in Figur 1 und 8; und in

Figur 8 eine andere erfindungsgemäße Schaltung.

Figur 2 zeigt ein Schaltbild der Pegelwandlerschaltung SL2 gemäß einer neuartigen Ausführungsform zusammen mit einer ECL-Schaltung £1 und einem N-MOS-Speicher 13.

Obwohl nicht darauf beschränkt, weist die oben genannte ECL-Schaltung £1 eine Vorspannungsschaltung, bestehend aus den Widerständen R1 bis R3, Dioden D1 und D2 und einem Transistor Q1, sowie eine Logikschaltung auf, bestehend aus den Widerständen R4 bis R6 und den Transistoren Q2 bis Q7, wie es in der Zeichnung dargestellt ist.

Eingangssignale a bis c_ von den Anschlüssen P3 bis P5 beaufschlagen die Basen der Transistoren Q3, Q4 bzw. Q5. Am Emitter (Ausgangsanschluß P7) des Transistors Q7 wird ein Ausgangssignal y als NOR-Logikverknüpfung der Signale a bis c_ erzeugt.

Der eine Versorgungsanschluß P1 der ECL-Schaltung £1 ist mit dem Erdpotential GND der Schaltung und der andere Versorgungsanschluß P2 mit einer negativen Versorgungsspannung VEE von beispielsweise -5,2 V verbunden. Die Eingangs- und Ausgangssignale der ECL-Schaltung £1 haben beispielsweise einen hohen Pegel von -0,89 V und einen niedrigen Pegel von beispielsweise -1,69 V.

Die Pegelwandlerschaltung gemäß der hier beschriebenen Ausführungsform ist auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet, wobei herkömmliche Integrationsschaltungstechniken auf

130008/0636

monolithischen Halbleitern zur Anwendung gelangen.

Der eine Versorgungsanschluß P8 der Pegelwandlerschaltung ist an eine positive Versorgungsspannung VCC von beispielsweise 5 V, der zweite Versorgungsanschluß P9 an die negative Versorgungsspannung VEE und der dritte Versorgungsanschluß an das Erdpotential GND angeschlossen.

Die Vorspannungsschaltung 2 ist gemäß der hier beschriebenen Ausführungsform zwischen die positive Versorgungsspannung VCC und die negative Versorgungsspannung VEE geschaltet, wie es in der Zeichnung dargestellt ist, und arbeitet mit der Spannungsdifferenz zwischen der positiven und der negativen Versorgungsspannung. Die Vorspannungsschaltung 2 liefert eine Vorspannung VBB, die nahezu auf einem Zwischenpegel der ECL-Signalpegel von beispielsweise -1,29 V an der Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors Q9 und der Anode der Diode D3 ist, und liefert außerdem eine Vorspannung Vb2, die niedriger ist als der niedrige Pegel des ECL-Signalpegels von beispielsweise -1,69 V, und zwar an der Verbindung zwischen der Kathode der Diode D4 und dem Kollektor des Transistors Q10. Sie liefert ferner eine Vorspannung Vb 1 für den Stromquellentransistor Q19 an der Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors Q10 und dem Widerstand R6 sowie eine Vorspannung Vb3 für den Transistor Q11 an der Verbindung zischen dem Widerstand R9 und dem Widerstand R10.

Im Schaltteil 1 bilden der Transistor Q19 einen Stromquellentransistor, der Transistor Q18 einen ersten Eingangstransistor und der Transistor Q17 einen zweiten Eingangstransistor.

Der zweite Eingangstransistor Q17 erhält an seiner Basis die Referenz-Vorspannung VBB des mittleren Pegels des ECL-Signalpegels von der Vorspannungsschaltung 2 konstanter Spannung über die Anschlüsse P13 und P12, während der erste Eingangstransistor Q18 das Ausgangssignal γ von der genannten ECL-Schaltung ΙΛ über die Anschlüsse P7 und P11 erhält.

An diese ersten und zweiten Eingangstransistoren Q18 und Q17 ist ein Referenztransistor Q16 angeschlossen, der als

130008/0836

Differentialtransistor arbeiten kann. Die Vorspannung Vb2 von der Vorspannungsschaltung 2 liegt an der Basis dieses Referenztransistors Q16 an. Wenn dementsprechend das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung £1 auf hohem Pegel ist, befindet sich der Transistor Q17 in abgeschaltetem Zustand, während der Transistor Q18 im eingeschalteten Zustand ist. Wenn andererseits das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung 5,1 auf niedrigem Pegel ist, wird der Zustand der beiden Transistoren Q17 bis Q18 umgekehrt.

Der Kollektor des ersten Eingangstransistors Q18 ist an die positive Versorgungsspannung VCC über einen ersten Lastwiderstand R19 angeschlossen, während der Kollektor des zweiten Eingangstransistors Q17 ebenfalls an die positive Versorgungsspannung VCC angeschlossen ist, und zwar über einen zweiten Lastwiderstand R18.

Wenn der Transistor Q17 oder Q18 eingeschaltet wird, so fließt ein Strom Io des Stromquellentransistors Q19 durch die Widerstände R18 bzw. R19 und erzeugt somit einen Spannungsabfall am Widerstand R18 bzw. R19. Infolgedessen wird ein Signal entgegengesetzter Phase an den Kollektoren der jeweiligen Transistoren Q17 bzw. Q18 in Abhängigkeit vom Eingangssignal mit ECL-Pegel erzeugt. In diesem Falle ist es möglich, den niedrigen Pegel des Kollektorausgangssignals des jeweiligen Transistors Q17 bzw. Q18 im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND mit beispielsweise +0,3 V zu machen, in dem geeignete Werte für die Widerstände R18 und R19 gewählt werden.

Die Kollektorausgangssignale der beiden Transistoren Q17 bzw. Q18 werden jeweils an die Basen der kaskadenförmig geschalteten Ausgangstransistoren Q21 bzw. Q23 über Emitterfolger-Transistoren Q20 bzw. Q22 angelegt. Die Ausgangstransistoren Q21 und Q23 werden mit entgegengesetzter Phase von den Kollektorausgängen des Paares von Differentialtransistoren Q21 und Q23 betrieben. Infolgedessen wird am Ausgangsanschluß P14 ein Ausgangssignal Y erzeugt, das in Abhängigkeit vom Ein-

130008/0638

gangssignal mit ECL-Pegel in ein positives Spannungssystem umgewandelt wird und in der Lage ist, eine schwere Last, wie z.B. eine kapazitive Last, in ausreichendem Maße zu treiben.

Das Ausgangssignal Y der Pegelwandlerschaltung 12 ändert sich im wesentlichen zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und dem Erdpotential GND und beaufschlagt den Eingangsanschluß P15 der N-Kanal-MOS-Schaltung £3. Die N-MOS-Schaltung 13 weist Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode Q23, Q24, Q25, Q26 und Q27 auf. Einer der Versorgungsanschlüsse P10 ist an die positive Versorgungsspannung VCC von beispielsweise +5,0 V angeschlossen, während der andere Versorgungsanschluß P16 an das Erdpotential GND angeschlossen ist.

