DE3001632C2

DE3001632C2 -

Info

Publication number: DE3001632C2
Application number: DE3001632A
Authority: DE
Inventors: Luciano Mailand/Milano It Franzolini
Original assignee: SP EL Srl MAILAND/MILANO IT
Current assignee: SP EL Srl MAILAND/MILANO IT
Priority date: 1979-01-30
Filing date: 1980-01-17
Publication date: 1988-02-04
Also published as: FR2448243B1; GB2042841A; IT7919751A0; JPS55107311A; DE3001632A1; IT1110628B; GB2042841B; CH639226A5; NL8000560A; US4355342A; FR2448243A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für im Schaltbetrieb arbeitende Leistungstransistoren in Umformern.

Derartige Schutzschaltungen werden vorgesehen, um bei anormaler Betriebsweise des Leistungstransistors und ggf. andere Teile der Schaltung vor Zerstörung zu schützen. Üblicherweise liegt zwischen den Klemmen einer Versorgungsspannungsquelle eine Reihenschaltung aus einer Last und einem Leistungstransistor. Zum Steuern der Last wird der Basis des Leistungstransistors ein Steuersignal zugeführt, z. B. ein von einem Oszilla tor erzeugtes Rechteckimpulssignal.

Kommt es im Bereich der Last zu einem Kurzschluß, fließt in der Kollektor-Emitter-Strecke des Leistungstransistors bei hoher Kollektor-Emitter-Spannung ein starker Strom. Durch die hohe Leistungsaufnahme wird der Leistungs transistor zerstört.

Außer Schutzschaltungen speziell für Kurzschlüsse, gibt es Schaltungen, die Schäden aufgrund überhöhter Ein gangs-Steuerspannungen und/oder überhöhter Versorgungs spannungen vermeiden sollen.

Aus der DE-OS 24 03 102 ist eine Überlastschutz schaltung für eine Transistor-Schaltstufe entsprechend der eingangs genannten Art bekannt, bei der die Basis des Leistungstransistors über einen Widerstand vom Aus gang eines Operationsverstärkers angesteuert wird. Der Operationsverstärker empfängt an seinem nicht-invertieren den Eingang über einen Spannungsteiler eine Teilspannung der Steuer-Eingangsspannung. Dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist ebenfalls über einen Spannungsteiler eine Teilspannung der um die an der Last abfallende Spannung verminderten Versorgungs spannung zugeführt.

Im Normalfall, d. h., wenn die Versorgungsspannung ihren Nenn-Wert nicht übersteigt, ist die Eingangsspannung am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers größer als am invertierenden Eingang, mit der Folge, daß entsprechend den Amplituden der Eingangs-Steuer spannung der Leistungstransistor ausgesteuert wird. Er höht sich die Versorgungsspannung über einen gewissen Wert, schaltet der Operationsverstärker um und sperrt somit den Leistungstransistor. Wenn bei dieser Schaltung ein Kurzschluß an der Last auftritt, während der Leistungstransistor nicht geöffnet ist, ändert sich das Potential am nicht-invertierenden Eingang praktisch nicht. Wenn nun einige Eingangs-Steuerimpulse auftreten, wird - abhängig von deren Frequenz - der Transistor über lastet und demzufolge möglicherweise zerstört.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs genannten Art anzugeben, die es gestattet, den Leistungstransistor mit maximaler Leistung zu be treiben und dennoch verhindert, daß der Leistungstransistor durch einen Kurzschluß der Last zerstört wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Bevorzugte Ausgestaltungen der Er findung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Während durch die erfindungsgemäße Schutzschaltung ein umfassender Schutz des Leistungstransistors erreicht wird, ist dies bei der bekannten Schaltung nicht ge geben: aufgrund der oben diskutierten Verschaltung ist die bekannte Schutzschaltung als mitgekoppelte Treiber stufe ausgebildet. Kommt es zu einem Kurzschluß der Last, so arbeitet die mitgekoppelte Treiberstufe nicht. Der durch den Transistor fließende Kurzschlußstrom entspricht den dem Steueranschluß zugeführten Steuer impulsen.

Anders verhält es sich bei der erfindungsgemäßen Schutz schaltung:

Im normalen Betrieb hat der geschützte Leistungs transistor drei Phasen, nämlich:

1. eine nicht leitende Phase, in der die Kollektor- Emitter-Spannung Vce maximal und der im Transistor fließende Strom Ice Null ist;
2. eine Zwischenphase (Umschaltphase), in der die Spannung Vce abnimmt, während der Strom Ice zu nimmt und deren Dauer einige Mikrosekunden beträgt;
3. eine leitende Phase, in der die Spannung Vce minimal und der Strom Ice maximal ist.

