DE3016354C2

DE3016354C2 -

Info

Publication number: DE3016354C2
Application number: DE19803016354
Authority: DE
Inventors: Klaus Dr.-Ing. 6453 Seligenstadt De Haxel
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1980-04-28
Filing date: 1980-04-28
Publication date: 1988-06-30
Also published as: DE3016354A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Meßstrom - Trennwandler zur galvanischen Trennung eines primären und eines sekundären Stromkreises, die einen Meßstromkreis bilden, mit zwei gleichartigen, weichmagnetische Kerne aufweisenden Übertragern, die je eine Primärwicklung für den primären Meßstrom, eine Sekundärwicklung für den sekundären Meßstrom, der die magnetische Durchflutung der Primärwicklung kompensiert, und eine Magnetisierungswicklung tragen, in der ein den jeweiligen Kern periodisch in die entgegengesetzten magnetischen Sättigungszustände treibender Mag netisierungsstrom fließt, wobei ein der Kompensationsabweichung der Durch flutungen der Primär- und Sekundärwicklungen proportionaler Steuerstrom einen Integrator beaufschlagt, durch den die Kompensationsabweichung auf Null geregelt wird.

Es ist bereits ein Meßstrom-Trennwandler mit einem Übertrager bekannt, dessen Kern periodisch in die zueinander entgegengesetzten Sättigungszu stände magnetisiert wird. Der Übertrager ist mit Wicklungen für den primären und den sekundären Meßstrom versehen. Die magnetischen Durchflutungen der primären und sekundären Wicklung kompensieren sich ( DE-PS 11 53 452).

In der Zeitschrift: "ELEKTRONIK", 1967, H. 4, Seite 109 bis 112 ist ein Meßstrom-Trennwandler beschrieben, der einen zusätzlichen Hilfsübertrager enthält, dessen Wicklung die EMK des primären und sekundären Meßkreises kompensieren. Darin ist auch ein Trennwandler erläutert, dessen Sekundär wicklung einen an einen Verstärker angeschlossenen Tiefpaß speist. Der Ausgang des Verstärkers ist auf gesonderte Wicklungen des Übertragers und Hilfsübertragers rückgekoppelt.

Bei diesen bekannten Trennwandlern überlagert sich der Magnetisierungsstrom während eines Ummagnetisierungszyklus dem sekundären Meßstrom. Der Ummag netisierungsstrom beeinflußt daher die Meßgenauigkeit dieser Trennstrom wandler.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Meßstrom - Trennwandler der eingangs erwähnten Gattung derart weiterzuentwickeln, daß die Meßge nauigkeit durch eine weitgehende Ausschaltung des Einflusses des Magneti sierungsstroms auf den sekundären Meßstrom erhöht wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms beeinflußt stark die positive und negative Stromzeitfläche. Daher verändern bereits kleine Toleranzen in der zeitlichen Dauer der Sättigungsspitze die beiden Stromzeit flächen, deren Gleichheit für eine genaue Übertragung anzustreben ist, und verursachen hierdurch Meßfehler. Die vorstehend erläuterte Anordnung hat den Vorteil, daß ein auf dieser Ursache beruhender Meßfehler beseitigt wird. Ein externes magnetisches Kraftfeld ändert den Einsatzpunkt der magnetischen Sättigung und bewirkt eine gegensinnige Änderung der positiven und negativen Spannungszeitfläche. Bereits die Auswirkung des Erdmagnetfeldes hat sich in der Praxis bei den bekannten Trennwandlern störend bemerkbar gemacht. Mit der oben beschriebenen Anordnung wird diese die Meßgenauigkeit beeinflussende Fehlerquelle unschädlich gemacht.

