DE3006792C2 - Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation - Google Patents

Description

der 3-dB-K.oppIer und den zugehörigen Anschlüssen der frequenzweiche einstellbare Phasendrehglieder angeordnet sind.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung ist in den Unteransprüchen angegeben.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert Es zeigt in rler Zeichnung

F i g. 1 einen Phasenschieber mit einstellbarer Phasendrehung als mögliche Ausgestaltung für den Einsatz in den einleitend genannten Antennenspeisesysternen,

F i g. 2 das an sich bekannte elektrische Ersatzschaltbild für einen Hohlleiter zur Erläuterung,

Fig.3 die mit einem Phasenschieber nach Fig. 1 erzielbare Phasendrehung als Beispiel für einen Rechteckhohlleiter von 45,2 χ 13 mm, der einen Metallstab mit dem Durchmesser 4,1 mm und der Länge 105 mm enthält, wobei * die Querposition ist und ψ den Phasenwinkel in Grad angibt,

F i g. 4 eine Phasenschieberkonfiguration zur Symmetrierung der Phasenkurve,

Fig.5 eine mögliche Ausgestaltung eines Phasenschiebers mit übereinander liegenden Hohlleitern zur Realisierung eines Gegentaktphasenschiebers,

F i g. 6 einen Gegentaktphasenschieber mit nebeneinander liegenden Hohlleitern,

Fi g. 7 ein Anwendungsbeispiel in einer Mikrowellenschaltung mit 3-dB-K.opplern.

Im Prinzip ist die gestellte Aufgabe der regelbaren Phasenlage mit einstellbaren Phasendrehgliedern bekannler Art zu lösen. Das im folgenden eingehend beschriebene Phasendrehglied ist wegen seiner Verlustarmiii: und der günstigen Lage seiner Anschlüsse besonders vorteilhaft.

Allgemein läßt sich sagen, daß im beschriebenen Ausführungsbeispiel von der Überlegung ausgegangen wird, im Zuge eines Rechteckhohlleiters eine Phasendrehung in der Weise zu erzeugen, daß wenigstens ein metallischer Stab an solchen Stellen des Rechteckhohlleitens vorgesehen wird, an denen der Stab entweder überwiegend elektrisches oder magnetisches Feld verdrängt.

Im Ausführungsbeispiel von F i g. 1 ist ein Rechteckhohlleiter 1 zu erkennen mit seinen Schmal- und Breitseiten. In den Schmalseiten sind Haitevorrichtungen ji und 3' vorgesehen, die parallel zu den B^reitseiten verlaufen. An diesen Haltevorrichtungen 3 und 3' ist ein metallischer Stab 2 befestigt, und es hängt die zu erzidende Phasendrehung unter anderem von der Länge des Stabes 2 ab. Wie aus F i g. 1 ferner zu erkennen ist, läßt es sich durch verhältnismäßig einfache konstruktive Ausgestaltungen erreichen, daß de- Stab 2 in Querrichtung des Rechteckhohlleiters, also parallel zu den Hohlleiterbreitseiten, verschiebbar ist. Für die sich im Rtchteckhohlleiter ausbreitende elektromagnetische Wellt: stellt der Stab 2 eine Reflexion dar. Störungen dieser Art können vermieden werden, wenn stirnseitig an den metallischen Stab 2 noch getaperte oder AH/4-gestuf te Abschnitte 2' angesetzt werden, die unmil telbar mit dem metallischen Stab 2 fluchten.

Wesentlich ist. daß zumindest die Oberfläche des Stabes 2 aus einem metallischen Material besteht, deran, daß bei der jeweiligen Betriebsfrequenz eine ausrechende Leitschichtdicke für die Mikrowelle gewährleistet ist. Es sollte also in an sich bekannter Weist.· dafür gesorgt sein, daß Jie Dicke der leitenden Schicht des Stabes 2 für die tiefste Betriebsfrequenz etwa Dei der dreifachen Eindringtiefe des betreffenden Leitermaterials liegt. So betrachtet, kann also der Stab 2 auch aus einem Rohr bestehen, an das stirnseitig die Stufen oderTaperungen angesetzt werden können. Der übrige Stabquerschnitt ist von beliebiger

-> Beschaffenheit. Der Außendurchrnesser d des leitenden Stabes ist im Vergleich zur Hohlleiterhöhe nicht zu groß (etwa d< b/2). Die Anordnung des Stabe.¹= etwa in einer mittleren Hohlleiterhöhe ist wegen der Höhenunabhängigkeit des Mo-Feldes unkritisch. Die Wirkungsweise

in der Anordnung beruht nur darauf, daß der Stab horizontal parallel verschiebbar ist.

