DE3001813A1

DE3001813A1 - Mikrowellenpolarisator

Info

Publication number: DE3001813A1
Application number: DE19803001813
Authority: DE
Inventors: Kenneth R Goudey; Jun Attilio F Sciambi
Original assignee: Ford Aerospace and Communications Corp
Current assignee: Maxar Space LLC
Priority date: 1979-01-19
Filing date: 1980-01-18
Publication date: 1980-08-14
Also published as: CA1142610A; DE3001813C2; JPS5597701A; US4228410A; JPS6115601B2

Description

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Patentanwälte Dipl.-Ing. Curt Wälläcfi Dipl.-ing. Günther Koch

Dipl.-Phys. Dr.Tm§mm<t3 ^ AHr - Dipl.-Ing. Rainer Feldkamp

D-8000 München 2 · Kaufingerstraße 8 · Telefon (0 89) 24 02 75 ■ Telex 5 29 513 wakai d

Datum: 18.Januar I98O

Unser Zeichen: 16 708 H/flTu

Ford Aerospace & Communications Corp., Dearborn, Mich., TJSA

Mikrowellen-Polarisator

Die Erfindung betrifft Mikrowellen-Polarisatoren zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals in ein elliptisch polarisiertes Mikrowellensignal und umgekehrt .

Der Stand der Technik kennt verschiedene Wege zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals in ein zirkulär polarisiertes Mikrowellensignal und umgekehrt. Beispielsweise kann die Umwandlung zwischen einer Linear- und einer Zirkularpolarisation durch einen Septum- bzw. Membranpolarisator erfolgen. Ein Septumpolarisator ist üblicherweise eine Wellenleiteranordnung mit drei Anschlüssen, wobei die Anzahl der Anschlüsse sich auf die physikalischen Anschlußöffnungen in den nachstehend beschriebenen Vorrichtungen bezieht. Er kann aus Zirkularbzw. Rundwellenleitern bestehen, üblicherweise besteht er jedoch aus zwei Rechteck-Wellenleitern, die eine

gemeinsame breite oder H-Ebenen-Wandung besitzen. Die beiden Rechteck-Wellenleiter werden durch eine schräg verlaufende Septum-Membran in einen einzigen quadratischen Wellenleiter überführt. In der US-Patentschrift 3 958 193 sind verschiedene bekannte Konstruktionen von Septumpolarisatoren nach dem Stande der Technik beschrieben.

In einem Septumpolarisator wird ein linear polarisiertes Mikrowellensignal mit elektrischem Transversalfeld durch die Wirkung des Septums in ein zirkulär polarisiertes (CP) Mikrowellensignal umgewandelt, und umgekehrt. Das linear polarisierte Signal wird in eine der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse eingeführt und erzeugt in dem Anschluß des quadratischen Wellenleiters ein Mikrowellensignal, das entweder rechtsdrehend oder linksdrehend zirkulär polarisiert ist (RHCP oder LHCP)₀ Ob eine rechtsdrehende (RHCP) oder eine linksdrehende (LHCP) Polarisation auftritt, hängt davon ab, welcher der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse erregt wird. Es ist möglich und für bestimmte Anwendungsfälle sehr erwünscht, gleichzeitig in beide Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse linear polarisierte Signale einzuführen und in dem Anschluß des quadratischen Wellenleiters sowohl rechts- als auch linksdrehende zirkulär polarisierte (RHCP und LHCP) Signale zu erzeugen, und umgekehrt. Die beiden linear oder zirkulär polarisierten Signale können gesonderte Informationskanäle darstellen. Falls die in dem quadratischen Wellenleiter-Anschluß nebeneinander bestehenden rechts- und linksdrehend zirkulär polarisierten RHCP- und LHCP-Signale vollkommene Zirkularpolarisationseigenschaften besitzen, sind sie vollständig voneinander isoliert, und

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es bestellt keinerlei Wechselwirkung zwischen ihnen.

Ein vollkommen zirkulär polarisiertes Signal besitzt ein rotierendes elektrisches Feld, das als die Vektorresultierende zweier Orthogonalkomponenten E und E mit sinusförmig veränderlichen Beträgen genau gleicher Amplitude aufgefaßt werden kann, die jedoch um 90° in der Phase gegeneinander versetzt sind. Je stärker sich gleichzeitig existierende rechts- und linksdrehende EHCP- bzw. LHCP-Signale einem vollständig zirkulär polarisierten Signal annähern, um so größer ist die Isolation bzw. Trennung zwischen ihnen. Das als Axialverhältnis AR bezeichnete Verhältnis von E zu E stellt eine Anzeige da-

x y

für dar, in welchem Ausmaß ein zirkulär polarisiertes CP-Signal von dem Idealzustand abweicht. In dB-Ausdrucksweise wird das Axialverhältnis AR durch die Größe 20 log E /E wiedergegeben. Vollkommen zirkulär polarisierte (CP) Signale besitzen ein Axialverhältnis AR von O dB.

Das Hauptproblem bei den bekannten Polarisatoren nach dem Stande der Technik besteht darin, daß bei ihnen kein niedriger V/ert des Axialverhältnisses über ein mäßig breites Frequenzband und auch kein niedriger Wert des Welligkeitsfaktors bzw. Stehwellenverhältnisses (VSWR, "voltage standing wave ratio") über ein derartig mäßig breites Frequenzband gewährleistet ist. Um ein vollkommen linear polarisiertes Signal in ein vollkommen zirkulär polarisiertes (CP) Signal umzuwandeln oder umgekehrt, muß der Polarisator eine Phasenverschiebung von genau 90° zwischen einer der orthogonalen Komponenten des elektrischen Felds des zirkulär polarisierten Signals und dem

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~ 4 r

linearen elektrischen PeId in dem Rechteck-Wellenleiter-Anschluß erzeugen. Viele bekannte Konstruktionen nach dem Stande der Technik ergehen einen Funktionsverlauf des Phasenverschiebungswinkels in Abhängigkeit von der Frequenz, der keine Umkehrstelle im Verlauf besitzt» Mit anderen Worten, der Phasenverschiebungswinkel als Funktion der Frequenz weist über den Arbeitsfrequenzbereich des Polarisators hin eine Steigung bzw» Neigung auf, die entweder positiv bleibt oder negativ bleibt (ob die Steigung positiv oder negativ ist, hängt von den als Bezug gewählten Bedingungen ab). Die Abweichungen des Phasenwinkels von 90° führen zu einem Anstieg des Axialverhältnisses von etwa 0,15 dB je Grad Abweichung der Phasenverschiebung von 90°. Soweit bekannte Polarisatorkonstruktionen eine Umkehrstelle in der Phasenverschiebungswinkel/Frequenz-Kurve besitzen, sind sie nicht ohne weiteres mit sämtlichen Antennentypen kompatibel und besitzen ferner nur eine begrenzte Flexibilität hinsichtlich der Wahl der Heigung des Kurvenverlaufs um die Umkehrstelle herum. Insbesondere gibt es Anwendungszwecke, für welche die bekannten Konstruktionen nach dem Stande der Technik keinen genügend niedrigen Wert des Axialverhältnisses über ein ausreichend breites Frequenzband gewährleisten.

Der Erfindung liegt als Aufgabe die Schaffung eines Mikrowellen-Polarisators zugrunde, bei dem die vorstehend erläuterten Nachteile bzw. Unvollkommenheiten der bekannten Polarisatoren nach dem Stande der Technik vermieden oder zumindest weitgehend abgeschwächt sind, insbesondere soll durch die Erfindung ein vielseitig anwendbarer, mit allen üblichen Antennentypen kompatibler Mikrowellen-Polarisator geschaffen werden, der über ein verhältnismäßig

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breites Arbeitsfrequenzband Mn niedrige Werte des Axialverhältnisses gewährleistet.