In der leitenden Phase wird gemäß der Erfindung der Ver lauf der Kollektor-Emitter-Spannung Vce erfaßt und ihr Niveau mit dem Steuersignal V ₁ der Basis des Transistors verglichen, so daß sich die folgenden Fälle ergeben:

1. Im Sperrzustand des Transistors (V ₁ = 0) sind die Spannungen Vce und V ₂ positiv, während alle anderen gegen Null streben;
2. im leitenden Zustand ist nur die Steuerspannung V ₁ der Basis des Transistors positiv, während die anderen gegen Null streben;
3. im leitenden Zustand und bei Auftreten eines Kurz schlusses ist V ₁ positiv und überschreitet Vce, den Schwellenwert des Triggers, V ₂ wird positiv, und es werden daher die aufeinanderfolgenden Spannungen V ₃, V ₄, V ₅ positiv, so daß die Spannung V ₅ den Oszillator sperrt und den Transistor abschaltet, so daß dessen Zerstörung vermieden wird. Die verwendeten Transistoren können PNP- oder auch NPN-Transistoren, und die angewandte Logik kann positiv oder negativ sein.

Für bestimmte Schaltungen kann zum Schutz des Transistors statt einer Unterbrechung des Basisstroms der Transistor direkt kurzgeschlossen werden, wozu in Reihe zu dem Transistor eine schnelle Sicherung und parallel zu ihm eine gesteuerte Diode oder dergleichen geschaltet wird. Bei einem anormalen Verhalten steuert das Ausgangssignal des Speichers, wenn es positiv ist, die Dioden durch, deren Durchlaßstrom die Sicherung unterbricht, so daß der Transistor aus dem Leistungskreis genommen ist. Bei einer Transistorschaltung mit mehreren Transistoren, z. B. einer Brückenschaltung, ist nur eine Sicherung in Reihe zu der Schaltung und parallel dazu eine einzige Diode vorgesehen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 4 für eine Schutzschaltung mit einem PNP-Transistor und positiver Logik beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schaltung;

Fig. 2 ein Diagramm, aus dem der Verlauf von Spannungen an verschiedenen Stellen der Schaltung bei normalem Betrieb und bei Kurzschluß hervorgeht;

Fig. 3 eine Abwandlung der Schaltung in Fig. 1 mit einer in Reihe geschalteten Sicherung und einer parallelgeschalteten Diode, und

Fig. 4 eine Transistorbrückenschaltung mit nur einer Sicherung in Reihe und nur einer parallelgeschalteten Diode.

Wie Fig. 1 zeigt, ist der Umformerkreis zwischen den beiden Netzleitungen 1, 2 angeordnet und weist einen äußeren Verbraucher wie einen Gleich- oder Wechselstrom motor M auf, der von dem Umformer gespeist wird und eine äußere Impedanz 3 hat. Zwischen dem Abgriff 4 und der Leitung 1 ist gestrichelt eine Verbindung mit einem Unterbrecher 5 gezeigt, um einen möglichen Kurzschluß zu veranschaulichen.

In Reihe zu dem äußeren Verbraucher ist ein Leistungs transistor A mit Kollektor c, Emitter e und Basis b an geordnet, der von einem Steuersignal V ₁ an seiner Basis b gesteuert wird. Am Anschluß 6 ist parallel zum Transistor A ein Spannungs-Schwellenwertglied B (Trigger) angeordnet, das die Spannung Vce zwischen dem Kollektor und dem Emitter empfängt, und, wenn die Spannung einen bestimmten Wert überschreitet, am Ausgang ein positives Signal V ₂ abgibt. Dem Trigger B ist ein UND-Glied C nachgeschaltet, dem das auch der Basis b des Transistors zugeleitete Steuer signal V ₁ und das Ausgangssignal V ₂ des Schwellenwert glieds zugeführt wird. Wenn beide Signale positiv sind, wird ein positives Signal V ₃ abgegeben. In Reihe dazu ist ein Verzögerungsglied D geschaltet, das das Signal V ₃ aufnimmt, Fehlersignale kurzer Dauer, z. B. durch Umschaltung des Transistors A hervorgerufen, unter drückt, und wenn die Dauer dieser Signale größer als die Nennverzögerung des Verzögerungsglieds D ist, diese Signale nicht unterdrückt und statt dessen ein positives Signal V ₄ abgibt. Dieses Signal gelangt in einen Speicher E, dessen Ausgangssignal V ₅ normaler weise niedrig (oder auch Null) ist, jedoch bei Vor handensein eines positiven Signals V ₄ zu einem nur positiven Signal V ₅ wird.