Wenn der Kern an die magnetische Sättigung herangeführt wird, nimmt der magnetische Streufluß zwischen Primär- und Sekundärwicklung zu. Der An teil der Durchflutung in der Sekundärwicklung, der den die Primärwicklung nicht durchsetzenden Streufluß erzeugt, bewirkt bei den bekannten Trennwandlern einen Meßfehler. Um diesen zu vermindern, kann der Streu fluß durch eine möglichst gute magnetische Kopplung zwischen beiden Wicklungen - z. B. durch deren Anordnung übereinander und in gleichmäßiger Verteilung über den gesamten Umfang eines Ringbandkernes - reduziert werden, was wiederum im Hinblick auf die Koppelkapazität und die Isola tionsspannung sehr nachteilig ist. Optimiert man dagegen diese beiden Werte - z. B. durch Verlegung von Primär- und Sekundärwicklung auf je einen Schenkel eines Zweischenkelübertragers - erhält man bei den bekannten Meß strom-Trennwandlern den größtmöglichen Streuflußfehler. Dieser Fehler übt bei der erfindungsgemäßen Anordnung keinen Einfluß auf die Meßgenauig keit aus.

Durch den Wechsel der Magnetisierungsrichtung beim Eintritt der Sättigung ist die Ummagnetisierungs-Periodendauer, wie bei allen sättigungsge steuerten magnetischen Schwingern, kernspezifisch und nicht mit einem externen Takt synchronisierbar. Dann ergeben sich störende gegenseitige Beeinflussungen, wenn mehrere Trennwandler an der gleichen Speisespannung betrieben werden sollen, oder die Speisespannung von einem DC-DC- Wandler erzeugt wird. Die erfindungsgemäße Anordnung ermöglicht einen extern synchronisierten Betrieb, so daß derartige Störungen vermieden werden.

Der Magnetisierungsstrom ist bei den bekannten Trennwandlern dem Aus gangsstrom überlagert und muß gegebenenfalls herausgefiltert werden. Bei der bekannten Ausführung mit Tiefpaßfilter fließt er in den Eingang, weshalb ein hoher Ausgangs-Brummstrom durch eine entsprechend große Zeit konstante unterdrückt werden muß. Daraus ergibt sich eine Herabsetzung der Grenzfrequenz. Die oben beschriebene Anordnung weist diesen Nachteil nicht auf.

Durch eine Modifizierung des Kompensationsprinzips wird bei der Erfindung der ein Maß für die Kompensationsabweichung der Durchflutungen dar stellende Steuerstrom nur bei kleinen Magnetisierungsströmen dem Inte grator aufgeschaltet. Da außerhalb dieser Integrations-Teilzeit der Magnetisierungsstrom nichts zum Integral und damit auch nichts zur Kom pensation beiträgt, entfallen die mit seiner Sättigungsspitze zusammen hängenden Fehlerquellen.

Der kleine Magnetisierungsstrom und die folglich hohe magnetische Per meabilität bedingen während der Integrations-Teilzeit einen niedrigen magnetischen Streufluß. Der hohe Streufluß, der sich beim Eintritt der magnetischen Sättigung einstellt, fällt nicht in diese Teilzeit und hat folglich keine Auswirkung. Daher hat die oben erläuterte Anordnung den Vorteil, daß ohne Inkaufnahme eines zusätzlichen Fehlers, Primär- und Sekundärwicklung zwecks Erzielung einer niedrigen Streukapazität und einer hohen Isolationsspannung räumlich getrennt werden können. Schließ lich ist es bei der oben angegebenen Anordnung nicht mehr erforderlich, den Sättigungszustand durch eine möglichst unverzüglich einsetzende Rückmagnetisierung schnell zu beenden, da dieser nicht in die Teilzeit fällt. Man kann sich damit vielmehr bis zum Eintreffen eines externen Taktsignals Zeit lassen.

Die auf den Integrator geschaltete Stromzeitfläche ist mangels der Magnetisierungsspitze sehr klein. Deshalb kann durch eine kleine Inte gratorzeitkonstante die Grenzfrequenz erhöht werden.