Wird der Stab in die Mitte der Hohlleiterbreitseite geschoben

an eine Stelle des Quersch .Sites also, an der maximale elektrische Querfeldstärke Ey herrscht, so verdrängt er j» hier fast nur kapazitive Feldenergie. Damit wird — wie unmittelbar ersichtlich — der Querkapazitätsbelag Cq des Hohlleiters in seiner Ersatzschaltung nach Fig. 2 erhöht. Die A/io-Grenzwellenlänge des leeren Hohlleiters XkH 10 steigt dadurch auf X_kcund die Phasenkonstan- -, te wird auf

ß_Cq

Vl-

gegenüber jSo des leeren Hohlleiters erhöht.

in Eine andere Wirkung hat der Stab, wenn er in der Position Xi = dl2 an einer der Hohlleiterschmalseiten anliegt. Hier verdrängt der Stab fast nur magnetisches Längsfeld H_z, das hier sein Maximum hat. Dadurch wird der Querinduktivitätsbelag Lq in F i g. 2 erniedrigt, und die A/io-Grenzwellenlänge XkL dieses Hohlleiters liegt unter derjenigen des leeren Hohlleiters. Dies ist physikalisch daraus ersichtlich, daß der an der Hohlleiterschmalseite anliegende Metallstab eine partielle (d. h. nicht über die ganze Hohlleiterhöhe Platz greifende) Verengung der Breitseite des Hohlleiters herbeiführt. Die Phasenkonstante des so belasteten Hohlleiters sinkt damit auf

ß_Lq

gegenüber der Phasenkonstante ßo des leeren Hohlleiters.

Mit dem Verlagern des Stabes von x\=a/2 nach X2 = d/2 ist also eine Änderung der Phasenkonstante

so Δβ — ßcq—ßLq verbunden. Dies ergibt eine zur aktiven Stablänge / proportionale Gesanuphasenschiebung. Da die Phasenschiebung bei Stabposition x\ in der Mitte der Hohlleiterbreitseite über der Phasenverschiebung ψο des leeren Hohlleiters gleicher Länge liegt, bei Stabposition X2 an der Hohlleiterschmalseite dagegen unter φο, so gibt es wegen des stetigen Übergangs zwischen diesen Extremwerten der Phasenverschiebung eine Stabposition xo, bei der im Hohlleiter mit Metallstab die gleiche Phasenschiebung φ₀ auftritt wie

bo im leeren Hohlleiter. Der Phasenschieber nach Fig. 1 hat daher in dieser Stabgrundposition xo gegenüber dem leereh Hohlleiter gleicher Länge keine Grundeinfügungsphase.

F i g. 3 zeigt den experimentellen N achweis des oben

ή beschriebenen Phasenverhaltens. Hier ist die in einem als Ausführungsbeispiel realisierten Hohlleiter mit ax ö = 45,2 mm χ 13 mm gemessene Phasenschiebung in Abhängigkeit von der Position α eines Metallstabns von

4,1 mm Durchmesser und einer Länge / von 105 mm aufgetragen.

Aus F i g. 3 ist auch entnehmbar, daß die Phasenschiebung bei X₂ = d/2 mit ihrem absolutem Betrag nicht gleich derjenigen bei X\=a/2 ist. Der Erfindung zugrundeliegende Untersuchungen haben nun gezeigt, daß diese im gemessenen Beispiel nach F i g. 3 noch auftretende Unsymmetrie beseitigt werden kann, wenn Ausführungsformen nach F i g. 4 verwendet werden. Zur besseren Übersicht ist in Fig.4 lediglich der Quer- ίο schnitt der Anordnung gezeigt, und es ist zu erkennen, daß der Rechteckhohlleiter 1 trapezförmig ausgebildet ist und der Stab 2 eine von der Kreisform abweichende Querschnittsform hat.