Zu diesem Zweck weist nach dem Grundgedanken der Erfindung ein Polarisator zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals in ein elliptisch polarisiertes (beispielsweise zirkulär polarisiertes) Signal und umgekehrt eine erste Übertrager- bzw. Wandlervorrichtung und eine erste Polarisationseinstellvorrichtung auf; die erste Übertrager- bzw. Wandlervorrichtung weist einen ersten, einen zweiten und einen dritten Anschluß auf und gestattet die übertragung eines ersten und eines zweiten Signals gleicher Frequenz, die orthogonal zueinander polarisiert sind, an den ersten Anschluß. Der zweite Anschluß gestattet die Übertragung des ersten Signals und blockiert bzw. sperrt die Übertragung des zweiten Signals. Der dritte Anschluß gestattet die Übertragung des zweiten Signals und sperrt bzw. blockiert die Übertragung des ersten Signals. Die erste Polarisationseinstellvorrichtung besitzt vier Anschlüsse, die als vierter, fünfter, sechster und siebenter Anschluß bezeichnet werden. Der vierte und der fünfte Anschluß sind mit dem zweiten und dem dritten Anschluß gekuppelt bzw. verbunden und lassen das erste bzw. das zweite Signal durch. Der sechste und der siebente Anschluß sind so ausgebildet, daß sie zwei Signale der gleichen Frequenz wie das erste und das zweite Signal durchlassen, die rechtwinklig zueinander polarisiert sind. Ein Signal verläuft durch den sechsten Anschluß und ein Signal durch den siebenten Anschluß .

Die erste Polarisationseinstellvorrichtung bewirkt im

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Betrieb eine Einstellung "bzw. Steuerung der Polarisation durchlaufender Signale mit einem relativ hohen Isolier- "bzw. Trenngrad zwischen den betreffenden Polarisationen über ein relativ breites Frequenzband. Die Polarisationseinsteil- bzw. -steuervorrichtung weist einen zwischen dem vierten und dem sechsten Anschluß liegenden ersten Kompensationswellenleiter sowie einen zwischen dem fünften und dem. siebenten Anschluß liegenden zweiten Kompensationswellenleiter auf_β Die beiden Kompensationswellenleiter besitzen eine zur Einstellung bzw_o zur Steuerung der Polarisation der übertragenen Signale geeignete Breite und Länge, wobei die Polarisation der übertragenen Signale durch Änderung der relativen zeitlichen Phasenlage der beiden Signale erfolgte Die beiden Kompensationswellenleiter besitzen eine unterschiedliche Länge und Breite bezüglich der Mikrowellensignalfortpflanzung und -übertragung, derart, daß die Phasen/Frequenz-Kennlinie des Signals eine Umkehrstelle besitzt und somit zwei Frequenzen vorhanden sind, für welche die Phasenverschiebung einen gewünschten Wert besitzt. Falls beispielsweise zirkuläre Polarisation gewünscht wird, muß die Phasenverschiebung genau 90° betragen, für lineare Polarisation muß die Phasenverschiebung genau 180° betragen, dazwischenliegende Werte der Phasenverschiebung ergeben elliptische Polarisation.

Nach der Theorie kann ein linear polarisiertes Signal dadurch zirkulär polarisiert werden, daß man zunächst das linear polarisierte Signal in zwei gleiche zueinander rechtwinklige oder orthogonale Komponenten aufspaltet und sodann zwischen den beiden Komponenten eine zeitliche Phasendifferenz erzeugt, derart, daß die so erhaltene

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Resultierende ein zirkulär polarisiertes Signal wird, umgekehrt kann ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal ttragewandelt werden, indem man das zirkulär polarisierte Signal in zwei Orthogonalkomponenten aufspaltet und eine der Komponenten relativ "bezüglich der anderen verzögert, derart, daß sie bei der nachfolgenden Rekombination in Phase miteinander sind.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen

Fig. 1 in perspektivischer Ansicht einen Zirkular-Polarisator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 in perspektivischer Ansicht einen Zirkular-Polarisator gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung speziell in Ausbildung zur Anwendung mit zwei Frequenzen unter Erzeugung von Zirkularpolarisation für jede Frequenz,

Fig. 3 eine graphische Darstellung der Frequenzabhängigkeit des Axialverhältnisses für einen Polarisator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, und zwar aufgrund gemessener wie berechneter Daten,

Fig. 4- in Längsschnitt ansicht zwei als Kompensationsvorrichtungen gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dienende Wellenleiter

Fig. 5 jeweils graphische Darstellungen des

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Frequenzverlaufs des Phasenwinkels für einen ersten, lediglich mit Längenunterschied arbeitenden Polarisator, für einen zweiten, lediglich mit unterschiedlicher Breite arbeitenden Polarisator sowie für einen dritten, erfindungsgemäßen Polarisator, der sowohl mit Breiten- wie mit Längenunterschied arbeitet.

In der Zeichnung, in deren Figuren jeweils gleiche oder entsprechende Teile mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, sind Anordnungen und Kennlinienverläufe eines Zirkular-Po larisators dargestellt. Näherhin zeigt Figo 1 einen als Ganzes mit 10 bezeichneten Zirkular-Polarisator, welcher einen Hornstrahler 11 von allgemein symmetrischer Form aufweist, der sich trichterartig zu einem symmetrischen axialen Eingangsanschluß einer Orthomodal-Verbindung 12 verjüngt, welche ihrerseits einen axialen Rechteck-Anschluß 12a und einen radialen Rechteck-Anschluß 12b in einem symmetrischen Abschnitt 12c aufweist. Mit dem Anschluß 12a ist ein Rechteck-Wellenleiter stück 13 und entsprechend mit dem Anschluß 12b ein Rechteck-Wellenleiterstück 14 verbunden= Die Wellenleiter 13 und 14 weisen beide Krümmer bzw. Kniestücke zur leichteren Anschlußverbindung mit zusätzlichen Bauteilen des Zirkular-Polarisators 10 auf.

Mit den Wellenleitern 13 bzw. 14 sind Kompensationswellenleiter 15 bzw. 16 verbunden. An die Kompensationswellenleiter I5 bzw. 16 sind Rechteck-Wellenleiterstücke bzw. 18 angekuppelt, welche die Kompensationswellenleiter 15 und 16 mit einem Orthomodal-Verbindungsstück 18

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— ζ? —

verbinden. Die Wellenleiter 17 und 18 weisen 9O°-Krümmer zur leichteren Anschlußverbindung auf. Die Orthomodal-Verbindung 18 besitzt einen Zirkular-Wellenleiterabschnitt 18c, der in seiner Wandung einen radialen Rechteck-Anschluß 18b zur Verbindung mit dem Wellenleiterstück 17 aufweist. Am axialen Ende der Orthomodal-Verbindung 18 ist ein Rechteck-Anschluß 18a zur Verbindung mit dem Wellenleiter 18 vorgesehen. Mit dem Zirkular-Wellenleiterabschnitt 18c ist ein Zirkularabschnitt 19c einer Orthomodal-Verbindung 19 verbunden, die ebenfalls einen radialen Rechteck-Anschluß 19b in der Wandung des Zirkularabschnitts 19c und einen axialen Rechteck-Anschluß 19a am axialen Ende der Orthomodal-Verbindung 19 aufweist.