Bei einer Ausführungsform sind die Steuerströme beider Überträger auf den Eingang des Integrators geschaltet, wobei die Polarität der beiden Magnetisierungsströme entgegengesetzt ist. Hierbei heben sich ihre Spannungs-Zeitflächen fast vollständig auf. Daher kann in dieser Ausführungsform die Integrator-Zeitkonstante besonders klein gehalten werden.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von in einer Zeichnung darge stellten Ausführungsbeispielen näher erläutert, aus denen sich die Merkmale sowie Vorteile der Erfindung ergeben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Meßstrom Trennwandlers,

Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Meßstrom Trennwandlers,

Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magnetisie rungsstroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus bei den in Fig. 1 dargestellten Übertragern,

Fig. 4 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magnetisierungs stroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus bei den in Fig. 2 dargestellten Übertragern in einer anderen Betriebsweise,

Fig. 5 ein Schaltbild eines Integrators,

Fig. 6 ein Schaltbild einer Stromquelle mit sehr kleinem Innenwider stand,

Fig. 7 ein Schaltbild eines Teils einer dritten Ausführungsform eines Meßstrom-Trennwandlers,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Schwellwertüberwachungsanordnung,

Fig. 9 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magneti sierunsstroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus bei der in Fig. 7 dargestellten Schaltung,

Fig. 10 einen Meßstrom-Trennwandler mit einer Speisewicklung für die Versorgung nachgeschalteter Verstärker.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung tragen zwei gleiche Übertrager 1, 2 mit weichmagnetischen Kernen je eine Primärwicklung 1.1, 2.1, eine Sekundärwicklung 1.2, 2.2 und eine Magnetisierungswicklung 1.3, 2.3. Das eine Ende der Magnetisierungswicklung 1.3 ist über einen Wider stand 4.1 und einen elektronischen Schalter 3.1 an positive bzw. über einen elektronischen Schalter 3.2 an negative Spannung schaltbar. In entsprechender Weise ist das eine Ende der Magnetisierungswicklung 2.3 über einen Widerstand 4.2 und einen elektronischen Schalter 3.3 an posi tive bzw. über einen elektronischen Schalter 3.4 an negative Spannung schaltbar. Das andere Ende der Magnetisierungswicklung 1.3 ist mit dem der Magnetisierungswicklung 2.3 verbunden und über einen elektronischen Schalter 3.5 auf den invertierenden Eingang 60 eines Integrators 6, bzw. über einen elektronischen Schalter 3.6 auf den Mittelpunkt 50 eines Spannungsteilers 5 schaltbar.

Die Punkte an den Übertragerwicklungen markieren die Wicklungsenden mit gleicher Polarität.

Der Spannungsteiler 5, welcher die Speisespannung U _S im Verhältnis 1 : 1 teilt, hat einen belastbaren Mittelpunkt mit dem Eingangswiderstand Null. Er kann z. B. durch die bekannte Schaltung eines Widerstandsteilers und eines Operationsverstärkers gem. Fig. 6 realisiert werden. Das Potential des Teilermittelpunktes wird als Bezugspotential des Integrators 6 und des sekundären mit I₂ bezeichneten Meßstromes definiert, der in den Wicklungen 1.2 und 2.2 fließt.