Im Ausführungsbeispiel von Fig. 4 ist hierfür beispielsweise für den Stab 2 ein rechteckiger ■ Querschnitt gewählt. Weitere optimale Querschnittsformen lassen sich empirisch ermitteln.

Eine weitere für den Phasenschieber nach F i g. 1 und Fig.4 kennzeichnende Eigenschaft ist seine extreme Verlustarmut. Die Anordnung hat keinerlei nennenswerten Strom führende Schiebekontakte, die Verluste verursachen könnten. Werden die zunächst aus Metall bestehenden Querstreben 3,3' die den aktiven Stab 2,2' in seiner jeweiligen Position halten, genügend dünn gemacht, so sind die auf ihnen fließenden Ströme entsprechend klein. Selbst für relativ stärkere Streben 3, 3' können die auf solchen Streben fließenden Ströme nach außen wie folgt abgeblockt werden. Beim Durchdringen der schmalen Hohlleiterwand bildet die Strebe zusammen mit der Bohrung in dieser Wand eine Koaxialleitung, die möglichst niederohmig und λο/4 lang gemacht wird. Gegebenenfalls ist hier eine dünnwandige Teflonhülse oder ähnliches zur Verbesserung der mechanischen und elektrischen Eigenschaften nützlich. Die Streben können auch durch Kontaktfedern in der Hohlleiterwand geführt werden. Ferner reichen zur Halterung in der Regel zwei Streben 3,3' die im übrigen auch aus dielektrischem Materia!, z. B. Keramik, bestehen können, da das Gewicht des aktiven Stabes «o erforderlichenfalls dadurch reduziert wird, daß er aus einem dünnwandigen Rohr besteht.

Ein weiterer Grund für die extreme Verlustarmut des Phasenschiebers nach den F i g. 1 und 4 besteht darin, daß die Verlustdämpfung des zunächst leeren Rechteck- *5 hohlleiters selbst durch einen relativ dicken Stab, in F i g. 1 beispielsweise vom Durchmesser d= b/3, nur um etwa 50% erhöht wird. Als Folge dieser »Stabverluste« erwärmt sich der Stab 2 bei hohen Durchgangsleistungen. Es sei darauf hingewiesen, daß die vom Stab so verursachten Zusatzverluste nur etwa zur Hälfte im Stab selbst in Wärme umgesetzt werden, während die andere Hälfte zusätzliche Verluste in der Wand des Rechteckhohlleiters 1 sind, weil hier ja durch den Stab 1 zusätzliche Wandströme hervorgerufen werden.

Die vorstehend begründete extreme Verlustarmut des gezeigten Phasenschiebers läßt diesen für die hier weiterhin betrachtete Anwendung als Adaptionsphasenschieber besonders geeignet erscheinen.

In den folgenden Ausführungen sollen noch die Anpassungsverhältnisse des Phasenschiebers nach F i g. 1 besprochen werden. Dazu ist seine Eigenschaft hervorzuheben, daß die Phasenvariation Δφ mit ein und demselben Körper, also dem Stab 2, erreicht wird, ohne daß dieser oder/und der Hohlleiter in der Form verändert werden. Dazu wird nicht davon ausgegangen, daß der aktive Stab 2 jeweils an seinen Endflächen eine Reflexion verursacht, die nach Betrag und Phase nicht davon abhängig wäre, in welcher Position zwischen x\ und *2 sich der Stab befindet; es ist davon auszugehen, daß der Stab bei X\=al2 in der Hohlleitermitte den Leitungswellenwiderstand des »Hohlleiters« gegenüber demjenigen des zu beiden Stabenden angrenzenden, unbelasteten Hohlleiters niederohmiger macht und daß der Stab aber ganz im Gegensatz dazu in seiner Randposition X2 = d/2 den »Hohlleiter« hochohmiger macht. Es ist aber möglich, diese positionsabhängigen Stabendreflexionen unabhängig von der Stabposition mit ein und derselben Maßnahme zu kompensieren.