Bei der Vorspannungsschaltung der hier verwendeten Art sind die Widerstände R25 und R13 in Reihe zwischen die positive Versorgungsspannung VCC und die negative Versorgungsspannung VEE geschaltet. Die an der Verbindung dieser beiden Widerstände R25 und R13 erzeugte Spannung ist proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE und bestimmt die Vorspannung Vb1,mit der die Basis des Stromquellentransistors Q19 beaufschlagt wird. Obwohl die Verbindung zwischen den Widerständen R25 und R13 direkt an die Basis des Stromquellentransistors Q19 angeschlossen werden kann, ist sie vorzugsweise über die Basis-Emitter-Verbindung des Emitterfolger-Transistors Q10 an die Basis des Stromquellentransistors Q19 angeschlossen. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform sind Dioden D5 und D6 in Reihe zum Widerstand R13 geschaltet, um die Temperatureigenschaften der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q10 und Q19 zu kompensieren.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind die Widerstände R11 und R27 hintereinander zwischen das Erdpotential GND und die negative Versorgungsspannung VEE in der Vor-

130003/Ώ836

- Ϊ6 ' ■

Spannungsschaltung 2 geschaltet. Die an der Verbindung zwischen diesen beiden Widerständen R11 und R27 erzeugte Spannung ist proportional zur Spannung der negativen Versorgungsspannung VEE und bestimmt die Referenz-Vorspannung VBB sowie die Vorspannung Vb2.

Es wird angenommen, daß das Ausgangssignal y am Ausgangsanschluß P 7 der ECL-Schaltung ü,1 auf einem Pegel ist, der ungefähr gleich dem Erdpotential GND ist. Da die Vorspannung Vb2 und die Vorspannung VBB die Basis des Referenztransistors Q16 bzw. die des zweiten Eingangstransistors Q17 beaufschlagen, wird der erste Eingangstransistor Q18 leitend, während der Referenztransistor Q16 und der zweite Eingangstransistor Q17 nicht-leitend werden. Dementsprechend ist das Potential VN1 am ersten Verzweigungspunkt N1, wenn der erste Lastwiderstand R19 an den Kollektor des ersten Eingangstransistors Q18 angeschlossenist, durch folgende Gleichung gegeben:

VN1 = VCC - R19 · Io (2) .

Andererseits wird der Wert des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes fließenden Stromes Io insbesondere proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE gemacht.

Wenn dementsprechend die negative Versorgungsspannung VEE auf einem vorgegebenen Versorgungsspannungswert von beispielsweise -5,2 V gehalten wird, während die positive Versorgungsspannung VCC von einem vorgegegebenen Spannungsversorgungswert von z.B. +5,0 V drastisch auf einen Wert von beispielsweise +3,0 V abfällt, so sinkt der Wert des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes Io drastisch ab. Aus diesem Grunde nehmen auch dann, wenn die positive Versorgungsspannung VCC drastisch gegenüber dem vorgegebenen Wert abfällt, die ersten und zweiten Terme auf der rechten Seite der genannten Gleichung (2) kleine Werte an. Es wird nun der Fall betrachtet, wo die positive Ver-

130008/0838

sorgungsspannung VCC auf einem vorgegebenen Versorgungsspannungswert von beispielsweise +5,0 V gehalten wird, während die negative Versorgungsspannung VEE sich drastisch von ihrem Wert von beispielsweise -5,2 V auf einen Wert von z.B. -7,0 V ändert. Bei der herkömmlichen Pegelwandlerschaltung 12 gemäß Figur 1 ändert sich in diesem Falle der Wert des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes Io sehr stark, da er ausschließlich vom Spannungswert der negativen Versorgungsspannung VEE abhängt, während bei der erfindungsgemäßen Pegelwandlerschaltung £2 nach Figur 2 der Wert des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden Stromes Io durch die Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE vorgegeben ist. Infolgedessen ist die Änderung des Stromes Io aufgrund einer Änderung der negativen Versorgungsspannung VEE kleiner als beim Stand der Technik.

Da der Wert des durch den Stromquellentransistors Q19 fließenden Stromes Io sich im Verhältnis zur Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE bei der erfindungsgemäßen Schaltung ändert, ändert sich das Potential VN1 am ersten Verzweigungspunkt N1 nicht sehr bei einer Änderung der positiven Versorgungsspannung VCC oder einer Änderung der negativen Versorgungsspannung VEE und wird im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehalten.

Andererseits hat sich herausgestellt, daß dann, wenn die zu verwendenden positiven und negativen Versorgungsspannungen sich ändern oder wenn die Zuführungsfolge sich unter Verwendung der Pegelwandlerschaltung ändert, Signale mit unerwünschtem Pegel an den N-MOS-Speicher angelegt werden, so daß der Speicher die Neigung besitzt, fehlerhaft zu arbeiten.

Wie nachstehend näher erläutert, arbeitet die erfindungsgemäße Pegelwandlerschaltung £2 gemäß Figur 2 in der Weise, daß sie das Ausgangssignal Y der Gegentakt-Ausgangsschaltung

130008/0 838

mit den Transistoren Q21 und Q23 auf einem bevorzugten hohen Pegel auch in solchen Fällen hält, wo die Versorgungsspannungen VCC und VEE schwanken, die Zuführungsfolge der Versorgungsspannungen VCC und VEE sich bei Beginn der Spannungsversorgung ändert und die Eingangsanschlüsse P11 und P12 in unerwünschter Weise geöffnet werden.

Der Grund, warum die Signale mit unerwünschten Pegeln an das N-MOS-Speicher aufgrund einer Änderung der negativen Versorgungsspannung VEE in der Pegelwandlerschaltung £2 nach Figur 2 angelegt werden, wird nachstehend erläutert.

Der Grund besteht darin, daß die negative Versorgungsspannung einen solchen kritischen Wert VEE (crit) hat, daß dann, wenn die Versorgungsspannung abnimmt, der durch die Reihenschaltung aus Transistor Q9, Dioden D3 und D4, Transistor Q10 und Widerständen R9 und R10 fließende Vorspannungsstrom der Vorspannungsschaltung 2 konstanter Spannung im wesentlichen Null wird. Wenn der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung VEE niedriger wird als dieser kritische Wert VEE (crit), so wird die vom Emitter des Transistors Q1O erhaltene Vorspannung Vb1 im wesentlichen Null und der Stromquellentransistor Q19 wird schließlich abgeschaltet.

Der abgeschaltete Zustand des Konstantstrom- oder Stromquellentransistors Q19 bringt die beiden Differentialtransistoren Q17 und Q18 in den abgeschalteten Zustand.

Wenn der Schalttransistor Q15 nicht in der VEE-Abtastschaltung 3 bzw. dem Schaltteil 4 vorgesehen ist, so gehen beide Kollektorausgänge des Paares von Differentialtransistoren Q17 und Q18 gleichzeitig beim Abschalten der beiden Transistoren auf hohen Pegel, so daß sämtliche Emitterfolgertransistoren Q20, Q22 und die Ausgangstransistoren Q23, Q21 der Gegentaktschaltung der Pegelwandlerschaltung £2 in Figur 2 eingeschaltet werden. Dieser Zustand erzeugt nicht nur ein Ausgangssignal Y mit niedrigem Pegel (Erdpotential), was einen fehlerhaften Betrieb des N-MOS-Speichers über den Ausgangsanschluß P14 zur Folge hat, sondern ermöglicht

130008/0638

auch, daß ein hoher Strom gleichzeitig durch die Ausgangstransistoren Q23 und Q21 fließt und schließlich zur Zerstörung dieser Transistoren führt.