Der Integrator 6 kann z. B. durch eine ebenfalls bekannte Schaltung zweier Operationsverstärker mit Beschaltung gem. Fig. 5 realisiert werden, deren Ausgangsstrom I₂ ein Integral des Eingangsstroms und unabhängig vom Aus gangswiderstand ist, solange die Ausgangsspannung am Ausgang 62 nicht anschlägt. Unter dieser Bedingung liegt der Eingang 60 auf dem Bezugs potential des Eingangs 61 und hat den Eingangswiderstand Null. Dem Ausgang 62 sind die beiden in Reihe liegenden sekundären Wicklungen 1.2 und 2.2 nachgeschaltet, deren Wicklungsenden mit gleicher Polarität miteinander verbunden sind. In gleicher Weise sind die primären Wicklung en 1.1 und 2.1 in Reihe geschaltet. Die elektronischen Schalter 3.1 bis 3.6 werden nach dem in Fig. 3 darge stellten Diagramm durch einen externen Takt gesteuert, dessen Erzeugung nicht näher erläutert ist. Ein voller Ummagnetisierungszyklus ist in 10 Taktabschnitte 0 bis 9 unterteilt. Diesen Taktabschnitten sind für jeden elektronischen Schalter Segmente für die Leitphase und die Sperrphase zugeordnet. In die Segmente für die Leitphase ist die Schalter-Bezugs ziffer eingetragen. Weiter ist der Verlauf der Windungs-EMK und des Magnetisierungsstromes I _µx.3 im Übertrager 1 bzw. 2 dargestellt, wobei mit x der in beiden Wicklungen 1.3, 2.3 gleichartige Strom bezeichnet ist.

Nach dem Durchflutungsgesetz gilt für die Ströme in der Magnetisierungs wicklung 1.3 bzw. 2.3:

Wegen

gilt für den Diffenzstrom I₃:

Mit w _1.2, w _1.1, w _1.3, w _2.1, w _2,2 und w _2.3 sind hierbei die Windungs zahlen der Wicklungen 1.2, 1.1, 1.3, 2.1, 2.2 und 2.3 bezeichnet.

I _µ1.3 und I _µ2.3 heben sich fast vollständig auf, solange die Übertrager nicht gesättigt sind. Die Integrations-Teilzeit, in welcher der Summen strom I₃ über den elektronischen Schalter 3.5 auf den Integrator 6 ge schaltet wird, ist in die Taktabschnitte 1, 2, 6, 7 gelegt und hat daher einen Sicherheitsabstand gegenüber dem Zeitabschnitt mit magnetischer Sättigung in der Größenordnung eines Taktabschnittes. Für die Integra tions-Teilzeit gilt folglich mit sehr großer Näherung:

Bei der gegebenen Polarität bringt der Integrator 6 die Komponente I ₃ zum Verschwinden, und es ist die bekannte Gleichung für die vollständige Kom pensation zweier Ströme erfüllt:

Damit sich die EMK in den in Reihe geschalteten Primär- und Sekundär wicklungen vollständig aufhebt, wird die Speisespannung U _S möglichst genau im Verhältnis 1 : 1 geteilt. Das gilt jedoch nicht für das Bezugspotential des sekundären Meßstromes I ₂, welches daher von dem des elektronischen Schalters 3.6 und des Integrators 6 getrennt und auf andere Weise realisiert werden kann, z. B. als belastbarer Mittelabgriff der Speisespannungsquelle.

Die Anordnung gem. Fig. 1 wird zweckmäßigerweise durch eine Einrichtung - wie bei dem eingangs erwähnten bekannten Trennwandler - ergänzt, welche auf eine vorgegebenen Spitze des Magnetisierungsstromes in der Wicklung 1.3 bzw. 2.3 anspricht, und dann die elektronischen Schalter 3.1 und 3.2 bzw. 3.3 und 3.4 in die Sperrphase steuert. Eine derartige Anordnung ist in Fig. 7 dargestellt.

Gemäß Fig. 7 sind die Magnetisierungswicklungen 1.3 bzw. 2.3 getrennt über elektronische Schalter 3.7 bzw. 3.8 auf den Integrator 6 und über elektronische Schalter 3.9 bzw. 3.10 auf Komparatoren bzw. Schwellwertüberwachungs anordnungen 7 bzw. 8 geschaltet. Beide Komparatoren 7, 8, die z. B. durch die bekannte Schaltung gem. Fig. 8 realisiert werden können, erhalten über ihren Eingang 71 bzw. 81 das gleiche Bezugspotential wie der Integrator 6. Die Komparatoren 7, 8 bestehen aus zwei in Serie geschalteten Differenz verstärkern 7.0, 7.1. Ein Rückkopplungswiderstand 7.3 verbindet den Ausgang 72 des Differenzverstärkers 7.1 mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 7.0. Zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers 7.0 und dem Eingang 70 ist ein weiterer Widerstand 7.2 angeordnet. Die Werte der Widerstände 7.2 und 7.3 sind in folgenden mit R _7.3 und R _7.2 bezeichnet. Das Bezugspotential an den Eingängen 71 und 81 herrscht auch an den Eingängen 70 und 80 wenn die Bedingung R _7.3<R _7.2 erfüllt ist.