Eine wirksame, positionsunabhängige Kompensationsmethode besteht darin, daß die Reflexion an jedem Stabende für sich kompensiert wird. Dies ist zunächst mit zugespitzten Stabenden möglich, wobei die Taperung beispielsweise eine Wellenlänge lang sein kann. Geringere Baulänge und auch bessere elektrische Eigenschaften bei nicht zu großen Bandbreiten werden mit ein- oder mehrstufigen A/y/4-Transformatoren an beiden Stabenden erreicht.

Im übrigen nimmt die von den Stabenden verursachte Reflexion mit sinkendem Stabdurchmesser stark ab, wovon im Kompromiß mit der Baulänge des Phasenschiebers Gebrauch gemacht werden kann.

Die Steuerung des Phasen«^' .bers nach F i g. 1 erfolgt von außen her mit einer Hubbewegung, die über die Haltestreben 3, 3' auf den Stab 2 im Inneren des Hohlleiters 1 übertragen werden. Diese Bewegung kann z. B. mit Stellmotor, Tauchspule oder auch durch direkte magnetische Beeinflussung des dann aus Eisen anzufertigenden Stabes in eine elektrische Größe umgesetzt werden.

F i g. 5 zeigt in schematischer Darstellung eine Anordnung, die sich zum direkten Anschluß am Breitwandkoppler eignet

Solche Breitwandkoppler sowie auch ihre Anwendung in Antennenspeisesystemen für Doppelpolarisation sind beispielsweise in den deutschen Offenlegungsschriften 27 19 283 und 27 47 632 gezeigt. Im Ausführungsbeispiel nach Fig.5 sowie auch dem noch zu beschreibenden Ausführungsbeispiel nach Fig.6 sind an sich die gleichen Bezugsziffern für wirkungsgleiche Elemente wie bisher verwendet und sind lediglich die Einzelbestandteile mit dem Zusatz »a« bzw. dem Zusatz »tx< gemäß Fig. 1 versehen. Im übrigen ist aus den gezeichneten Ausführungsbeispielen unmittelbar zu erkennen, daß die zu F i g. 1 gegebenen Erläuterungen ebenfalls Gültigkeit haben.

Die gesamte Phasenvariation wird im Beispiel von F i g. 5 von zwei im Gegentakt gesteuerten Einzelphasenschiebern la und Xb nach Fig. 1 erbracht. Damit wird gegenüber dem Einzelphasenschieber eine bestimmte geforderte Phasenvariation Δφ entweder bei konstanter Reflexion mit halber Baulänge oder bei gleicher Baulänge mit wesentlich reduzierter Reflexion erreicht

Mit den in F i g. 5 gezeigten Stabpositionen ergibt sich eine zusätzliche Phasendrehung des oberen Hohlleiters Xb gegenüber dem unteren Hohlleiter la von (ßc—ßul-Werden beide Metallstäbe 2a und 2b durch Drehen eines Steuerhebels 4 um den Winkel Δχ im Gegentakt umgesteuert, so sinkt die Phasendrehung im oberen Hohlleiter Xb unter j3o des leeren Hohlleiters, während sie im unteren la über diese ansteigt Die mit diesem Gegentaktphasenschieber insgesamt erreichbare Phasenvariation beträgt also Δφ=2 (ßc—ßi)l·

Fig.6 zeigt eine mechanisch besonders einfache Variante eines Gegentaktphasenschiebers. In diesem

Falle liegen die beiden Einzelphasenschieber nebeneinander, und sie sind durch eine Wand mit der Wandstärke A voneinander getrennt. Auf ein und demselben Paar von Haltestreben sind hier zwei Metallstäbe 2a, 2b im gegenseitigen Abstand a/2 + d/2 + o angebracht, so daß bei einer von außen vermittelten Hubbewegung der Stab 2b im rechten Hohlleiter Ii die linke Hälfte dieser Hohlleilerbreitseite überstreicht, und der Stab 2a im linken Hohlleiter ta die rechte Hälfte desselben. Mit den in F i g. 6 gezeigten Stabpositionen wird die Phasendrehung im rechten Hohlleiter Xb erhöht und im linken la reduziert, nach der Umsteuerung beider Stäbe ist es umgekehrt. Diese Konstruktion des Gegentaktphasenschiebers ist zum direkten Anschluß z, B, an die bekannten Kurzschlitzkoppler geeignet, wie sie beispielsweise in der Zeitschrift »Frequenz«, Band 14 (1960), N r. 4, Seite 117 ff beschrieben sind.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung des Erfiindungsgegenstandes ist in F i g. 7 gezeigt, die den Charakter eines Universalkopplers hat Im Ausföhrungsbeispiel von Fig. 7 ist eine Kettenschaltung gezeigt, bei der ein erster 3-dB-KoppIer K1, ein erster Phasenschieber PX, ein zweiter 3-dB-Koppler K 2 und ein zweiter Phasenschieber P 2 aufeinander folgen. Wie aus Fig.7 ohne weiteres ersichtlich, sind dabei Phasenschieber verwendet, wie sie im Ausführungsbeispiel von F i g. 6 bereits gezeigt sind. Selbstverständlich sind Ausgestaltungen gemäß Fig. 7 auch dann möglich, wenn ein Phasenschieber gemäß F i g. 5 verwendet wird oder ein anderer Phasenschieber bekannter Art