Im Gegensatz dazu sind bei der neuartigen Pegelwandlerschaltung die VEE-Abtastschaltung 3 und der Schaltteil 4 vorgesehen. Insbesondere ist die Basis des Abtasttransistors Q11 in der VEE-Abtastschaltung 3 an die Verbindung zwischen den Widerständen R9 und R1O angeschlossen und wird mit einer Vorspannung Vb3 versorgt, die kleiner ist als die vom Emitter des Transistors Q10 erhaltene Vorspannung Vb1. Dementsprechend wird der Transistor Q11 der VEE-Abtastschaltung 3 abgeschaltet, bevor der Stromquellentransistor Q19 abgeschaltet wird, wenn der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung VEE kleiner als der oben genannte kritische Wert VEE (crit) wird. Somit geht der Kollektorausgang des Transistors Q11 auf den hohen Pegel der positiven Versorgungsspannung VCC und der Transistor Q15 des Schaltteiles 4 befindet sich im eingeschalteten Zustand. Da der Kollektor des Transistors Q15 an die Basis des Emitterfolgertransistors Q20 der Gegentakt-Ausgangsschaltung angeschlossen ist, gehen der Emitterfolger-Transistor Q20 sowie der Ausgangstransistor Q21 in den abgeschalteten Zustand, sobald der Transistor Q15 eingeschaltet wird. Wenn der Ausgangstransistor Q21 im abgeschalteten Zustand ist, werden sowohl der Emitterfolger-Transistor Q22 als auch der Ausgangstransistor Q23 eingeschaltet, so daß ein Ausgangssignal Y mit hohem Pegel am Ausgangsanschluß P14 erhalten wird und die Ausgangstransistoren Q21 und Q23 vor einer Zerstörung geschützt werden können.

Dementsprechend ändert sich bezüglich der Linie £51 in Figur 5 die negative Versorgungsspannung VEE in der VEE-Abtastschaltung 3 und im Schaltteil 4 vom rechts gelegenen Teil zum links gelegenen Teil, und wenn sie die Linie £51 überschreitet, ändert sie zwangsläufig das Ausgangssignal Y des Ausgangsanschlusses P14 auf den hohen Pegel. Der er-

13 0 0 0 8/0636

forderliche Wert der positiven Versorgungsspannung VCC für die VEE-Abtastschaltung 3 und den Schaltteil 4, um diesen zwangsläufigen Schaltvorgang zu erreichen, ist der minimal erforderliche Wert für den Transistor Q15, um diesen durch den Strom in den eingeschalteten Zustand zu bringen, der durch die Basis des Transistors Q15 des Schaltteiles 4 und den Widerstand R26 fließt.

Andererseits werden Spannungen mit geeigneten Werten an die positive Versorgungsspannung VCC bzw. die negative Versorgungsspannung VEE angelegt. Wenn das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung £1 auf niedrigem Pegel ist, so befindet sich der eine Transistor Q17 des Paares von Differentialtransistoren Q17 und Q18 im eingeschalteten Zustand, wobei sein Kollektorausgang auf niedrigem Pegel ist, während der andere Transistor Q18 im abgeschalteten Zustand ist. In diesem Falle bringt der Kollektorausgang des Transistors Q17 mit niedrigem Pegel die Transistoren Q20 und Q21 der Gegentakt-Ausgangsschaltung in den abgeschalteten Zustand, während der Kollektorausgang mit hohem Pegel des Transistors Q18 die Transistoren Q22 und Q23 der Gegentakt-Ausgangsschaltung in den eingeschalteten Zustand bringt.

Es besteht jedoch eine Möglichkeit, daß auch dann, wenn das Ausgangssignal y der ECL-Schaltung £1 auf niedrigem Pegel ist und der Transistor Q18 im abgeschalteten Zustand und der Transistor Q17 im eingeschalteten Zustand sind, der Kollektorausgang mit niedrigem Pegel des Transistors Q17 sich ändert, um der Änderung der positiven Versorgungsspannung VCC oder der negativen Versorgungsspannung VEE zu folgen.

Mit anderen Worten, wenn die VCC · VEE-Abtastschaltung 1 und der Schaltteil 4 nicht vorgesehen sind, so geht der Spannungspegel des Kollektorausganges mit niedrigem Pegel des im eingeschalteten Zustand befindlichen Transistors Q17 auf den Wert VN2 = VCC - R18 · Io, wobei Io ein durch den Stromquellentransistor Q19 fließender konstanter Strom

130008/0636

ist. Dementsprechend ändert sich der Spannungspegel des Kollektorausganges des Transistors Q17 vom niedrigen Pegel zum hohen Pegel gemäß dem Anstieg des Absolutwertes der positiven Versorgungsspannung VCC oder mit der Abnahme des konstantes Stromes Io. Die Abnahme des durch den Stromquellentransistor Q19 fließenden konstanten Stromes Io wird durch eine Abnahme des Absolutwertes der negativen Versorgungsspannung VEE erzeugt. Wenn der Spannungspegel des Kollektorausganges mit niedrigem Pegel des Transistors Q17, der sich durch VN2 = VCC - R18 · Io ausdrücken läßt, zum hohen Pegel aufgrund einer Erhöhung des Absolutwertes der positiven Versorgungsspannung VCC oder aufgrund einer Abnahme des Absolutwertes der negativen Versorgungsspannung VEE ändert, so gehen die Transistoren Q20 und Q21 der Gegentakt-Ausgangsschaltung in den eingeschalteten Zustand. Zu diesem Zeitpunkt ist der andere Transistor Q18 des Paares von Differentialtransistoren Q17 und Q18 im abgeschalteten Zustand, und die Transistoren Q22 und Q23 der Gegentakt-Ausgangsschaltung sind bereits im eingeschalteten Zustand.

Somit tritt dort die Möglichkeit auf, daß die Ausgangstransistoren Q23 und Q21 durch einen ihre Serienschaltung durchfließenden Strom zerstört werden und ein Ausgangssignal Y mit niedrigem Pegel un unerwünschter Weise am Ausgangsanschluß P14 erzeugt wird, da der Ausgangstransistor Q21 im eingeschalteten Zustand ist.

Im Gegensatz dazu ist bei der Ausführungsform der Pegelwandlerschaltung Ü2 gemäß Figur .2 eine derartige VCC · VEE-Abtastschaltung 1 sowie ein Schaltteil 4 vorgesehen. Insbesondere ist die Basis des Abtasttransistors Q8 in der VCC · VEE-Abtastschaltung 1 an die positive Versorgungsspannung VCC über einen Widerstand R14 und sein Emitter an die gemeinsame Verbindung der beiden hintereinander geschalteten Widerstände R7 und R25 zwischen der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE angeschlossen, während sein Kollektor mit der Basis des Emitterfolger-Transistors Q12 verbunden ist. Der

130008/0638

Emitter dieses Transistors Q12 ist an eine Schaltung, die aus den Widerständen R16, R17 und dem Transistor Q13 besteht, sowie an die Basis des Schalttransistors Q14 angeschlossen.

Wenn daher der Anstieg des Absolutwertes der positiven Versorgungsspannung VCC oder der Abfall des Absolutwertes der negativen Versorgungsspannung VEE einen Abtastpegel überschreitet, der durch die Widerstände R7, R25, R11, die Dioden D5, D6 usw. bestimmt ist, steigt die Emitterspannung dieses Abtasttransistors Q8 an. Infolgedessen wird ein ausreichender Basisstrom dem Emitterfolger-Transistor Q12 über eine Schottky-Diode zugeführt, die zwischen dem Kollektor und der Basis des Abtasttransistors Q8 vorgesehen ist, so daß der Schalttransistor Q14 eingeschaltet wird. Da der Transistor Q14 somit im eingeschalteten Zustand ist, schützt er die Ausgangstransistoren Q21 und Q23 vor dem Durchbruch in gleicher Weise wie der Schalttransistor Q15 und ändert das Ausgangssignal Y am Ausgangsanschluß P14 auf den hohen Pegel.