Der Komparatorausgang bzw. 82 kann nur die positive und negative Endlage (Anschlag) abnehmen, in welcher er annähernd das positive bzw. negative Potential der Speisespannung erreicht. Aus seiner negativen (positiven) Endlage wird z. B. der Komparator 7 in die positive (negative) Endlage gekippt, wenn der in den (aus dem) Eingang 70 hineinfließende (heraus fließende) Magnetisierungsstrom I _1.3 auf einen höheren Wert als der des über den Rückkopplungswiderstand 7.3 abfließenden (zufließenden) Stromes ansteigt.

Die Ausgangspolarität des Komparators 7 (8) ist somit ein Kriterium, ob der in den Taktabschnitten 3,4 erwartete positive (negative) Sättigungs wert des Magnetisierungsstromes I _1.3 (I _2.3) überschritten ist. Er wird dazu herangezogen, die elektronischen Schalter 3.1, 3.2, (3.3, 3.4) in die Sperrphase zu steuern. Auf diese Weise entsteht ein Taktdiagramm und ein Ablauf der EMK und des Magnetisierungsstromes gem. Fig. 9. Widerstände zur Strombegrenzung in den Magnetisierungswicklungen sind nicht erforder lich

Da eine Anordnung gem. Fig. 7 sich somit selbst Zeitmarken beim Eintritt der Sättigung setzt, kann sie - wie der erwähnte bekannte Trennwandler - auch ohne externen Takt betrieben werden. Dann würden sich die positiven und negativen Magnetisierungszyklen natürlich unmittelbar aneinander an schließen. Es werden dann die Integrations-Teilzeiten durch nicht dar gestellte, zusätzliche Mittel, z. B. von den Komparatoren gesteuerte Mono trigger, markiert werden.

Dem zusätzlichen Aufwand an Elektronik für eine Anordnung gem. Fig. 7 steht der Vorteil eines niedrigeren Leistungsbedarfes gegenüber, da einer der Magnetisierungsströme nur eine schmale Spitze aufweist.

Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt. Sie unterscheidet sich von Fig. 1 dadurch, daß die Magneti sierung der Kerne und die Steuerung des Integrators 6 mit getrennten Wicklungen erfolgt. Der Magnetisierung dienen die gleichsinnig in Reihe liegenden Wicklungen 1.3, 2.3, der Integratorsteuerung die gegensinnig in Reihe liegenden Wicklungen 1.4, 2.4. Einmal gleiche Windungszahlen der Wicklungen 1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 unterstellt gilt:

I₄ + Iµ = I₀ + I _1.3, (Gl. 6)
I₄ - Iµ = I₀ - I _2.3, (Gl. 7)

Mit I₄ ist hierbei der über die Wicklungen 1.4und 2.4 fließende Strom bezeichnet, während Iµ der über die Wicklungen 1.3, 2.3 fließende Strom ist.

Löst man diese Gleichungen nach Iµ bzw. I₄ auf erhält man:

Iµ=1/2 (I _µ1.3+I _µ2.3 ), (Gl. 9)
I₄=I₀+1/2(I _µ1.3-I _µ2.3 ). (Gl. 10)

Da aber, wie schon bemerkt, I _µ1.3 und I _µ2.3 fast gleich sind, kann man die Verhältnisse mit guter Näherung auch so darstellen:

I _µ=I _µ1.3=I _µ2.3, I₄=I₀.