Die Breite der langen oder Η-Fläche der Kompensationswellenleiter 15 und 16 ist nicht konstant, derart, daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer elektromagnetischen Welle in den Kompensationswellenleitern 15 und 16 variiert wird. Im einzelnen haben die parallelen Wellenleiter-Wege zwischen den Orthomodal-Verbindungen 18 und 12 eine solche Länge und Breite, daß über einen verhältnismäßig breiten Frequenzbereich die längs dieser beiden Wege laufenden Signale zeitlich um 90° gegeneinander versetzt werden und so eine Zirkular-Polarisation resultiert. Beispielsweise ergibt eine am Radialanschluß 19b eingespeiste linear polarisierte Welle eine rechtsdrehende Zirkular-Polarisation (RHCP) am Hornstrahler 11. Eine am Axialanschluß 19a zugeführte linear polarisierte Welle ergibt eine linksdrehend zirkulär polarisierte (LHCP) Welle am Hornstrahler 11. An ihren Enden besitzen die Kompensationswellenleiter 15 und 16 sämtlich nach Größe und Form gleiche Rechteckquerschnitte. Jedoch besitzt der

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Kompensationswellenleiter 15 in seinem Mittelteil eine gegenüber den Endabschnitten verringerte Breite, und entsprechend der Korapensationswellenleiter Ί6 in seinem Mittelteil eine gegenüber den Endabschnitten größere Breite. Demzufolge ist die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensationswellenleiter 15 höher als die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensationswellenleiter 16. Die Differenz zwischen den Fortpflanzungsgeschwindigkeiten durch die Kompensationswellenleiter hängt von der Frequenz des fortgepflanzten Signals ab, so daß für verschiedene Frequenzen jeweils ein unterschiedlicher Betrag der Phasenverschiebung in den beiden Kompensationswellenleitern auftritt= Jedoch besitzt über einen breiten Frequenzbereich die Phasenverschiebung etwa den zur Erzeugung eines ideal zirkulär polarisierten Signals erforderlichen Wert von etwa 90°.

Zur Erzielung einer räumlichen Trennung von 90° (im Gegensatz zu einer zeitlichen 90°-Phasen-Trennung) zwischen zwei vom gleichen Signal abgeleiteten Signalkomponenten ist die Orthomodal-Verbindung 19 um 45° bezüglich der Orthomodal-Verbindung 18 gedreht. Das heißt, die Längsachse des Axialanschlusses 19a ist bezüglich der Längsachse des Axialanschlüsses 18a um 45° gedreht. In gleicher Weise ist die Umfangsstellung des Radialanschlusses 19b um 45° gegenüber der Umfangsstellung des Radi al anschlusses 18b versetzt. Dies hat zur Folge, daß ein in einen der Anschlüsse 19a oder 19b eingeführtes linear polarisiertes Signal in zwei Komponenten gleicher Leistung, die jedoch um 90° im Raum gegeneinander versetzt sind, aufgespalten wird, wobei die eine Komponente durch den Axialanschluß 18a und die andere Komponente durch den

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Radialanschiuß 18b austritt. Bei weiterem Verlauf dieser beiden Komponenten durch die Kompensationswellenleiter und 16 tritt eine Relatiwerzögerung zwischen ihnen auf, derart, daß sie gegeneinander auch in der Phase um 90 versetzt werden; in der Orthomodal-Verbindung 12 werden sie dann zu einer zirkulär polarisierten Welle kombiniert .

Vorstehend wurde diese Ausführungsform zwar anhand der Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellen-Signals in ein zirkulär polarisiertes Signal beschrieben; jedoch kann die Umwandlung auch für zwei beliebige orthogonal polarisierte Mikrowellen-Signale erfolgen, die allgemein als elliptisch polarisierte Signale bezeichnet werden und Linear-Polarisation und Zirkular-Polarisation als Spezialfälle enthalten. Die Phasendifferenz zwischen den beiden orthogonal polarisierten Mikrowellen-Signalen bestimmt dabei, welche Art Signal erzeugt wird. Falls, wie oben erwähnt, die Phasendifferenz 90° beträgt, wird ein zirkulär polarisiertes Signal erzeugt, falls die Phasendifferenz 180° beträgt, entsteht ein anderes linear polarisiertes Signal, und für eine von 0°, 90°, 180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasendifferenz wird ein elliptisch polarisiertes Signal erzeugt.

Falls erwünscht, können gleichzeitig linear polarisierte Signale an den Anschlüssen 19a. und 19b eingeführt und zur Erzeugung von sowohl rechtsdrehenden wie linksdrehenden ideal zirkulär polarisierten Signalen verwendet werden. Zwischen den beiden linear polarisierten Signalen besteht dabei keine Wechselwirkung, falls sie rein orthogonal und betragsmäßig gleich sind. Dies beruht darauf, daß eine

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- IiT-

zirkular polarisierte (CP) Welle als orthogonale elektrische Komponenten enthaltend charakterisiert werden kann. Im Falle eines ideal zirkulär polarisierten Signals, d. h. wenn die E- und E -Komponenten betragsmäßig gleich und genau um 90° außer Phase sind, kann ein entgegengesetzt drehend zirkulär polarisiertes Signal in einen Wellenleiter eingeführt werden, wobei es zu keiner Wechselwirkung zwischen diesem zweiten zirkulär polarisierten Signal mit dem ersten kommt.

Die Erfindung bringt einen wesentlichen Portschritt und eine wesentliche Verbesserung gegenüber bekannten Polarisatoren, indem erfindungsgemäß ein über ein relativ breites Frequenzband brauchbarer Polarisator geschaffen wird, der die Umwandlung linear polarisierter Signale in zirkulär polarisierte Signale und umgekehrt ohne die für die bekannten Polarisatoren nach dem Stande der Technik bezeichnenden damit einhergehenden hohen V/erte des Axialverhältnisses gestattet. Dies ist bedeutsam, weil hohe Werte des Axialverhältnisses in den zirkulär polarisierten Signalen eine Wechselwirkung zwischen gleichzeitig übertragenen LHOP- und BHCP-Signalen verursachen» Diese Interferenz oder Wechselwirkung kann die Anwendung dieser gleichzeitigen Übertragung in Kommunikationssystemen beeinträchtigen oder ausschließen, was einen Nachteil darstellt, da die gleichzeitige Fortpflanzung oder übertragung von linksdrehenden und rechtsdrehenden LHCP- bzw, BHCP-Signalen praktisch die Kapazität des Mikrowellen-Überträgungssystems verdoppelt. Fig. 3 ist eine graphische Darstellung des Verlaufs des Axialverhältnisses in Abhängigkeit von der Frequenz für einen erfindungsgemäßen Zirkular-Polarisator. Die graphische Darstellung beruht

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auf Messungen der orthogonalen elektrischen Feldkomponenten E und S über den angegebenen Frequenzbereich sowohl für rechtsdrehende (EHGP) wie für linksdrehende (LHCP) Signale in dem Zirkular-Polarisator. Die AxialVerhältnisse sind in dB aufgetragen und durch horizontale Linien in der graphischen Darstellung veranschaulicht.

In einem speziellen Beispielsfall sind die Kompensationswellenleiter so ausgebildet, daß sie nahezu 90° Phasenunterschied über das gesamte 3,7 bis 4,2 GHz Band ergeben. Indem man einfach den einen Wellenleiter um eine Viertel Wellenlänge länger als den anderen wählt, erhält man einen Schmalband-Polarisator, desgleichen wenn man den einen Wellenleiter schmaler als den anderen macht. Eine Kombination dieser beiden Maßnahmen jedoch ergibt zwei Wellenleiter, die eine Phasendifferenz von genau 90 bei zwei verschiedenen Frequenzen besitzen und deren Phasendifferenz überall zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen auf einen Wert nahe 90° gebracht werden kann. Um zu veranschaulichen, wie es hierzu kommt, seien zwei Wellenleiter mit unterschiedlichen Breiten und Längen angenommen. Bei einer durch den Index "1" bezeichneten ersten Frequenz (f,,) soll der Index "a" den einen Wellenleiter und der Index "b" den anderen Wellenleiter bezeichnen; dann gilt

90° -

Darin bedeuten:

1 = Länge der beiden Wellenleiter

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= Fortpflanzungs- bzw. Übertragungskonstante in dem Wellenleiter

λ = Wellenlänge = -w-

¹I

G = Lichtgeschwindigkeit

A = Breite des Wellenleiters»