Bei der Darstellung gemäß Figur 5 bezeichnet der Bereich oberhalb der Linie £52 einen Bereich der Versorgungsspannung, in dem der Transistor Q14 des Schaltteiles 4 sich im eingeschalteten Zustand befindet. Mit anderen Worten, wenn der Absolutwert der positiven Versorgungsspannung ansteigt oder der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung abfällt, so nähert sich der Wert der Versorgungsspannung vom Bereich unterhalb der Linie £52 dem oberen Bereich, so daß dann, wenn die Versorgungsspannung die Linie £52 überschreitet, bevor die Transistoren Q20 und Q21 sich in unerwünschter Weise vom abgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand verändern, der Transistor Q14 des Schaltteiles 4 eingeschaltet wird. Somit ist es möglich, die Transistoren Q20 und Q21 der Gegentakt-Ausgangsschaltung im abgeschalteten Zustand zu halten.

Der Referenztransistor Q16 wird verwendet, um das Signal des Ausgangsanschlusses P14 zwangsläufig auf hohem Pegel zu

1 30008/0636

halten, wenn die Anschlüsse P11 und P12 in unerwünschter Weise geöffnet werden. Wenn nämlich die Anschlüsse P11 und P12 geöffnet werden, werden die Transistoren Q17 und Q18 abgeschaltet, da der Basistrom Null (O) wird. Der Emitter des Transistors Q16 ist mit den Emittern der Transistoren Q17 und Q18 zusammengeschaltet und bildet zusammen mit diesen Transistoren Q17 und Q18 einen Stromschalter. Wenn daher die Transistoren Q17 und Q18 abgeschaltet werden, wird der Referenztransistor Q16 eingeschaltet. Infolgedessen fließt der konstante Strom Io des Konstantstromtransistors Q19 über den Transistor Q16 durch den Widerstand R18. Aufgrund des Spannungsabfalls am Widerstand R18 werden die Transistoren Q20 und Q21 abgeschaltet, mit der Folge, daß das Signal des Ausgangsanschlusses P14 auf hohen Pegel geht.

Wie oben erwähnt, ist der Transistor Q16 in der Weise angeordnet, daß seine Basis von der Vorspannungsschaltung konstanter Spannung eine Vorspannung mit niedrigerem Spannungspegel als der ECL-Signalpegel erhält. Infolgedessen ist der Transistor Q16 im abgeschalteten Zustand, während der ECL-Signalpegel und das Signal mit dem oben erwähnten mittleren Pegel an den Anschlüssen P11 und P12 anliegen,

Herkömmliche N-MOS-Speicher können bei der erfindungsgemäßen Pegelwandlerschaltung ohne bestimmte Begrenzung verwendet werden. Wie bei dem Blockschaltbild nach Figur 3 dargestellt, kann der N-MOS-Speicher beispielsweise einen Taktsignalgenerator 6 aufweisen, der Zeilenadressen-Abtastsignale RAS erhält und ein Taktsignal für einen Zeilenadressen-Dateneingang erzeugt; ein Taktsignalgenerator 8 erhält das Zeilenadressen-Abtastsignal RAS und ein Spaltenadressen-Abtastsignal CAS über eine Gatterschaltung 7 und erzeugt ein Taktsignal für den Spaltenadressen-Dateneingang; eine Steuerung 9 erhält die Taktsignale von den Taktsignalgeneratoren 6 und 8 und steuert eine Adressenpufferschaltung 13 und eine Adressendecodierschaltung 14; eine Pufferschaltung 10 erhält ein

130008/0636

Chip-Wählsignal CS; eine Gatterschaltung 12 empfängt die AusgangssignaIe des Taktsignalgenerators 8,und die Pufferschaltung 10 erzeugt Einschaltsignale für die Adressendecodierschaltung 14 und einen Datenpuffer 17; eine Gatterschaltung 11 empfängt ein Schreibsteuersignal WRITE und das Ausgangssignal der Gatterschaltung 7 und steuert einen Schreibtakt-Signalgenerator 15; ein Dateneingangspuffer wird vom Ausgangssignal des Schreibtakt-Signalgenerators gesteuert; ferner sind Speicherfelder 18 und 18', Vorverstärkergruppen 19 sowie eine Eingabe/Ausgabe-Datenwählschaltung 20 vorgesehen.

Figur 4 zeigt ein Beispiel einer Speicherzelle mit Vorverstärker. Wie in der Zeichnung dargestellt, weist die Speicherzelle beispielsweise einen N-Kanal-Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode (MOSFET) Q100 auf, dessen Gate-Elektrode an die Wortleitung Wo der Adressendecodierschaltung 14 angeschlossen ist, und einen Datenspeicher-Kondensator C100 auf. Der Vorverstärker enthält MOSFETs Q102 und Q103 zum Empfang des Taktsignals Φ1, einen MOSFET Q104 zum Empfang des Taktsignals Φ0 und MOSFETs Q105 und Q106, deren Gate- und Drain-Elektroden über Kreuz miteinander verbunden sind. An die Datenleitung D1' des Vorverstärkers ist eine Blindzelle (Q107, C107) angeschlossen, um ein Referenzpotential für die Datenleitung D1' zu liefern, wobei das Referenzpotential bestimmt ist, wenn ein mit der Datenleitung DV zu verbindender Speicher gewählt wird. An die Datenleitung D1' ist ebenfalls eine Blindzelle (Q101, C101) angeschlossen.

Im allgemeinen ist der N-MOS-Speicher an seinen Eingangsklemmen mit einem Inverter mit Bootstrap-Funktion als Pufferschaltung ausgerüstet und erhält den niedrigen Pegel des Eingangssignals als Datensignal aus nachstehend näher erläuterten Gründen.

Obwohl nicht darauf beschränkt, kann die Inverter-Pufferschaltung 5 nach Figur 3 beispielsweise MOSFETs Q23 bis

130008/0638

Q27 und einen Kondensator C1 wie die Schaltung 5 in Figur 2 enthalten. Die MOSFETs Q23 bis Q25 und der Kondensator C1 bilden zusammen die Inverterschaltung, während die MOSFETs Q26 und Q27 gemeinsam die Gegentaktschaltung bilden. Wenn das Signal des Anschlusses P15 auf hohem Pegel ist, wird der MOSFET Q23 eingeschaltet und somit ist der Ausgang der Inverterschaltung auf niedrigem Pegel, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Kondensator C1 auf einen Wert (VCC - Vth) geladen, was einen Ausgleichswert darstellt, der durch Subtrahieren der Schwellwertspannung Vth des diodenmäßig geschalteten MOSFET Q24 von der ungefähren Versorgungsspannung VCC erhalten wird.

Wenn sich das Signal am Anschluß P15 vom hohen Pegel zum niedrigen Pegel ändert, so ist der MOSFET Q23 im abgeschalteten Zustand, so daß der Ausgangssignalpegel der Inverterschaltung anzusteigen beginnt. Da in diesem Falle der Kondensator C1 vorher ungefähr auf den Wert (VCC - Vth) geladen worden ist, wird die Gate-Spannung des MOSFET Q25 ausreichend hoch. Infolgedessen wird der Einschaltwiderstand des MOSFET Q25 ausreichend klein. Da der Einschaltwiderstand des MOSFET Q25 ausreichend klein wird, wird die nicht dargestellte Streukapazität auf der. Ausgangsseite der Inverterschaltung rasch geladen, und das Ausgangssignal der Inverterschaltung steigt mit hoher Geschwindigkeit an.

Wenn die Gate-Spannung des MOSFET Q25 aufgrund des Bootstrap-Effekts des Kondensators C1 höher wird als die Versorgungsspannung VCC, so steigt der Ausgangssignalpegel der Inverterschaltung in die Nähe der Versorgungsspannung VCC an, obwohl der MOSFET Q25 eine Schwellwertspannung besitzt.