Ordnet man den Wicklungen 1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 ein von eins ab weichendes Übersetzungsverhältnis zu, erhält man für I₄:

Folglich ist auch in Fig. 2 der auf den Integratoreingang 60 geschaltete Strom I₄ proportional dem nicht kompensierten Durchflutungsanteil, welcher bei der vorliegenden Polung auf Null geregelt wird. Von den vorstehenden Unterschieden abgesehen, entsprechen sich die Funktionen von Fig.1 und Fig. 2, weshalb eine Betriebsweise nach dem in Fig.3 dargestellten Takt diagramm möglich ist.

Die Anordnung gem. Fig. 2 kann vorteilhafterweise auch nach dem in Fig.4 dargestellten Taktdiagramm gesteuert werden. Nach diesem Diagramm sind die elektronischen Schalter 3.1 . . . 3.4 während der Integrations-Teil zeit in der Sperrphase, d. h.: in dieser Zeit ist die Ummagnetisierung unterbrochen, so daß kein Magnetisierungsstrom fließt.

Da die nicht verbundenen Enden der Wicklungen 1.4, 2.4 stets auf gleichem Potential liegen, ist auch die EMK in diesen und allen anderen einander entsprechenden Wicklungen gleich.

Das Bezugspotential für den Integrator 6 und den elektronischen Schalter 3.6 muß nicht, wie bei Fig. 1, durch genaue Teilung der für die Magneti sierung verwendeten Speisespannung hergestellt werden. Vielmehr kann zur Speisung der Magnetisierungswicklungen 1.3, 2.3 auch eine gegenüber diesem Bezugspotential beliebig versetzte bzw. potentialgetrennte Spannung herangezogen werden. Grundsätzlich ist jeder Wechselspannungsgenerator mit näherungsweise symmetrischen positiven und negativen Halbwellen ge eignet.

Es sind Anwendungsfälle möglich, bei denen der sekundäre Meßstromkreis nicht mit der zur Verfügung stehenden Speisespannungsquelle verbunden sein darf. Diese ist zweckmäßigerweise über einen DC-DC-Wandler abzu trennen. In diesem Falle ist es äußerst vorteilhaft, den Takt des DC-DC- Wandlers als Führungstakt des Trennwandlers zu verwenden. Das läßt sich bei entsprechender Dimensionierung durchführen. Bei den vorstehenden Ausfüh rungsbeispielen, in welchen ein voller Ummagnetisierungszyklus in 10 Takt abschnitte eingeteilt ist, müßte das Frequenzverhältnis zwischen DC-DC- Wandler und Trennwandler 10 : 1 betragen.

Verwendet man sättigungsgesteuerte magnetische Eintakt- oder Gegentakt wandler, deren Frequenz sich proportional zur Speisespannung ändert, er hält man einen spannungsunabhängigen Verlauf der EMK und des Magnetisierungs stromes im Taktraster gem. Fig. 3 bzw. 4 bzw. 9. Nur der Zeitmaßstab dieses Taktrasters kann sich ändern. Verwendet man schließlich auch noch das gleiche Kernmaterial für den DC-DC- und den Trennwandler, wirken sich auch die temperaturbedingten Änderungen des magnetischen Sättigungskraft flusses nicht auf diese Diagramme aus.

Eignet sich das primäre Meßsignal nicht zur direkten Einspeisung der Pri märwicklungen, z. B., weil es von einer hochohmigen Spannungsquelle ge liefert wird, muß es durch einen Verstärker in ein geeignetes Meßstromsig nal umgeformt werden.