Bei der durch den Index "2" bezeichneten zweiten Frequenz Cf₂) SiIt

fl_a,2^la ₊ 90° = ß_b,2^lb _e
Durch Umformung erhält man aus diesen Gleichungen

- (k

Durch Festlegung der beiden ^¹S₅ für die der Phasenabgleich gewünscht wird, erhält man zwei Gleichungen mit vier Unbekannten, und zwei weitere Variablen können durch Randbedingungen festgelegt werden. Es läßt sich zeigen, daß dieses Gleichungssystem nur ein Minimum für die Hettophasenfunktion besitzt und somit nur zwei Kreuzungsfrequenzen. Vorteilhaft werden A und A-. so gewählt, daß

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die Abweichung der Phasendifferenz vom Wert 90 über ein "bestimmtes Frequenzband möglichst gering wird. Aus einer Analyse der Gleichungen läßt sich ableiten, daß die Dispersion minimalisiert wird, wenn A so weit wie möglich

gleich A-u. ist, was auch zu sehr großen Werten 1 und Iv. D a ο

führt. Das bedeutet, daß A und A, so genau gleich groß gewählt werden sollen, wie dies nach praktischen Längeerwägungen möglich ist. In der Anlage zur Beschreibung wird der Beitrag von Längen- und Breitenänderungen zu den Kennlinien des zusammengesetzten Polarisators veranschaulicht. Zur Auslegung eines Polarisators für das Frequenzband von 3,7 "bis 4,2 GHz werden folgende Annahmen bzw. Festsetzungen getroffen:

^Γ1	= 3,	762 GHz
^f2	= 4,	115 GHz
^Aa	= 2,	2 Zoll
K	= 2,	38 Zoll

Hieraus erhält man:

80,450224 l_a + 90 = 86,293212

95,179104 1 + 90 = 100,166570 a

Durch Auflösen nach 1 und 1·. erhält man:

l_a = 8,061

l_b = 8,558.

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Damit läßt sich nunmehr die Nettophasenfunktion für jede beliebige Frequenz unter Verwendung der angegebenen Längen- und Breitenwerte wie folgt angeben:

Darin bedeutet \ die Wellenlänge in Zolle Diese Funktion ist in Fig. 3 graphisch dargestellt; der Kurvenve.clauf zeigt, daß sich ein potentielles Axialverhältnis von weniger als 0,05 dB über das 3₅7 bis 4,2 GHz Band erzielen läßt.

Bei diesem speziellen Beispiel sollte als Verbindungswellenleiter für diese Phasenverzögerungs-Abschnitte der Vellenleitertyp WH229 verwendet werden und ein niedriger Wert des Eingangs-Welligkeitsfaktors (Stehwellenverhältnisses, VSWR = "voltage standing wave ratio") war erwünscht; an den beiden Enden jedes der beiden Kompensationswellenleiter wurde daher ein Anpassungsabschnitt zugefügt. Die Wellenleiter wurden nach den vorstehend beschriebenen Methoden nachgerechnet, was zu den in Fig, 4-veranschaulichten Abmessungen führte. Die Nettophasenfunktion wurde für diese Wellenleiter berechnet und ist in Fig. 3 dargestellt. In Fig. 3 ist auch zum Vergleich mit der berechneten Phase die tatsächlich gemessene Phase der Kompensationswellenleiter mit dem angefügten Zwischenverbindungswellenleiter aufgetragen. Innerhalb der Meßgenauigkeit sind die gemessene und die berechnete Phase nahezu identisch. Bei Verbindung mit dem übrigen Teil der Zufuhranordnung ergeben diese Phasensteuerungs-Wellenleiter potentiell ein Axialverhältnis von weniger als

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0,05 dB über das 3,7 "bis 4,2 GHz Band.

Falls in dem vorstehend betrachteten Beispiel statt einer Zirkular-Polarisation eine anderweitige Polarisation gewünscht würde, müßte man die 90°-Phasenverschiebung entsprechend ändern. Das heißt,in der Gleichung

würde anstelle von 90° der Wert 180° gesetzt, um eine andere Linear-Polarisation zu erhalten, oder durch eine entsprechende anderweitige Phasenverschiebung zur Erzielung elliptischer Polarisation ( d. h. eine von 0°, 90°, 180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasenverschiebung). Welche spezielle Phasenverschiebung jedoch jeweils auch gewünscht wird, stets gibt es zwei verschiedene Frequenzen, bei welchen die Phasendifferenz genau gleich der gewünschten Phasenverschiebung ist, und gleichzeitig kann die Phasendifferenz an allen Stellen zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen nahezu gleich der gewünschten Phasenverschiebung gemacht werden.

Fig.2 veranschaulicht eine Ausführungs- und Anwendungsform der Erfindung als Diplexer bzw. Frequenzweiche. Die als Ganzes mit 30 bezeichnete Diplexeranordnung weist einen Zirkular-Polarisator 10 der in Fig. 1 gezeigten Art in Verbindung mit einem Hornstrahler 11a und einem Zirkular-Pol ar is at or 20 auf. Allgemein gesprochen, stellen die Zirkular-Polarisatoren 10 und 20 alternative Übertragungswege zu dem Hornstrahler 11a dar. D. h., falls entweder zwei Sender oder zwei Empfänger mit verschiedenen

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Frequenzen arbeiten, kann die eine Frequenz in Verbindung mit dem Zirkular-Polarisator 10 und die andere Frequenz in Verbindung mit dem Zirkular-Polarisator 20 verwendet werden. Eine Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21 dient als gemeinsame Übertragungsverbindung zwischen dem Hornstrahler 11a und den Zirkular-Polarisatoren 10 und 20» Die Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21 weist ein allgemein kreisförmiges Mittelteil und vier um dessen Umfang in gegenseitigen Umfangsabständen von 90° herum verteilte Rechtecköffnungen bzw. -anschlüsse 21a, 21b, 21c und 21d auf. Bekanntlich wird die Leistung einer in bestimmter Richtung drehenden Polarisation gleichmäßig zwischen gegenüberliegenden Rechteck-Anschlüssen aufgespalten,, Der Zirkular-Polarisator 20 unterscheidet sich von dem Zirkular-Pol ar is at or 10 dadurch, daß vier Kompensationswellenleiter erforderlich sind.» Die Kompensationswellenleiter 22, 23, 24- und 25 erstrecken sich zwischen der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21 und einer weiteren Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 26. Die Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 26 besitzt vier in Umfangsabständen angeordnete Rechteck-Anschlüsse 26a, 26b ₅ 26c und 26d in den gleichen UmfangsStellungen wie die entsprechend bezeichneten Anschlüsse der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21. Der Kompensationswellenleiter 22 erstreckt sich zwischen den Anschlüssen 21a und 26a, der Kompensationswellenleiter 23 zwischen den Anschlüssen 21b und 26b, der Kompensationswellenleiter 2A- zwischen den Anschlüssen 21c und 26c und der Kompensationswellenleiter 25 zwisehen den Anschlüssen 21d und 26d.

Die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter 22 und 24 besitzen in einem Mittelteil eine gleichartige

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Verengung der Wellenleiterbreite. In analoger Weise sind die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter 23 und 25 in einem Mittelteil mit gleichartig verbreiterter Wellenleiterbreite ausgebildet. Eine Orthomodal-Verbindung 27 mit drei Anschlüssen weist einen Abschnitt 27c mit kreisförmigem Querschnitt und eine axiale Kreisöffnung auf, die mit einer entsprechenden axialen Kreisöffnung der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 26 verbunden ist. Die Orthomodal-Verbindung 27 weist einen axialen Rechteck-Anschluß 27a und einen radialen Rechteck-Anschluß 27b auf. Der Radialanschluß 27b ist in seiner Umfangsstellung um 4-5° gegenüber den benachbarten Rechteck-Anschlüssen 26a und 26b der Drehkreuzverbindung 26 versetzt. Dies ist analog zur Beziehung zwischen den Orthomodal-Verbindungen 18 und 19 in. E¹Xg. 1 und ergibt eine 9O°-räumliche Phasenverschiebung bzw. räumliche Trennung von die Kombination der Verbindungen 26 und 27 durchsetzenden Signalen. Bei Zufuhr eines Signals an einen der Anschlüsse 27a oder 27b werden diese Signale in zwei betragsmäßig gleiche und gegeneinander räumlich um 90 versetzte Vektoren aufgeteilt. Jeweils eine Hälfte jedes Vektors wird dann in den gegenüberliegenden Kompensationswellenleitern weiter übertragen und bezüglich den beiden Hälften der anderen räumlich gegeneinander versetzten Vektoren, welche in den beiden anderen gegenüberliegenden Kompensationswellenleitern übertragen werden, in der Phase verschoben. Die von den Kompensationswellenleitern 22, 23, 24 und 25 übertragenen Signale werden in der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21 unter Erzeugung eines zirkulär polarisierten Signals kombiniert.