Während ständig ein Signal mit niedrigem Pegel am Anschluß P15 anliegt, wird die gespeicherte Ladung des Kondensators C1 durch einen Leckstrom verringert, und die Ausgangsspannung der Inverterschaltung steigt nur auf einen Wert (VCC - 2Vth) an, der die Differenz zwischen der Versorgungsspannung VCC sowie der Schwellwertspannung Vth des

13 0 0 0 8/0638

des MOSFET Q24 und der Schwellwertspannung des MOSFET Q25 darstellt. Wenn das Signal am Anschluß P15 sich vofn niedrigen Pegel zum hohen Pegel ändert, wird daher die Amplitude des Ausgangssignals der Inverterschaltung klein, so daß die Amplitude und die Änderungsgeschwindigkeit der Ausgangsschaltung (Q26, Q27) entsprechend klein wird.

Um die Arbeitsgeschwindigkeit zu erhöhen, darf der MOS-Speicher solche Signale empfangen, die auf hohem Pegel H zur Zeit des Nicht-Betriebs und auf niedrigem Pegel L zur Zeit des Betriebs sind, wie es in Figur 6 mit den Symbolen A und B bezeichnet ist.

In Figur 6 bezeichnen die Symbole A die Änderung des

Zeilenadressen-Abtastsignals RAS und B die Änderung des Spaltenadressen-Abtastsignals CAS. Das Symbol C bezeichnet die Änderung des Ausgangssignals der Inverterschaltung gemäß Figur 2 zum Empfang des Signals RAS. Die gestrichelte Linie a bezeichnet die Änderung des Gate-Potentials des MOSFET Q25 zu dieser Zeit.

Wie oben erläutert, ist die MOS-Speicher-Treiberschaltung 5.2 der Ausführungsform gemäß Figur 2 so aufgebaut, daß sie ein Signal mit hohem Pegel erzeugt, wenn nicht erwartet wird, daß sie normal arbeitet, und zwar aufgrund von Schwankungen der Versorgungsspannung VCC · VEE, Änderungen der Art der Zuführung der Versorgungsspannungen VCC und VEE, eines Öffnungszustandes der Eingangsanschlüsse P11 und P12 usw. Somit ist der MOS-Speicher daran gehindert, fehlerhaft zu arbeiten.

Figur 8 zeigt eine weitere Ausführungsform der neuartigen Schaltung. Diese Schaltung ist mit herkömmlichen Integrationstechniken als integrierte, monolithische Halbleiterschaltung ausgebildet, wobei die Anschlüsse P1' bis P7¹ als externe Anschlüsse der integrierten Schaltung verwendet wird.

Am Anschluß P1' liegt eine positive Versorgungsspannung VCC von beispielsweise +5 V an, während eine negative Ver-

13 0 008/063 8

sorgungsspannung VEE von beispielsweise -5,2 V am Anschluß P7¹ anliegt. Der Anschluß P3¹ wird auf Erdpotential GND der Schaltung gehalten.

In der Zeichnung bilden die von strichpunktierten Linien umgebenen Bereiche einen Pegelwandler 1' sowie zwei Vorspannungsschaltungen 2¹ bzw. 3¹.

Die Vorspannungsschaltung 2¹ besteht aus Widerständen R7¹ bis R1O¹, einem Transistor Q4' und Dioden D11¹ bis D13¹ und ist zwischen die Anschlüsse PV und P7¹ geschaltet.

Bei Versorgung mit der positiven Versorgungsspannung VCC und der negativen Versorgungsspannung VEE erzeugt die Vorspannungsschaltung 2' Vorspannungen an den jeweiligen Verzweigungspunkten N3¹ bis N5¹.

Die Vorspannung VN3¹ am Verzweigungspunkt N3¹ wird als Vorspannung für eine Versorgungsspannungs-Abtastschultung 5' verwendet. Der Spannungswert dieser Vorspannung VN3¹ wird so eingestellt,daß er niedriger ist als 2VBE, welche die Summe der Basis-Emitter-Spannungen VBE in Durchlaßrichtung der Transistoren Q6' und Q8¹ der Abtastschaltung 5¹ darstellt, wenn die Versorgungsspannungen VCC und VEE innerhalb der Normalbereiche liegen. Andererseits ist die Vorspannung VN3¹ so eingestellt, daß sie höher wird als 2VBE, wenn die positive Versorgungsspannung VCC über den Normalwert ansteigt und wenn der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung VEE unterhalb des Normalwertes absinkt.

Die Vorspannung VN4¹ wird als Vorspannung für einen Transistor Q12¹ des Pegelwandlers 1' verwendet. Diese Vorspannung VN4¹ ist so eingestellt, daß sie einen niedrigeren Pegel hat als der Pegel des ECL-Signals, das am externen Anschluß P4¹ oder P5' der integrierten Schaltung anliegt.

Die Vorspannung VN5¹ am Verzweigungspunkt N5¹ wird als Vorspannung für den Transistor Q10¹ der Vorspannungsschaltung 3¹ verwendet. Diese Vorspannungsschaltung 3' besteht aus den Widerständen R15' bis R17¹, Dioden D14¹ und D15¹ und Transistoren Q9' und Q10¹ und ist zwischen

130008/0638

das Erdpotential GND und die negative Versorgungsspannung VEE am Anschluß P7' geschaltet. Diese Vorspannungsschaltung 3' erzeugt Vorspannungen VB und VN7¹ an den Verzweigungspunkten N6¹ bzw. N7'.

Die Vorspannung VB am Verzweigungspunkt N6' wird auf einen mittleren Pegel des ECL-Signalpegels eingestellt. Wenn der hohe Pegel des ECL-Signals -0,89 V und der niedrige Pegel des ECL-Signals -1,69 V beträgt, so wird die Referenz-Vorspannung VB am Verzweigungspunkt N6' durch geeignete Werte für die Widerstände R15¹ und R16' auf -1,29 V eingestellt.

Die Vorspannung VN7¹ am Verzweigungspunkt N7' wird als Vorspannung für einen Stromquellentransistor Q15¹ des Pegelwandlers 1' verwendet.

Der Pegelwandler 1' besteht aus dem bereits genannten Stromquellentransistor Q15¹ mit einem Emitterwiderstand R24¹, einem Paar von Differentiältransistoren Q13¹ und Q14¹ mit ihren entsprechenden Kollektor-Lastwiderständen R19¹ und R20¹, Transistoren Q16¹ bis Q19¹, einer unsymmetrischen Gegentaktschaltung in Form einer Darlington-Stufe sowie Widerständen R21' bis R23¹ und ist zwischen die beiden Anschlüsse P1' und P7¹ geschaltet.

Obwohl keinesfalls darauf beschränkt, wird das Ausgangssignal A' von einer nicht dargestellten ECL-Schaltung an den Anschluß P4' angelegt, während die Referenz-Vorspannung VB dem Anschluß P5¹ von der Vorspannungsschaltung 3' über den Anschluß P6¹ zugeführt wird^und zwar über die Verbindung der Anschlüsse P5¹ und P6¹ außerhalb der integrierten Schaltung, wie es in Figur 8 dargestellt ist.

Infolgedessen arbeitet das oben erwähnte Paar von Differentiältransistoren Q13¹ und Q14¹ im Differentialbetrieb in Abhängigkeit von dem am Anschluß P4' anliegenden ECL-Signal A¹.