Die Versorgungsspannung eines derartigen Verstärkers kann durch gleich sinnig in Reihe geschaltete zusätzliche Wicklungen 1.5, 2.5 gem. Fig.10 gewonnen werden. Die Gleichungen 6, 7, 8, 10 gestalten sich dann wie folgt:

I₄+Iµ=I₀+I _µ1.3+I₅ (Gl. 12)
I₄-Iµ=I₀-I _µ2.3-I₅ (Gl. 13)
I=1/2(I _µ1.3+I _µ2.3 )+I₅ (Gl. 14)
I₄=I₀+1/2(I _µ1.3-I _µ2.3 ) (Gl. 15)

Der Strom durch die zusätzlichen Wicklungen 1.5 und 2.5 ist hierbei mit I₅ bezeichnet.

Der Strom Iµ hat gem. Gl. 14 neben den Magnetisierungskomponenten 1/2·I _µ1.3, 1/2·I _µ2.3 die Speisestromkomponente I₅. Letztere beeinflußt gem. Gl. 13 je doch nicht den auf den Integratoreingang geschalteten Strom I₄ und beein trächtigt somit nicht die Genauigkeit.

Der Strom I₅ wird in einer Brücke 10 gleichgerichtet und speist einen Ver stärker 9, an dessen Eingängen 90, 91 die Eingangsspannung U₁ liegt. Diese Spannung formt der Verstärker 9 in einen proportionalen Strom I₁ um, welcher die Primärwicklungen 1.1, 1,2 speist.

Die Speisewicklungen gehören mit den Primärwicklungen zum Primärkreis und werden daher, zwecks Erzielung einer hohen Isolationsspannung und einer niedrigen Koppelkapazität, gegenüber dem Sekundärkreis möglichst dicht beieinander (z. B. auf dem gleichen Transformatorschenkel ineinander ver schachtelt) und möglichst weit von den übrigen Wicklungen getrennt ange ordnet.

Der Vorteil einer Anordnung gem. Fig. 10 besteht in der Einsparung eines Übertragers für die Speisespannung und der Vermeidung der mit einem Über trager einhergehenden Vergrößerung der Koppelkapazität.

Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung bezieht sich auf die Wicklungen der Übertrager 1, 2. Die Weiterbildung kann derart sein, daß gleichsinnig oder gegensinnig in Reihe geschaltete Wicklungspaare durch je eine beiden Kernen gemeinsame Wicklung ersetzt werden. In der Anordnung gem. Fig.10 können z. B. die gleichsinnigen Wicklungspaare 1.3, 2.3 und 1.5, 2.5 oder die gegensinnigen Wicklungspaare 1.1, 2.1 und 1.2, 2.2 und 1.4, 2.4 durch eine gemeinsame Wicklung ersetzt werden.

Bei einer Gestaltung des Meßstrom-Trennwandlers als Durchsteckwandler ist die Primärwicklung als gemeinsame Wicklung notwendigerweise vorgegeben.

Die Kernachsen von Übertragern mit gemeinsamen Wicklungen verlaufen aus konstruktiven Gründen in parallelen Ebenen. Folglich laufen auch die Kraft flüsse in den beiden Kernen parallel. Durch ein externes magnetisches Kraftfeld werden sie folglich im gleichen Richtungssinn beeinflußt. Werden gleichsinnige (gegensinnige) Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung ersetzt, verursacht ein externes Kraftfeld gleichsinnige (gegensinnige) Zusatzkomponenten von I _µ1.3. (Gl. 6, 9, 10, 12, 14, 15) und I _µ2.3 (Gl. 7, 9, 10, 13, 14, 15). Während der Integrationsteilzeit haben diese Kompo nenten sehr kleine Werte und fallen daher kaum ins Gewicht. Sind sie überdies gleichsinnig, heben sie sich in den Gl. 10, 14 auf, so daß bei einem Ersatz gleichsinniger Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung die Auswirkung eines externen Magnetfeldes besonders gering ist.