Ausführungsbeispiele in Form von Universaikopplern gemäß F i g. 7 lassen sich vorteilhaft in Sendeempfangsweichen einsetzen, wie sie beispielsweise in den bereits erwähnten deutschen Offenlegungsschriften 27 19 283 und 27 47 632 sowie auch in der deutschen Offenlegungsschrift 28 28 878 beschrieben sind, in den genannten Offenlegungsschriften sind einfache 3-dB-Koppler verwendet und es können dort anstelle dieser einfachen 3-dB-Koppler solche Universalkoppler gemäß Fig.7 eingeführt werden.

Mit einer in dieser Art erweiterten Sende-Empfangsweiche ist es beispielsweise möglich, durch Einstellen des Phasenschiebers Pl auf 0° Differenzphase oder Weglassen desselben eine Sende-Empfangsweiche für einfache oder doppelte Linearpolarisation zu bilden, wobei die Polarisationsebene mit dem Phasenschieber PX nach Fig.7 kontinuierlich, z.B. elektronisch gesteuert gedreht werden kann. Dabei bewirkt z. B. eine Variation der Differenzphase von 180° am Phasenschieber P1 eine Drehung der Polarisationsebene über 90°. Bei Verwendung eines symmetrischen Gegentaktphasenschiebers, der die Eigenschaft hat, daß bei einer bestimmten Phasenänderung im einen Hohlleiter der Phasenwinkel im anderen Hohlleiter um den gleichen Betrag aber mit entgegengesetztem Vorzeichen geändert wird, ist der Winkel der Polarisationsdrehung gleich dem Phasenänderungswinkel in einem Hohlleiter oder gleich der Hälfte des gesamten Differenzphasenwinkels. Bemerkenswert ist ferner, daß die bei Einspeisung an einem Universalkopplerarm erzeugte Linearpolarisation zu derjenigen des anderen Kopplerarmes stets orthogonal ist.
Die Betriebseinstellung eines Universalpolarisators zur Umsetzung zirkularer Polarisationen ist mit den durch die Universalkoppler gemäß Fig. 7 erweiterten Sende-Empfangsweichen an Stelle ihrer 3-dB-Koppler wie folgt zu gestalten. Die Teile Pi, KX und K2 der gezeigten Anordnung wirken als variierbarer Leistungsteiler des Universalkopplers. Dieser Leistungsteiler besteht aus den 3-dB-Kopplern K X und K 2, zwischen die ein regelbarer Gegentaktphasenschieber geschaltet ist. Die Wirkungsweise dieses Leistungsteilers beruht darauf, daß durch Hintereinanderschalten zweier 3-dB-Koppler vier Teilkomponenten entstehen, deren vektorielle Summen in Fig. 7 am Doppelflansch zwischen K 2 und P2 jeweils mit den Phasenwinkeln φι und ψ2 beider Zweige des Phasenschiebers PX beeinflußt werden können.

Die vorstehend beschriebene Anwendungsform hat den Vorteil, daß eine ursprünglich zirkuläre Polarisation, die durch unterschiedliche Dämpfung ihre orthogonalen Komponenten, wie sie z. B. durch Regen verursacht werden kann, elliptisch verzerrt ist, adaptiv und verlustfrei entzerrt werden kann.