Wenn nämlich das ECL-Signal A¹ auf niedrigem Pegel ist, wird der Transistor Q13¹ leitend und der Transistor Q14¹

130008/0638

nicht-leitend. Zu diesem Zeitpunkt fließt ein Strom vom Widerstand R19¹ über den Transistor Q13¹ zum Stromquellentransistor Q15¹. Das Potential VN2' am Verzweigungspunkt N2¹ ist im wesentlichen auf Erdpotential GND, z.B. auf -0,3 V, und der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N2¹ ist auf niedrigem Pegel, wenn der Wert des Widerstandes R19¹ und der Stromwert des durch den Stromquellentransistors Q15¹ fließenden Stromes in geeigneter Weise gewählt sind. Andererseits ist, da der eine Transistor Q14¹ des Paares von Differentialtransistoren Q13¹ und Q14¹ nicht-leitend wird, das Potential VN1' am Verzweigungspunkt N1' im wesentlichen gleich der positiven Versorgungsspannung VCC, und der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N1' ist auf hohem Pegel.

Wenn der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N2' auf niedrigen Pegel geht, werden die Transistoren Q18¹ und Q19¹ in der Darlington-Stufe nicht-leitend. Wenn der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N1' auf hohen Pegel geht, werden die Transistoren Q16¹ und Q17' der Darlington-Stufe leitend. Inf olgedessen wird ein Signal mit hohem Pegel mit einem Spannungswert, der ungefähr gleich (VCC - 2-VEE) ist, am Ausgangsanschluß P2¹ erzeugt.

Wenn andererseits das ECL-Signal A¹ auf hohem Pegel ist, wird der Betriebszustand des Paares von Differentialtransistoren Q13¹ und Q14¹ gegenüber dem obigen Zustand umgekehrt.

Mit anderen Worten, das Potential VN1' am Verzweigungspunkt N1' wird im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND gemacht, indem man vorher den Wert des Widerstandes R20¹ und den Stromwert des durch den Stromquellentransistor Q15¹ fließenden Stromes geeignet wählt. Da zu diesem Zeitpunkt der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N2¹ auf hohem Pegel ist, werden die in Darlington-Stufe geschalteten Transistoren Q18' und Q19¹ leitend, während die Transistoren Q16¹ und QJ 7' in der anderen Darlington-Stufe nicht-leitend werden, da der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N1' auf niedrigem Pegel ist. Infolgedessen wird ein Signal mit niedrigem Pegel, im wesentlichen gleich dem Erdpotential GND am Ausgangsanschluß

130008/0636

P2* erzeugt.

Der oben beschriebene Pegelwandler 1' treibt die Transistoren Q16¹, Q17¹, Q18¹ und Q19¹ der Gegentaktschaltung durch die Differentialausgänge an den Verzweigungspunkten N1' und N2' und gewährleistet somit einen Betrieb bei sehr hoher Geschwindigkeit, auch wenn nicht dargestellte, beträchtliche Streukapazitäten an den jeweiligen Schaltungspunkten vorhanden sind. Anders als bei dem obigen Schaltungsaufbau gibt es ein Verfahren, bei dem ein Phasenteiler- transistor verwendet wird, wie er z.B. bei einer herkömmlichen TTL-Schaltung verwendet wird, wobei Signale mit entgegengesetzter Phase zueinander von dem Kollektor und dem Emitter des Phasenteiler-Transistors abgeleitet werden. Bei einem derartigen Verfahren müssen jedoch die Widerstandswerte der Kollektor- und Emitter-Lastwiderstände relativ klein gemacht werden, um den Betrieb bei sehr hoher Geschwindigkeit zu ermöglichen. Aus diesem Grunde steigt der Energieverbrauch insbesondere in den Zeiträumen mit niedrigem Signalpegel an. Demgegenüber ist es mit dem Pegelwandler 1' gemäß Figur 8 möglich, schaltungsmäßig eine derartige Zunahme des Energieverbrauchs zu beseitigen.

Bei der Ausführungsform nach Figur 8 ist die Vorspannungsschaltung 2' elektrisch zwischen die positive Versorgungsspannung VCC und die negative Versorgungsspannung -VEE ge- schaltet. Die Vorspannungsschaltung 2¹ weist eine Spannungsteilerschaltung, bestehend aus den Widerständen R7' und R8¹, den Dioden D11¹ bis D13¹ und dem Widerstand R9¹, und eine Emitterfolger-Schaltung auf, die aus dem Transistor Q4' und dem Widerstand R10¹ besteht. Die Vorspannungsschaltung 2' erzeugt eine Vorspannung VN4¹ für den Schutztransistor Q12¹ und eine Vorspannung VN5' für den Transistor Q10¹, der den Stromquellentransistor Q15¹ treibt. Auch wenn der Absolutwert IVEEI der negativen Versorgungsspannung -VEE unter einen Wert von etwa 4 V abnimmt, passiert es dementsprechend nie, daß der Schutztransistor Q12' und der Konstantstrom- oder

130008/0636

Stromquellentransistor Q15¹ abgeschaltet werden. Wie mit der Kennlinie £72 in Figur 7 beispielsweise dargestellt, werden auch dann, wenn die negative Versorgungsspannung -VEE sich dem Erdpotential GND nähert, niemals beide Transistoren Q12¹ und Q15¹ abgeschaltet. Infolgedessen kann der Bereich einer reduzierten Spannung der Schutzschaltung gegenüber der negativen Versorgungsspannung -VEE erweitert und der Schaltungsaufbau erheblich vereinfacht werden.

Auch wenn der Schutztransistor Q12¹ und der Differentialtransistor Q14¹ im eingeschalteten Zustand sind, steigt jedoch die Ausgangsspannung VN1' am Verzweigungspunkt N1' an, wie es mit der Kennlinie £72 in Figur 7 dargestellt ist, wenn der Absolutwert |VEE| der negativen Versorgungsspannung -VEE abfällt und sich dem Erdpotential GND nähert. Wenn die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5¹ zu dieser Zeit nicht angeschlossen ist, werden die Transistoren Q16' und Q17' manchmal eingeschaltet.

Wenn der Absolutwert |VEE| der negativen Versorgungsspannung -VEE auf einen kleinen Spannungswert geht, so wird bei der Schaltung nach Figur 8 keine ausreichende Basisspannung mit der dem Transistor Q10¹ der Vorspannungsschaltung 3' zugeführt, mit der Folge, daß der Emitterausgangsstrom des Transistors Q10¹ abnimmt und der Kollektorstrom des Stromquellentransistors Q15¹ des Pegelwandlers Γ in entsprechender Weise abnimmt.

Es wird davon ausgegangen, daß der eine Transistor Q13¹ des Paares von Differentialtransistoren Q13¹ und Q14¹ des Pegelwandlers 1' in Abhängigkeit von einem Signal mit niedrigem Pegel des ECL-Eingangssignals A¹ im eingeschalteten Zustand ist. In diesem Falle nimmt der Spannungsabfall am Widerstand R19¹ ab, damit er dem Abfall des Kollektorstromes des Stromquellentransistors Q15' entspricht. Infolgedessen steigt das Potential des Signals mit niedrigem Pegel VN2¹ am Verzweigungspunkt N2' an, und die Transistoren Q18¹ und Q19¹ werden dementsprechend leitend. Somit wird dafür gesorgt, daß der Potentialpegel am Ausgangsanschluß P2¹

130008/0636

auf einen unerwünscht niedrigen Pegel absinkt.