Claims

1. Meßstrom-Trennwandler zur galvanischen Trennung eines pri mären und eines sekundären Stromkreises, die einen Meßstrom kreis bilden, mit zwei gleichartigen, weichmagnetische Kerne aufweisenden Übertragern, die je eine Primärwicklung für den primären Meßstrom, eine Sekundärwicklung für den sekundären Meßstrom, der die magnetische Durchflutung der Primärwicklung kompensiert, und eine Magnetisierungswicklung tragen, in der ein den jeweiligen Kern periodisch in die entgegengesetzten magnetischen Sättigungszustände treibender Magnetisierungs strom fließt, wobei ein der Kompensationsabweichung der Durch flutungen der Primär- und Sekundärwicklungen proportionaler Steuerstrom einen Integrator beaufschlagt, durch den die Kom pensationsabweichung auf Null geregelt wird, dadurch gekenn zeichnet, daß der Integrator (6) mit seinem Eingang (60) über mindestens einen Schalter (3.5; 3.7, 3.8) an eine den Steuer strom führende Wicklung (1.3, 2.3; 1.4, 2,4) angeschlossen ist, und daß der Steuerstrom durch Schließung des Schalters nur in denjenigen Teilzeiten der Ummagnetisierungszyklen den Ein gang (60) des Integrators (6) beaufschlagt, in denen der Mag netisierungsstrom klein oder zwangsweise unterbrochen ist.

2. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerströme beider Übertrager (1, 2) auf den Eingang des Integrators (6) geschaltet sind, wobei die Polarität der beiden Magnetisierungsströme entgegengesetzt ist.

3. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn zeichnet, daß für die Magnetisierungsströme und die Steuerströme auf den Übertragern (1, 2) jeweils gesonderte Wicklungen (1.3, 2.3, 1.4, 2.4) angeordnet sind.

4. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, da durch gekennzeichnet, daß jeder Übertrager (1, 2) zwei oder mehr die Primärwicklung (1.1, 2.1) ersetzende Wicklungen aufweist, die jeweils einem primären Stromkreis zugeordnet sind.

5. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Übertrager (1, 2) eine oder mehrere Wicklungen (1.5, 2.5) für die Speisung eines mit dem jeweiligen pri mären Stromkreis verbundenen Verstärkers (9) aufweist.

6. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Taktschaltung eine externe Takt signalfolge erzeugt, durch die ein Taktraster festgelegt ist, das der Dauer eines Ummagnetisierungszyklus zugeordnet ist.

7. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Taktschaltung eine sättigungsgesteuerte, magnetische Schwingschaltung vorgesehen ist.

8. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 5 oder 7, dadurch gekennzeich net, daß die Schwingschaltung zusätzlich zur Trennung zwischen dem sekundären Stromkreis und der Speisespannungsquelle verwendet ist.

9. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms eine Schwell wertüberwachungsschaltung (7, 8) eingestellt ist, über die der Magnetisierungsstrom abschaltbar ist.

10. Meßstrom-Trennwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß auf die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms eine Schwellwertüberwachungsschaltung (7, 8) eingestellt ist, bei deren Ansprechen die Ummagnetisierung in ent gegengesetztem Sinn einleitbar ist.

11. Meßsstrom-Trennwandler nach Anspruch 3 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß während der Beaufschlagung des Inte grators (6) mit Steuerstrom die Ummagnetisierung durch Betätigung von an die Magnetisierungswicklung (1.3, 2.3) angeschlossenen Schal tern (3.1, 3.2; 3.3, 3.4) unterbrochen ist.

12. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß einander entsprechende Wicklungen (1.1, 2.1; 1.2, 2.2; 1.3, 2.3) auf den beiden Übertragern (1, 2), durch die entweder gleichsinnige oder gegensinnige Durchflutungen der Kerne der Übertrager erzeugt werden, jeweils durch eine gemeinsame, die beiden Kerne umschließende Wicklung ersetzt sind.

13. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeich net, daß für die Übertrager (1, 2) und die sättigungsgesteuerte mag netische Schwingschaltung die Kerne aus dem gleichen Material her gestellt sind.