Zur Isolation des Zirkular-Polarisators 10 gegenüber dem

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Zirkular-Polarisator 20 weist die Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung 21 ein Filter, beispielsweise ein Tiefpaßfrequenzfilter, auf, das den Zirkular-Polarisator 10 für Signale sperrt. Analog weist die Orthomodal-Verbindung ein Filter, beispielsweise ein Hochpaßfrequenzfilter, auf, das den Zirkular-Polarisator 20 für Signale sperrt. Ein Tiefpaßfilter stellt einen Kurzschluß für die höherfrequenten Übertragungs- bzw. Sendesignale dar, derart, daß diese nicht durchgelassen werden, während es für die niedriger frequenten Empfangssignale eine Leerlauf- oder angepaßte Impedanz bildet, derart, daß die niedriger frequenten Signale wirksam angekoppelt werden. Die Drehkreuz-Orthomo dal -Verbindungen bzw. -Verzweigungen werden jeweils mit einem Paar diametral gegenüberliegender Öffnungen statt mit nur einer öffnung zur Ankopplung jedes Signals von der Hornantenne verwendet, zur Aufrechterhaltung der Symmetrie in dem Zirkularwellenleiter, um so die Anregung von Strahlungsmodes höherer Ordnung zu verringern.

Die Diplexervorrichtung 30 (Fig. 2) arbeitet mit zwei zueinander orthogonal polarisierten Übertragungs- bzw. Sendesignalen bei einer Frequenz und zwei zueinander orthogonal polarisierten Empfangssignalen bei einer zweiten Frequenz, in Verbindung mit einer einzigen Antenne. Bekanntlich wirkt eine Diplexervorrichtung reziprok mit einer anderen Diplexervorrichtung zusammen, und die Übertragungs- bzw. Sendesignale unter diesen Frequenzen können umgekehrt werden, ohne daß hierfür eine Änderung in der Anordnung selbst erforderlich ist. Für die Zwecke der Erläuterung soll der Zirkular-Polarisator 10 einem Übertragungs- bzw. Sendesignal und der Zirkular-Polarisator

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20 einem Empfangssignal zugeordnet sein. Die Generatorsignale für die Übertragungs- bzw. Sendesignale werden dem Zirkular-Polarisator 10 über die Anschlüsse 12a und 12b zugeführt.

An der Hornantenne 11a wird ein Paar aus zwei polarisierten Empfangssignalen mit zueinander orthogonalen elektrischen Feldvektoren aufgenommen und über einen die Verbindung zwischen dem Mittelteil der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 21 und der Hornantenne 11a bildenden Zirkular-Anschluß durch die Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 21 geleitet. Die Empfangssignale werden unabhängig voneinander über die Anschlüsse 21a bis 21d aus der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 21 ausgekoppelt. Eine Vektorkomponente des einen Signals wird hierbei gleichmäßig auf zwei Kompensationswellenleiter 22 und 24 und entsprechend die hierzu orthogonale Vektorkomponente des anderen Signals in ähnlicher Weise gleichmäßig auf die Kompensationswellenleiter 23 und 25 aufgeteilt. Die orthogonalen Vektorkomponenten jedes der beiden Signale sollen in der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 26 nach der Phasenverschiebung in den Kompensationswellenleitern 22, 23, 24 und 25 kombiniert werden. Von der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 26 gelangen sie zu der Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 27, wodurch eine 90°-räumliche Orientierung des Signals stattfindet.

Im Sendebetriebszustand werden Senderausgangssignale bei der gleichen Frequenz in den Axialanschluß 12a und den Radialanschluß 12b eingeführt. Diese Signale werden dem Mittelteil des Zirkularabschnitts 12c zugeführt. Infolge

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der Symmetrie des Zirkularwellenleiterteils der Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 12 und der Portpflanzungseigenschaften der Rechteck-Wellenleiterabschnitte benachbart den Anschlüssen 12a und 12b sind die beiden Sendeübertragungs-Öffnungen gegeneinander isoliert. Der angeregte radiale Anschluß 12b erzeugt in dem Zirkularwellenleiter ein elektrisches Feld, das rechtwinklig zur längeren Seite des Axialanschlüsses 12 a polarisiert ist. Entsprechend erzeugt der angeregte Axialanschluß 12a ein elektrisches Feld in dem Zirkularwellenleiter, das rechtwinklig zur längeren Seite des Radialanschlusses 12b polarisiert ist. Da jeweils die längeren Seiten der beiden Anschlüsse 12a und 12b rechtwinklig zueinander sind, bleiben die Übertragungs- bzw«. Sendesignale gegeneinander isoliert, während sie gleichzeitig orthogonale Felder in dem Zirkularabschnitt der Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 12 hervorrufen <>

Bei Empfangsbetrieb wird ein Paar aus zwei zueinander orthogonalen Signalen bei der niedrigeren Frequenz von der Eornantenne 11a der Drehkreuz-Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 21 zugeführt. Die niedriger frequenten Signale werden vom Sender isoliert, und zwar wegen des einen kleineren Durchmesser aufweisenden Zirkular-Wellenleiters der Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung 12, der unterhalb der Durchlaßgrenze bei der Empfangsfrequenz liegt. Somit treten beim Empfang von Signalen in dem Zirkularwellenleiter der Orthomodal-Verbindung 21 diese Signale nur durch die Kopplungsöffnungen in die Kompensationswellenleiter 22 bis 25 aus.

Mögliche Abwandlungen und Abänderungen der beschriebenen

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Ausführungsbeispiele bieten sich für den Fachmann an. Beispielsweise kann die spezielle Art der Einkopplung der Mikrowellenenergie in die Diplexeranordnung gegenüber den beschriebenen Ausführungsbeispielen geändert werden. Der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung wird durch diese und anderweitige Änderungen nicht verlassen.

Zusammenfassung

Gegenstand der Erfindung ist ein Mikrowellen-Zirkular-Polarisator zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals in ein zirkulär polarisiertes Mikrowellensignal, und umgekehrt. Ein Übertrager, wie beispielsweise eine Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung dient zur Leistungsaufspaltung bzw. Leistungs-Rekombination zweier orthogonaler Linear-Polarisationen. Zur Erzielung der für die Erzeugung eines zirkulär polarisierten Signals aus zwei linear polarisierten Signalen erforderlichen Phasenverzögerung enthält der Polarisator einen Phasenkompensator mit einem Wellenleiterpaar geeigneter Breite und Länge, derart, daß durch die beiden Wellenleiter des Kompensationswellenleiterpaars geleitete Signale beim Durchgang eine Phasendifferenz relativ zueinander erhalten und als zusammengesetztes Signal ein zirkulär polarisiertes Signal resultiert. Das Ausmaß bzw. der Betrag der in den einzelnen Wellenleitern auftretenden Phasenverschiebung ändert sich in Abhängigkeit von der Signalfrequenz in solcher Weise, daß eine Zirkular-

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Polarisation hoher Reinheit über ein breites Frequenzband erreicht wird. Eine Phasenverschiebung von 90° läßt sich für zwei Frequenzen erzielen, und diese Frequenzen können so gewählt werden, daß sie innerhalb eines Frequenzbandes mit einem erwünscht niedrigen Axialverhältnis liegen.