Wenn andererseits der andere Transistor Q14¹ des Paares von Differentialtransistoren Q13¹ und Q14¹ durch ein Signal mit hohem Pegel als Eingangssignal A¹ in den eingeschalteten Zustand gebracht wird oder wenn der Schutztransistor Q12¹ aufgrund eines Öffnens der Eingangsanschlüsse P4¹ und P5¹ im eingeschalteten Zustand ist, so nimmt der Spannungsabfall am Widerstand R2O¹ in Abhängigkeit von der Abnahme des Kollektorstromes des Stromquellentransistors Q15' ab, mit der Folge, daß das Potential VN1' des Signals mit niedrigem Pegel am Verzweigungspunkt N1 ' ansteigt und die Transistoren Q16¹ und 0.17' dementsprechend leitend werden. Infolgedessen wird dafür gesorgt, daß der Pegel des Potentials am Ausgangsanschluß P2¹ auf einen unerwünscht hohen Pegel ansteigt.

Wenn bei der Schaltung gemäß Figur 8 die positive Versorgungsspannung VCC über einen vorgegebenen Normalbereich hinaus ansteigt, während die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5¹ nicht angeschlossen ist, so arbeiten die Schaltungen, wie z.B. die TTL-Schaltung und die N-MOS-Schaltung gelegentlich nicht oder aber fehlerhaft. Mit anderen Worten, wenn die positive Versorgungsspannung VCC ansteigt und dabei vom vorgegebenen Normalbereich abweicht, so gehen die Potentialpegel an beiden Verzweigungspunkten N1' und N2¹ zusammen auf hohe Pegel. Dies deswegen, weil der Wert des Spannungsabfalls am Widerstand R19' oder R20¹ im wesentlichen auf einen vorgegebenen Wert eingestellt ist, der durch den konstanten Strom des Stromquellentransistors Q15¹ bestimmt ist. Wenn nämlich das Eingangssignal am Eingang A¹ auf niedrigem Pegel ist, so nimmt das Potential des Signals mit niedrigem Pegel VN2¹ am Verzweigungspunkt N2' bei einer Zunahme der positiven Versorgungsspannung VCC aus dem oben erläuterten Grunde zu. Infolgedessen beginnen die Transistoren Q18¹ und Q19¹, die im abgeschalteten Zustand sein sollten, mit der Zunahme des Potentials VN2'

1300 0 8/0638

302A273

am Verzweigungspunkt N2' leitend zu werden. Somit wird dafür gesorgt, daß der Potentialpegel am Ausgangsanschluß P2¹ auf einen unerwünscht niedrigen Pegel absinkt.

Andererseits ist das am Ausgangsanschluß P2¹ erzeugte Potential des Signals mit hohem Pegel in Abhängigkeit von der positiven Versorgungsspannung VCC bestimmt. Wenn die positive Versorgungsspannung VCC aus dem vorgegebenen Normalbereich abfällt, kann der hohe Pegel des am Anschluß P2' erzeugten Signals nicht als ein wirklich hoher Pegel gegenüber der TTL-Schaltung und der N-MOS-Schaltung angesehen werden.

Wenn das Signal am Anschluß P2¹ aufgrund eines Anstiegs oder Abfalls der positiven Versorgungsspannung VCC der oben beschriebenen Art auf einem unerwünschten Pegel ist, so arbeiten die TTL-Schaltung und die N-MOS-Schaltung, die das Signal am Anschluß P2' erhalten, nicht oder aber fehlerhaft.

Wenn außerdem bei der Ausführungsform nach Figur 8 die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5¹ nicht angeschlossen ist, so gehen die Pegel der Signale an den Verzweigungspunkten N1' und N2¹ gleichzeitig zu den Zeiten auf hohen Pegel, wenn die positive Versorgungsspannung VCC und die negative Versorgungsspannung -VEE angelegt werden. Mit anderen Worten, die erforderliche Zeit für eine Spannung, um einen Normalwert vom Einschalten der positiven Spannungsquelle zu erreichen, unterscheidet sich von der für eine negative Spannungsversorgung, und zwar in Abhängigkeit von dem Schaltungsaufbau der beiden Schaltungen, welche die positive bzw. negative Versorgungsspannung erhalten. Wenn das Einschalten der negativen Versorgungsspannung verglichen mit dem der positiven Versorgungsspannung wesentlich verzögert wird, so gehen die Signalpegel an den Verzweigungspunkten NV und N2¹ im wesentlichen gleichzeitig innerhalb dieser Verzögerungszeit auf hohen Pegel.

Wenn die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5' bei der Ausführungsform nach Figur 8 nicht angeschlossen ist,

1 30008/0636

gehen die Signalpegel an den Verzweigungspunkten N1' und N2' manchmal im wesentlichen gleichzeitig auf hohen Pegel, und zwar wegen des Mangels der negativen Versorgungsspannung -VEE oder des Überschusses der positiven Versorgungsspannung VCC oder in Abhängigkeit von der Versorgungsfolge der beiden Spannungsversorgungen. Infolgedessen wird der Signalpegel am Ausgangsanschluß P2¹ in unerwünschter Weise geändert und die hintereinander geschalteten Transistoren Q17' und Q19¹ der Gegentaktausgangsschaltung zwischen dem Anschluß P1' für die positive Versorgungsspannung VCC und dem Anschluß P3¹ mit dem Erdpotential gleichzeitig eingeschaltet. Wenn beide Ausgangstransitoren Q17¹ und Q19¹ gleichzeitig eingeschaltet werden, so fließt ein hindurchgehender Strom von der Spannungsquelle für die positive Versorgungsspannung VCC zu den Ausgangstransistoren Q17¹ und Q19', wobei dieser hindurchfließende Strom eine Beschädigung oder einen Ausfall dieser Transistoren Q17¹ und Q19¹ zur Folge hat.

Um diese Beschädigung oder den Ausfall der Ausgangstransistoren Q17' und Q19¹ zu verhindern, ist es theoretisch möglich, den hindurchfließenden Strom dadurch zu verringern, daß man einen Strombegrenzungswiderstand zwischen die Hintereinanderschaltung der Ausgangstransistoren Q17¹ und Q19¹ einbaut. Mit einem derartigen Vorgehen wird jedoch der Ausgangsstrom am Ausgangs anschluß P2¹ durch den Strombegrenzungswiderstand auch dann begrenzt, wenn die Schaltung normal arbeitet. Wenn daher beispielsweise eine kapazitive Last an den Ausgangsanschluß P2¹ angeschlossen ist, ist es schwierig, die kapazitive Last mit Signalen zu versorgen, die sich mit hoher Geschwindigkeit ändern.

Bei der Ausführungsform der Schaltung gemäß Figur 8 ist es jedoch möglich, die unerwünschte Änderung des Ausgangssignalpegels am Ausgangsanschluß P2¹ sowie das Auftreten eines hindurchfließenden Stromes zu verhindern, ohne einen Strombegrenzungswiderstand zu verwenden, der sonst die obigen Probleme hervorrufen würde, und zwar durch Ver-

130008/0638

wendung der Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5'.

Wie in Figur 8 dargestellt, besteht diese Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5¹ aus Widerständen R11' bis R13¹ und Transistoren Q5¹ bis Q8¹. Da die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung 5¹ in der in der Zeichnung dargestellten Weise angeschlossen ist, werden die Transistoren Q6¹ und Q8¹ eingeschaltet, wenn der Wert der Vorspannung VN3' am Verzweigungspunkt N3¹ der Vorspannungsschaltung 2¹ größer wird als die Summe 2VBE der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q6¹ und Q8¹ in Durchlaßrichtung, bzw. abgeschaltet, wenn die Vorspannung kleiner wird als die genannte Summe.