Bei der Verarbeitung elektromagnetischer Weilen mit zirkularer Polarisation folgt aus der 90°-Phase zwischen ihren Teilwellen, daß dem Leistungsteiler ein 90°-Phasenschieber z.B. nach Fig.5 oder 6 nachzuschalten ist Dieser Phasenschieber kann durch Ändern des Vorzeichens der 90°-Differenzphase — herbeizuführen durch Umsteuern der aktiven Metallstäbe in F i g. 5 oder 6 — zur Umpolung des Drehsinns der zirkulären Polarisation benützt werden. Abhängig davon, ob die aktiven Stäbe des Phasenschiebers PX im Universalkoppler nach F i g. 7 aus ihrer Grundposition, die der Differenzphase 0° entspricht in der einen oder in der anderen Richtung herausgefahren werden (φι > 0 oder φι < 0), sind die Teilwellen untereinander gleich-

«0 oder gegenphasig. Dies bedeutet, daß sich auch bei unverändertem Phasenwinkel des nachgeschalteten Phasenschiebers P 2 der Drehsinn der zirkulären Polarisationen am Ausgang einer Polarisationsweiche umpolen läßt, die an den in Fig.7 nach links oben weisenden Doppelzugang angeschlossen ist

Im vorstehenden wurden Phasenschieberanordnungen beschrieben, bei denen vom Prinzip der Verdrängung des elektromagnetischen Feldes Gebrauch gemacht wird. Wie bereits erwähnt, haben solche

so Anordnungen den Vorteil, daß sie bei einem verhältnismäßig geringen konstruktiven Aufwand auch als adaptive Phasenschieber ausgestaltet werden können. Es ist je nach den Anforderungen jedoch möglich, auch an sich bekannte Phasendrehglieder zu verwenden, wenn sie nur die Bedingung erfüllen, daß die mit ihnen zu erzielende Phasendrehung einstellbar ist, so daß die gesamte Anordnung den jeweils gegebenen, z. B. witterungsabhängigen Polarisationsverhältnissen, angepaßt werden kann.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen Anschluß und zwei jeweiis einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssen für jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang init jeweils einem dem unteren Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß beider Frequenzweichen verbunden ist, und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere Frequenzband, der mit jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist, und bei dem weiterhin die Polarisationsweiche hinsichtlich ihrer Durchgangswege phasensymmetrisch aufgebaut ist, derart, daß die Richtanschlüsse der Polarisationsweiche unmittelbar bzw. über zwei exakt aufbausymmetrische 45°-Verdrallstücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung mit den Frequenzweichen verbunden sind und daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen und den 3-dB-Richtkopplern für jeweils zwei in dualen Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches als phasensymmetrische Leitungspaare mit paarweise übereinstimmenden Verbindungselementen am jeweils gleichen Leitungsort aufgebaut sind, nach Patent 27 19 283, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen wenigstens einem der 3-dB-K.oppler (RK 1 und/oder RK 2) und den zugehörigen Anschlüssen der Fiequenzweiche (FWX und FW2) einstellbare Phasendrehglieder (P\,P2) angeordnet sind.

2. Antennenspeisesystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einzelne 3-dB-Koppler (RK X und/oder RK 2) ersetzt sind durch die Kettenschaltung aus einem ersten 3-dB-K.oppler (KX), einem ersten Phasenschieber (Pi), einem zweiten 3-dB-KoDpler (K 2) und einem zweiten Phasenschieber (P 2).

3. Antennenspeisesystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendrehglieder (PX, P2) als im Rechteckhohlleiter (1, Xa, Xb) mit parallel zur Rechteckhohlleiterbreitseite verschiebbarem Metallstab (2,2a, 2b)ausgebildet sind.