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Anlage

Fig. 5 zeigt Phasen/Frequenz-Kurven "bzw. -Kennlinien für drei verschiedene Polarisatoren. Hei dem ersten Polarisator findet lediglich eine Längendifferenz zur Erzielung einer Phase von 90° im Mittelbereich seines Betriebsfrequenzbandes Anwendung, was eine monoton mit der Frequenz ansteigende Phasen/Frequenz-Kurve zur Folge hat. Bei dem zweiten Polarisator findet lediglich eine Breitendifferenz zur Erzielung einer 90°-Phasenverschiebung Anwendung, was zu einer mit der Frequenz monoton fallenden Phasen/Frequenz-Kurve führt. Bei dem erfindungsgemäßen dritten Polarisator findet sowohl eine Längendifferenz als auch eine Breitendifferenz Anwendung, zur Erzielung einer sattelförmigen Phasen/Frequenz-Kurve. Aus den lediglich mit Breiten-oder lediglich mit Längenmodifizierung arbeitenden Kurven ist ersichtlich, daß die' Abweichung von der gewünschten Phasenverschiebung 90° an den Rändern des Betriebsfrequenzbandes wenigstens 17° beträgt, während bei dem sowohl mit Breiten- als auch mit Längenänderung arbeitenden erfindungsgemäßen Polarisator die Abweichung der Phasenverschiebung von dem gewünschten Wert 90° weniger als 1,1° über das gesamte Betriebsfrequenzband beträgt. Für einen lediglich mit Längenunterschieden arbeitenden Polarisator ergeben sich folgende Beziehungen:

Unter Verwendung einer Basisbreite des WR229-Polarisators von 2,290 Zoll

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= 360
λ

MST

mit Einstellung von 1 für "beste Phasenlage bei 3?4 4,2 GHz erhält man»

4> 3,4 = 67,64687201 1
Φ 4,2 = 101,1554-752 1

•und hieraus

90 - 67,6487201 1 = 101,1554752 1-90 168,8023472 1 = 180

1 = 1,066335083

t - ^?S?T⁹¹⁷⁹

Für einen nur mit Breitenunterschieden arbeitenden Polarisator werden, tun die Gesamtlänge etwa gleich groß wie bei dem Verglexchspolarisator zu machen, folgende Werte gewählt:

so, = 2,11 » und a₂ = 2,47"

a_P
—- = 2,29" oder die Basisbreite des VR229-

Polarisators

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Durch Einstellung von 1 für "beste Phasenlage zwischen 3,4 und 4,2 GHz erhält man

φ 3,4 = 14,81582346 1 ψ 4,2= 9,78856415. 1

und weiter

90 - 141582346 1 = 9,78856415 1-90 24,60438761 1 =

1 = 7,315768344"

♦ ■

S? - F¹Wf)

Für einen sowohl mit Breiten- wie mit längenunterschieden arbeitenden Polarisator lauten die Beziehungen:

Dies kann wie folgt in Brextenanderungs- und Längenände rungskomponenten aufgetrennt werden:

*U - w

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worin der erste Ausdruck in eckigen Klammern die Längenkomponente und der zweite Ausdruck in eckigen Klammern die Breitenkomponente darstellen=

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Claims

Patentansprüche

1. JMikrowellen-Polarisator zur Umwandlung eines linear

polarisierten Mikrowellensignals in ein elliptisch (einschließlich zirkulär) polarisiertes Mikrowellensignal und umgekehrt, gekennzeichnet durch Kompensationsvorrichtungen zur Übertragung eines Signals zwischen zwei Punkten (12, 18₉ Figo 1; 21, 26, Fig. 2) längs eines ersten (13, 15, 17) und eines zweiten (14, 16, 18') Übertragungsweges unter Erzeugung einer relativen Phasenverschiebung zwischen den beiden längs dem ersten bzw. dem zweiten Übertragungsweg übertragenen Signalen, und weiter dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Übertragungswege je- | weils unterschiedliche Länge und Breite bezüglich der Mikrowellensignalausbreitung bzw«, -fortpflanzung besitzen, derart, daß die Phasen/Frequenz-Kennlinie des Signals (Fig. 3; Fig. 5) einen Umkehrpunkt aufweist und die Phasenverschiebung für zx^ei Frequenzen genau einen vorgegebenen gewünschten oder Sollwert besitzen kann.

2. Polarisator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die beiden Übertragungswege (13, 15, 17; 14, 16, 18¹) Rechteck-Wellenleiter sind und daß das längs der beiden Übertragungswege übertragene Signal ein Frequenzband enthält bzw. in einem Frequenzband liegt, welches zwei Frequenzen mit der gewünschten oder Soll-Phasenverschiebung einschließt,

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lind daß das Axialverhältnis über das Frequenzband hin auf einem vorgegebenen Auslegungswert gehalten ist.

3. Polarisator nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch

- eine erste Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (12), welche die beiden Übertragungswege (13, 15» 17; 14, 16, 18^l) an ihrem einen Ende verbindet,

- eine zweite Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (18), welche die beiden Übertragungswege an ihrem anderen Ende verbindet,

- wobei die beiden Orthomodal-Verbindungen bzw. -Verzweigungen (12, 18) so ausgebildet sind, daß sie zwei linear polarisierte Signale zu einem polarisierten Signal kombinieren bzw. die Leistung eines Signals in zwei gleiche Anteile aufspalten.

4. Polarisator nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Übertragungsweg (13? 15» 17) eine symmetrisch zunächst abnehmende und dann zunehmende Breite (bei 15) bezüglich der Iängsfortpflanzung entlang dem Übertragungsweg aufweist und daß der zweite Übertragungsweg (14, 16, 18¹) eine symmetrisch zunächst zunehmende und dann abnehmende Breite (bei 16) bezüglich der Längsfortpflanzung entlang diesem zweiten Übertragungsweg aufweist, und daß in jedem der beiden Übertragungswege die Breitenzunahmen jeweils gleich den Breitenabnahmen sind.

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5. Polarisator nach Anspruch 4-_s dadurch gekennzeichnet , daß die Breitenzunahmen und -abnahmen in diskreten Stufen ausgebildet sind=

6. Polarisator nach einem oder mehreren der vorhergehen= den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite und Länge der Kompensationsvorrichtungen gemäß den folgenden Beziehungen gewählt sind:

1 -

worin "a" und "b" jeweils die beiden Kompensationsvorrichtungen bzw. Übertragungswege j 1 die jeweilige Länge einer Kompensationsvorrichtung, "A" die Breite einer Kompensationsvorrichtung, A und Λ-, die beiden Wellenlängen, für welche das Axialverhältnis O dB be trägt, sowie P die gewünschte oder Soll-Phasenverschiebung in Grad bedeutet.

7· Polarisator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für einen Polarisator zur Um setzung zwischen linear und zirkulär polarisierten
Signalen P gleich 90° ist.

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8) Mirkowellenp'larisator zur Umwandlung bzw. Umsetzung der Polarisation eines Mikrowellensignals zwischen Zirkular- und Linearpolarisation, gekennzeichnet durch

- eine erste Orthoraodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (12) zur Leistungskopplung zwischen einem Rund- bzw. Zirkularwellenleiter (12c) und zwei Rechteckwellenleitern (12a,12b) derart, daß auf jeden der beiden Rechteck-Wellenleiter die Hälfte der Leistung in dem Rund- bzw. Zirkularwellenleiter (12c) entfällt,

- eine zweite Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (18) zur Leistungkopplung zwischen zwei Rechteck-Wellenleitern (I8a,l8b) und einem Rund- baw. Zirkularwellenleiter (18c), derart, daß die Leistung in dem Rund- bzw. Zirkularwellenleiter (18c) doppelt so groß wie die Leistung in jedem der Rechteck-Wellenleiter (18a,18b) ist,