Wie oben erläutert, ist der Wert der Vorspannung VN3¹ am Verzweigungspunkt N3¹ kleiner als 2VBE, wenn sowohl die positive als auch die negative Versorgungsspannung innerhalb der jeweiligen geeigneten Bereiche liegen. In diesem Zustand ist der Transistor Q8' im abgeschalteten Zustand und übt keine Funktion aus, um die Signale zu begrenzen, die am Verzweigungspunkt N1' des Pegelwandlers 1' auftreten.

Wenn die positive Versorgungsspannung VCC extrem groß oder der Absolutwert |vee| der negativen Versorgungsspannung -VEE extrem klein werden, so wird die Vorspannung VN3¹ am Verzweigungspunkt N3" größer als 2VBE, und infolgcdessen wird der Transistor Q8¹ eingeschaltet.

Der Potentialpegel am Verzweigungspunkt N1' des Pegelwandlers 1¹ wird durch den Transistor Q8¹, der sich in der oben angegebenen Weise im eingeschalteten Zustand befindet, im wesentlichen gleich dem niedrigen Pegel des Erdpotentials GND gemacht. Infolgedessen wird verhindert, daß die Potentialpegel an den Verzweigungspunkten N1' und N2¹ gleichzeitig auf hohen Pegel gehen.

Die Pegelwandlerschaltung ist selbstverständlich nicht auf die Ausführungsform nach Figur 8 beschränkt, und der Aufbau der Vorspannungsschaltungen für den Schutztransistor Q12¹ und den Stromquellentransistor Q15¹ können in verschie-

130008/0636

dener Weise variiert werden, wobei auch andere Schutzschaltungen als die Versorgungsspannungs-Abtastschaltung eingesetzt werden können. Ganz allgemein eignet sich die erfindungsgemäße Schaltung für einen weiten Bereich, bei dem ein Signal mit einer Polarität in ein Signal mit einer anderen Polarität umgewandelt wird.

Bei den erfindungsgemäßen Schaltungen sind die Kollektoren eines Paares von Differentialtransistoren über entsprechende Lastwiderstände an die positive Versorgungsspannung angeschlossen, während ihre Emitter miteinander verbunden sind. Die Emitter sind über einen Stromquellentransistor an eine negative Versorgungsspannung angeschlossen.

Die Basisvorspannung des Stromquellentransistors wird von einer Vorspannungsschaltung geliefert, die mit der Differenzspannung zwischen der positiven Versorgungsspannung und der negativen Versorgungsspannung arbeitet.

Wenn die positive Versorgungsspannung abfällt, fällt die Basis-Vorspannung des Stromquellentransistors dementsprechend ab. Somit nimmt der Wert eines durch den Stromquellentransistors fließenden Stromes ab. Aufgrund dieser Abnahme des Stromes nimmt der Spannungsabfall am Lastwiderstand ab und sorgt somit für einen Ausgleich des niedrigen Potentialpegels der Kollektor-Ausgangssignale des Paares von Differentialtransistoren. Infolgedessen wird verhindert, daß das Paar von Differentialtransistoren in die Sättigung getrieben wird.

130008/06 3 6

Claims

PATENTANWÄLTE

SCHIFF ν. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HOPF EBBINGHAUS FINCK

MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÖNCHEN 9O POSTADRESSE: POSTFACH 95O16O. D-8OOO MÜNCHEN 95

HITACHI, LTD. und _qR

HITACHI OME ELECTRIC CO., LTD.

DEA-25 212

Pegelwandlerschaltung

' PATENTANSPRÜCHE

[1y Pegelwandlerschaltung, gekennzeichnet durch

erste und zweite Eingangstransistoren (Q17, Q18), deren Emitter in Differentialschaltung miteinander verbunden sind,

einen ersten Lastwiderstand, der zwischen den Kollektor des ersten Eingangstransistors (Q18) und eine positive Versorgungsspannung (VCC) geschaltet ist, einen zweiten Lastwiderstand (R18), der zwischen den Kollektor des zweiten Eingangstransistors (Q17) und die positive Versorgungsspannung (VCC) geschaltet ist, einen Stromquellentransistor (Q19), der zwischen die Emitter der ersten und zweiten Eingangstransistoren (Q17, Q18) und eine negative Versorgungsspannung (VEE) geschaltet ist,

130003/0836

eine Vorspannungsschaltung (2), die eine erste Vorspannung (VbD für die Basis des Stromquellentransistors (Q19) liefert, und zwischen die positive Versorgungsspannung (VCC) und die negative Versorgungsspannung (VEE) geschaltet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1 , gekennzeichnet durch einen dritten Transistor (Q16), der mit seiner Basis an eine von der Vorspannungsschaltung (2) erzeugte zweite Vorspannung (Vb2) angeschlossen ist und dessen Kollektor und Emitter mit dem Kollektor und dem Emitter des ersten (Q18) bzw. zweiten Eingangstransistors (Q17) verbunden sind.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch

einen ersten Emitterfolger-Transistor (Q22)_/ dessen Basis an öfen Kollektor (N1) des ersten Eingangstransistors (Q18) angeschlossen ist,

einen zweiten Emitterfolger-Transistors (Q20), dessen Basis an den Kollektor (N2) des zweiten Eingangstransistors (Q17) angeschlossen ist, und

erste (Q23) und zweite Ausgangstransistoren (Q21), die in Reihe zwischen die positive Versorgungsspannung (VCC) und die negative Versorgungsspannung (VEE) geschaltet sind, wobei die Basen der ersten (Q23) und zweiten Aüsgangstransistoren (Q21) an die Emitter des ersten (Q22) bzw. zweiten Emitterfolger-Transistors (Q20) angeschlossen sind.

130008/063«

4. Schaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch

einen ersten Schalttransistor (Q15) dessen Kollektor an die Basis des ersten oder zweiten Emitterfolger-Transistors (Q2O, Q22) und dessen Emitter an das Erdpotential (GND) angeschlossen sind, und

einen vierten Transistor (Q11), der mit seiner Basis an eine von der Vorspannungsschaltung (2) erzeugte dritte Vorspannung (Vb3) angeschlossen ist,

wobei das Kollektorausgangssignal des vierten Transistors (Q11) die Basis des ersten Schalttransistors (Q15) beaufschlagt, so daß bei einem Abfall der negativen Versorgungsspannung (VEE) der vierte Transistor (Q11) in den abgeschalteten Zustand gebracht wird, bevor der Stromquellentransistor (Q19) abgeschaltet wird, so daß der erste Schalttransistor (Q15) in den eingeschalteten Zustand gebracht wird.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch

einen zweiten Schalttransistor (Q14), dessen Kollektor an die Basis des ersten oder zweiten Emitterfolger-Transistors (Q2O, Q22) und dessen Emitter an das Erdpotential (GND) angeschlossen sind,

einen fünften Transistor (QS)₇ dessen Emitter an die Vorspannungsschaltung (2) angeschlossen ist, einen dritten Widerstand (R14), der zwischen die Basis des

1300 0 8/0636

fünften Transistors (Q8) und die positive Versorgungsspannung (VCC) geschaltet ist, und

eine Einrichtung (Q12) zur Übertragung des Kollektorausgangssignals des fünften Transistors (Q8) an die Basis des zweiten Schalttransistors (Q14).

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen Ausgangsanschluß (P14), der an den Kollektor des ersten Ausgangstransistors (Q21) und den Emitter des zweiten Ausgangstransistors (Q23) angeschlossen ist, so daß das Ausgangssignal (Y) der Pegelwandlerschaltung (12) vom Ausgangsanschluß fl?14) an den Eingangsanschluß (P15) eines N-MOS-Speichers (5) anlegbar ist.

1 3 Q 0 0 8/0631