Die Erfindung betrifh ein Antennenspeisesystem für Doppelpolarisation in je zwei hochfrequenten Bändern unterschiedlicher Frequenzlage, bestehend aus einer Polarisationsweiche mit einem für beide Frequenzbänder gemeinsamen antennenseitigen Anschluß und zwei jeweils einer Polarisationsrichtung zugeordneten Richtanschlüssen für jeweils eine Frequenzweiche, deren den beiden Frequenzbändern gemeinsamer Anschluß jeweils mit einem der Richtanschlüsse der Polarisationsweiche verbunden ist, aus einem ersten 3-dB-Richtungskoppler für das untere Frequenzband, dessen Doppelzugang mit jeweils einem dem unteren Frequenzband

zugeordneten weiteren Anschluß beider Frequenzweichen verbunden ist, und aus einem 3-dB-Richtungskoppler für das obere Frequenzband, der mit jeweils einem dem oberen Frequenzband zugeordneten weiteren Anschluß der Frequenzweichen verbunden ist und bei dem weiterhin die Polarisationsweiche hinsichtlich ihrer Durchgangswege phasensymmetrisch aufgebaut ist, derart, daß die Richtanschlüsse der Polarisationsweiche unmittelbar bzw. über zwei exakt aufbausymmetrische 45°-Verdrallstücke unterschiedlicher Verdrallungsrichtung mit den Frequenzweichen verbunden sind und daß die Verbindungsleitungen zwischen den Frequenzweichen und den 3-dB-Richtkopplern für jeweils zwei in duaien Polarisationsrichtungen vorliegende Frequenzbänder des gleichen Frequenzbereiches als phasensymmetrische Leitungspaare mit paarweise übereinstimmenden Verbindungselementen am jeweils gleichen Leitungsort aufgebaut sind.

Antennenspeisesysteme der vorgenannten Art sind durch das Hauptpatent (DE-OS 27 19 283) und die beiden dazugehörigen Zusatzanmeldungen, nämlich die De-OS 27 47 632 und die DE-OS 28 28 878 bereits bekannt geworden. Diese Speisesysteme haben unter anderem den Vorteil einer kompakten mechanischen Aufbauweise. Im praktischen Betrieb können jedoch bei solchen Antennenspeisesystemen durch nachfolgend beschriebene Störeinwirkungen von außen unerwünschte Betriebszustände auftreten, deren Vermeidung bzw. Kompensation Aufgabe der Erfindung ist.

Der Satellitenfunk mit je zwei orthogonalen Sende- und Empfangspolarisationen wird durch meteorologisch bedingte Schwankungen der atmosphärischen Eigenschaften im Sende- und im Empfangsstrahl empfindlich beeinträchtigt. Nach Angaben in der Literaturstelle »Intelsat 2nd Earth Station Technology Seminar«, Athens, Greece, 24. bis 26. Oktober 1977, ESS-2 3 A/10/77 (Titel: »Update of Technology«), und dort insbesondere Fig. 14, besteht die Hauptstörung darin, daß Regenfäile je nach ihrer Stärke wegen der unrunden Form der fallenden Tropfen eine polarisationsabhängige Phasenkonstante des beregneten Mediums verursachen. Dadurch treten z. B. bei der im Satellitenfunk meistens benützten Zirkularpolarisation Verzerrungen der 90°-Sollphase zwischen den Komponenten dieser Polarisation auf, und die ursprünglich zirkuläre Welle wird elliptisch deformiert. Daraus folgt, daß die primär vollständig voneinander entkoppelten, rein recht- bzw. linkszirkularen Übertragungskanäle nach der elliptischen Verformung durch Regen nicht mehr voneinander entkoppelt sind. Nach der vorgenannten Literaturstelle wird diese Entkopplung durch starke Regenfälle bei 4GHz bis auf 1OdB und bei 6GHz bis auf 6 dB verschlechtert. Damit wäre der Doppelpolarisationsbetrieb, der ja zum Ziel hat, die vorgegebenen Frequenzbänder in je zwei voneinander unabhängigen Polarisationen zu nutzen, illusorisch.

Die vorgenannte Dezimierung der Polarisationsentkopplung in den derzeit viel verwendeten Frequenzbändern von 4 und 6 GHz auf 10 dB bei 4 GHz und auf 6 dB bei 6 GHz durch starke Regenfälle (150 mm/h) verlangt zur Wiederherstellung der vollständigen Entkopplung eine gesamte Phasenkorrektur von 34' bei 4GHz und von 60° bei 6GHz. Zur Korrektur der wiuerungsbcdingten Störungen genügen für die Phasenverschiebung Zeitkonstanten in der Größenordnung von 1 see.

Ausgehend von den einleitend genannten Antennenspeisesystemen wird die gestellte Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen wenigstens einem