- Kompensationsvrrichtungen zur Erzeugung einer Phasenverschiebung zwischen zwei Signalen, wobei die Kombinationsvorrichtungen einen ersten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (13* 1-5*17) und einen zweiten Rechteckwellenleiter-Übertragungsweg (I4,l6,l8y aufweisen, die sich jeweils von der ersten Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (12) zu der zweiten Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (18) erstrecken, und weiter dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Übertragungswege unterschiedliche Länge zwischen den beiden Orthomodal-Verbindungen bzw. -Verzweigungen besitzen, daß der erste Übertragungsweg (13,15,17) eine betragsmäßig zunächst abnehmende und dann zunehmende Breitenabmessung besitzt, wobei die Abnahme und die Zunahme betragsmäßig symmetrisch gleich groß sind, derart, daß der erste Übertragungsweg einen Mittelbereich (I5) verringerter Breite relativ gegenüber dem

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übrigen Teil des Übertragungsweges aufweist, daß der zweite Übertragungsweg (14,16,18') eine betragsmäßig zunächst zunehmende und dann abnehmende Breitenabmessung aufweist, wobei die Zunahme und die Abnahme betragsmäßig symmetrisch gleich groß sind, derart, daß der zweite Übertragungsweg einen zweiten mittleren Bereich (16) von relativ gegenüber dem übrigen Teil des zweiten Übertragungsweges größerer Breite aufweist, und daß die Abmessungen der Kombinationsvorrichtungen so gewählt sind, daß für zwei verschiedene Signalfrequenzen von durch die Kombinationsvorrichtungen übertragenen Signalen eine Phasendifferenz von 90° besteht,

- eine dritte Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (I9) mit einem mit dem Rund- bzw. Zirkularwellenleiterteil (18c) der zweiten Orthomodal-Verbindung (18) verbundenen Rund bzw. Zirkularwellenleiterteil (19c) und zwei Rechteckwellenleiteranschlüssen (19a,19b), die bezüglich den Rechteckwellenleiteranschlüssen (I8a,l8b) der zweiten Orthomodal-Verbindung bzw. -Verzweigung (18) um 45° gedreht sind, wobei die Rechteckwellenleiteranschlüsse (19a,19b)-der dritten Orthomodal-Verbindung bzw.-Verzweigung (I9) so ausgebildet sind, daß sie jweils nur Signale durchlassen, die entgegengesetzten Polarisationszuständen zugeordnet sind»

9) Mikrowellenpolarisator zur Umwandlung eines linearpolarisierten Mikrowellensignals in ein Zirkulärpolarisiertes Signal und umgekehrt, gekennzeichnet durch

- eine erste Übertragervorrichtung (12) mit drei Anschlüssen (12a,12b,12c) in solcher Ausbildung, daß durch einen ersten Anschluß (12c) zwei orthogonal zueinander polarisierte Signale innerhalbeines ersten Frequenzbandes durchgelassen, daß von einem zweiten Anschluß (12a) das eine oder erste

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Signal der beiden zueinander orthogonal polarisierten Signale durchgelassen, das andere oder zweite Signal hingegen gesperrt wird und durch einen dritten Anschluß (12b) das zweite Signal der beiden orthogonal zueinander polarisierten Signale durchgelassen, das erste Signal hingegen gesperrt wird,

- eine erste Polarisationseinstellvorriohtung (13 bis 17,18') mit einem vierten, fünften, sechsten und siebten Anschluß, von welchen der vierte und fünfte mit dem zweiten und dritten Anschluß (12a,12b) gekuppelt sind und das erste bzw. zweite Signal durchlassen, und von welchen der sechste und der siebte Anschluß zum Durchlass von zwei orthogonal zueinander polarisierten Signalen der ersten Frequenz ausgebildet sind, wobei jeweils eines der Signale durch einen dieser beiden Anschlüsse durchgelassen wird und wobei diese erste Polarisationseinstellvorrichtung so ausgebildet ist, daß die Polarisation der durchgelassenen Signale mit einem relativ hohen Isolations- bzw. Trennungsgrad zwischen den verschiedenen Polarisationszuständen über ein verhältnismäßig breites Frequenzband eingestellt wird, und wobei die Polarisationseinstellvorrichtung einen ersten Kompensationswellenleiter (Ij5,l5,17) zwischen dem vierten (12a) und dem sechsten (18b) Anschluß sowie einen zweiten Kompensationswellenleiter (14,16,18') zwischen dem fünften (12b) und dem siebten (18a) Anschluß aufweist und die Breite und Länge der beiden Kompensationswellenleiter zur geeigneten Einstellung der Polarisation der durch sie übertragenen Signale durch Änderung der relativen zeitlichen Phasenlage zwischen den beiden Signalen ausgebildet sind.

10) Polarisator nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine zweite Übertragungsvorrichtung (18,19) mit einem achten, neuten, zehnten und elften Anschluß, von welchen der achte

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bzw. der neunte Anschluß mit dem sechsten (18b) bzw» dem siebten (18a) Anschluß verbunden und zum Durchlaß zweier orthogonal zueinander polarisierter Signale ausgebildet sind, derart, daß die zweite übertragungsvorrichtung (18,19) die relative räumlich-geometrische Phasenlage der übetragenen Signale beinflußt bzw«, einstellt»

Polarisator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Übertragungsvorrichtung (18,19) einen ersten Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (18c) und -einen hiermit axial ausgerichteten zweiten Rund- bzw„ Zirkularwellenleiterabschnitt (19c) aufweist, derart, daß der erste Rundwellenleiterabschnitt (18c) an seinem einen oder ersten Ende mit dem einen ersten Ende des zweiten Rundwellenleiterabschnittes (19c) in Verbindung steht, daß der erste Rundwellenleiterabschnitt (18c) an seinem dem einen oder ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem siebten Anschluß (18a) entsprechenden ersten Rechtecköffnung und in seiner Wandung mit einer dem acnten Anschluß entsprechenden zweiten Rechtecköffnung versehen ist, daß der zweite Rundbzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (I9) an seinem dem ersten Stirnende gegenüberliegenden zweiten Stirnende miteiner dem zehnten Anschluß (19a) entsprechenden ersten Rechtecköffnung und in seiner Wandung mit einer dem elften Anschluß (19b) entsprechenden zweiten Rechtecköffnung verseen ist, daß der siebte Anschluß (18a) und der zehnte Anschluß (19a) gegeneinander um die Mittelachse der beiden Rund- bzw„ Zirkularwellenleiterabschnitte (180,19c) verdreht bzw» versetzt sind und der achte Anschluß (18b) und der elfte Anschluß (19k) gegeneinander in Umfangsrichtung um die Mittelachse als Drehachse gegeneinander versetzt sind, derart, daß Signale bei Übertragung durch die zweite Übertragungsvorrichtung (18,19) relativ gegeneinander im Sinne einer räumlichen Relativdrehung polarisiert sind«

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12) Polarisator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Übertragungsvorrichtung zwei Orthomodalverbindungen bzw. -Verzweigungen (18,19) aufweist und eine räumlich geometrische Phasendrehung von 90° zwischen zwei Komponenten eines durch die zweite Übertragungsvorrichtung übertragenen Signals erzeugt.

13) Polarisator nach einem oder mehreren der Ansprüche 9-12, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationseinstellvorrichtung eine zeitliche Phasenverschiebung von 90⁰ zwischen entlang dem ersten bzw. entlang dem zweiten Kompensationswellenleiter (13,15,YJ; 14,16,18') übertragenen Signalen erzeugt, wobei der Betrag der in den beiden Kompensationwellenleitern auftretenden Phasenverschiebung in Abhängigkeit von dem Betrag des ersten Frequenzbandes veränderlich ist.

14) Polarisator nach Anspruch Ij5, dadurch gekennzeichn e t, daß der zweite Kompensationswellenleiter (14,16,18') einen Mittelabschnitt (16) mit größerer Breitendimension als die Endabschnitte dieses zweiten Kompensationswellenleiters aufweist und daß der erste Kompensationswellenleiter (13,15,17) einen Mittelabschnitt (I5) von kleinerer Breitenabmessung als die Endabschnitte dieses ersten Kompensat!ons-Wellenleiters aufweist, derart, daß die beiden Kompensation wellenleiter. auf Grund ihrer sich ändernden Breiten die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der in den beiden Kompensation -

.übertragenen Signale
wellenleitern/und damit die relative Phasenlage zwischen den Signalen ändern.

15) Riarlsator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Breitenänderungen in diskreten Stufen ausgeführt sind.

16) Polarisator nach einem oder mehreren der Ansprüche 10 bis I5,

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gekennzeichnet durch

- eine elektromagnetische Wellenleitervorrichtung

mit einem zwölften, dreizehnten, vierzehnten (21a) und fünfzehnten (21b) Anschluß in solcher Ausbildung, daß der zwölfte Anschluß (von 11a her) das erwähnte erste und zweite Signal des ersten Frequenzbandes sowie zueinander orthogonal polarisierte dritte und vierte Signale in einem zweiten Frequenzband durchläßt, daß der dreizehnte Anschluß das erste und zweite Signal durchläßt, das dritte und vierte Signal hingegen sperrt bzw. blockiert, daß der vierzehnte Anschluß (21a) das dritte Signal durchläßt, hingegen das erste, zweite und vierte Signal blockiert bzw. sperrt und daß der fünfzehnte Anschluß (21b) das vierte Signal durchläßt, hingegen das erste, zweite und dritte Signal sperrt bzw. tüockiert, wobei der dreizehnte Anschluß in Verbindung mit dem ersten Anschluß (12, Fig. 1) steht,

- eine dritte Übertragervorrichtung (26,27,Fig.2) mit einem sechzehnten (26a), einem siebzehnten-(26b), einem achtzehnten und einem neunzehnten Anschluß in solcher Ausbildung, daß der sechzehnte (26a) und siebzehnte (26b) Anschluß Signale der zweiten Frequenz durchlassen und der achzehnte und neunzehnte Anschluß jeweils eines von zwei relativ zueinander orthogonal polarisierten Signalen der zweiten Frequenz durchlassen,

- sowie durch eine zweite Polarisationseinstellvorrichtung, welche einen zwischen dem vierzehnten (21a) und dem sechzehnten (26a) angeschlossenen dritten !Compensationswellenleiter (22) und einen zwischen dem fünfzehnten (21b) und dem siebzehnten (26b) Anschluß angeschlossenen vierten Kompensationswellenleiter (2^) aufweist, wobei die Breite

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und Länge des dritten (22) und des vierten (23) Kompensationswellenleiters geeignet so gewählt sind, daß der jeweilige Polarisationszusland von über die betreffenden Kompensationswellenleiter übertragenen Signalen mit einem relativ hohen Isolations- bzw. Trenngrad zwischen den Polarisationszustanden über ein verhältnismäßig breites Frequenzband durch Änderung der relativen zeitlichen Phasenlage zwischn den beiden Signalen gewählt ist, derart, daß beim Empfang des dritten und des vierten Signals zwei zueinander orthogonal polarisierte Signale des zweiten Frequenzbandes erzeugt werden.

17) Polarisator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß

- die dritte Übertragungsvorrichtung einen dritten Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (27) sowie einen mit diesem axial ausgerichteten Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (26) aufweist, wobei der dritte Rundwellenleiterabschnitt (27) an seinem einen oder ersten stirnseitigen Ende mit dem einen oder ersten stirnseitige Ende des vierten Rundleiterabschnitts (26) in Verbindung steht,

- daß der dritte Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (27) an seinem dem ersten gegenüberliegenden anderen oder zweiten stirnseitigen Ende mit einer dem neunzehnten Anschluß entsprechenden ersten Rechtecköffnung und in seiner Wandung mit einer dem achtzehnten Anschluß entsprechenden zweiten Rechtecköffnung versehen ist,

- daß der vierte Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (26) an seinem, dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten stirnseitigen Ende geschlossen ist und in seiner Wandung zwei in Umfangsabstand voneinander angeordnete, dem sechzehnten Anschluß (26a) und dem siebzehnten Anschluß (26b)

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entsprechende Rechtecköffnungen aufweist,

- und daß der siebzehnte Anschluß (26b) und der sechzehnte Anschluß (26a) gegenüber dem in der Wandung des dritten Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitts (27) angeordneten achzehnten Anschluß in Umfangsrichtung um die Mittelachse der beiden Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitte (26,27) als Dreachse versetzt sind, derart* daß durch den dritten Übertrager übertragene Signale gegeneinander durch eine räumlich-geometrische Relativdrehung polarisiert sind.

18) Polarisator nach Anspruch 17* dadurch g e k e η η zeichnet, daß der dritte Rund= bzw» Zirkularwellenleiterabschnitt (27) eine Orthomodalverbindung bzw.-Verzweigung aufweist und daß der vierte Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (26) eine Drehkreuz-Orthomodalverbindung bzw. -Verzweigung aufweist und zwischen zwei Komponenten eines über die dritte Übertragungsvorrichtung übertragenen Signals eine räumlich-geometrische Phasendrehung um 90° hervorruft.

19) Polarisator nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennz eichnet_s daß die zweite Polarisationseinstellvorrichtung einen fünften !Compensations-"wellenleiter (24) und einen sechsten ^ompensationswellenleiter (25) aufweist, daß die elektromagnetische Wellenleitungs- bzw. Kopplungsvorrichtung (21) in ihren Wandungen zwei weitere Rechteckanschlüsse (21c,2Id) gegenüber dem vierzehnten und fünfzehnten Anschluß (21a bzw. 21b) aufweist, daß der vierte Rund- bzw. Zirkularwellenleiterabschnitt (26) der dritten Übertragervorrichtung zwei weitere Rechteckanschlüsse (26c,26d) gegenüber dem sechzehnten und dem siebzehnten Anschluß (26a, bzw. 26b) aufweist, und daß die erwähnten zusätzlichen Rechteckanschlüsse (21c und 2ld bzw. 26c,26d) paarweise durch den fünften (24) und den sechsten (25) Kompensationswellenleiter miteinander verbunden sind.

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-Jx6 -

)Polarisator nach Anspruch I9, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Kompensationsvorrichtung (22) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten verringertem Durchmesser und die vierte Kompensationsvorrichtung .(23) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten vergrößertem Durchmesser aufweisen, und daß die diametral gegenüberliegenden fünften und sechsten Kompensationsvorrichtungen (24,25) Mittelabschnitte mit jeweils entsprechender Breite besitzen, derart, daß einander gegenüberfliegende Kompensationsvorrichtungen (22,24 bzw. 23,25] gleichartige Phasenverschiebungen der in ihnen übertragenen Signale bewirken.

21) Verfahren zur Änderung der Polarisation eines linearpolarisierten Mikrowellen-Eingangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß man das linearpolarisierte Mikrowellen-Eingangssignal längs zwei zueinander parallelen Übertragungswagen unterschiedlicher Ausbreitungs- bzw. Fortpflanzungslänge für das Signal leitet, daß man eine unterschiedliche Ausbreitungsgeschwindigkeit des Signals in dem einen Übertragungsweg gegenüber dem anderen Übertragungsweg erzeugt, und daß man die beiden Signale nach der Übertragung längs der beiden Übertragungswege rekombiniert, derart, daß eine vorgegebene gewünschte Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalen besteht und die Polarisation des linearpolarisierten Eingangssignals geändert ist.

22) Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß man die Ausbreitungsgeschwindigkeit durch eine Veränderung der Breite eines Rechteckwellenleiters längs dem Fortpflanzungs- bzw. Übertragungsweg verändert.

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23) Verfahren nach Anspruch 21 bzw. 22, dadurch g e k e η η -

man ..

zeichnet, daß/die unterschiedliche Ubertragungslänge und die unterschiedliche Ausbreitungsgeschwindigkeit in den beiden Übertragungswegen so wählt, daß eine Phasenverschiebung um 90° zwischen den beiden Signalen für zwei Frequenzen resultiert unter Erzeugung eines zirkulär polarisierten Mikrowellensignals.

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