In Reihe zu dem Speicher E ist ein Oszillator F ge schaltet, dessen Ausgang dazu dient, den Leistungs transistor A mittels des Signals V ₁ an dessen Basis b zu steuern. Der Oszillator F wird gesperrt, wenn das Signal V ₅ des Speichers E positiv ist.

Es wird nun die Arbeitsweise der Schaltung anhand der Fig. 2 erläutert. Bei normaler Arbeitsweise kann sich der Transistor A im gesperrten Zwischenzustand oder im leitenden Zustand befinden. Im ersten Fall ist die Span nung V ₁ Null, die Spannungen Vce und V ₂ positiv, die Spannungen V ₃, V ₄ und V ₅ jedoch Null, wie der erste, mit "OFF" bezeichnete Teil des Diagramms, ausgehend von links, zeigt. In der Zwischenphase "INT", in der Vce irgendeinen Wert annehmen kann und die eine Übergangsphase kurzer Dauer ist und vernachlässigt wird, auch aufgrund der Tatsache, daß das Verzögerungsglied D vorgesehen ist, werden die Auswirkungen in Form kurzer Signale V ₃ mit einer unter der Nenndauer liegenden Dauer beseitigt. Während der normalen Funktion des Transistors A im lei tenden Zustand (Diagrammteil "ON"), ist die Spannung V ₁ an der Basis des Transistors A positiv, die Kollektor- Emitter-Spannung Vce minimal und liegt auf jeden Fall unter der Schwellenspannung VS des Schwellenwertglieds B, so daß dessen Ausgangsspannung V ₂ Null ist und damit die Spannungen V ₃, V ₄ und V ₅ ebenfalls Null sind und der Um former normal arbeitet. Wie Fig. 2d zeigt, gibt das UND- Glied während der Umschaltzeit ein positives Signal V ₃ kurzer Dauer ab, das jedoch vom Speicher E nicht aufge nommen wird, da das Verzögerungsglied D nur längere Signale berücksichtigt, d. h. solche, die größer als die Über gangszeit zwischen dem gesperrten und dem leitenden Zu stand des Transistors sind.

Im Kurzschlußzustand, der in Fig. 2 mit einer gestrichel ten Querlinie und dem Kurzschlußunterbrecher 5 gezeigt ist, steigt, wo auch immer der Kurzschluß auftritt, jedoch insbesondere im ungünstigeren Fall, wenn der Transistor A im leitenden Zustand ist, die Spannung Vce schnell an, wie der Kurventeil 6 (Fig. 2d) angibt, da der Strom den Spannungspegel zwischen Kollektor und Emitter stark er höht hat. Diese Erhöhung überwindet den Pegel VS des Triggers, der am Ausgang ein positives Signal V ₂ er zeugt. Da die Spannungen V ₁ und V ₂ nun gleichzeitig po sitiv sind, wird am Ausgang ein positives Signal V ₃ erzeugt, das die Verzögerungszeit des Verzögerungs glieds D überwindet und an dessen Ausgang ein positives Signal V ₄ erzeugt, das den Speicher E auslöst und während der kurzen Zeit dt die Sperrung des Oszillators und damit des Transistors bewirkt.

Bei der Ausführungsform der Fig. 3 ist in Reihe zum Transistor A eine sehr schnelle Sicherung H geschaltet, während parallel zum Transistor zwischen den Kollektor c und den Emitter e eine gesteuerte Diode G geschaltet ist. Im anormalen Fall zündet das Signal V ₅, das vom Speicher E ausgegeben wird, die Diode G, die wiederum einen Kurzschluß bewirkt und die Sicherung H zum Schmelzen bringt, so daß der Kreis unterbrochen und der Transistor geschützt wird.

Fig. 4 zeigt eine Einrichtung mit z. B. in Brückenschal tung angeordneten Transistoren A 1 bis A 4, die jeweils in einer Zelle angeordnet sind, von denen jede in Form eines gestrichelten Rechtecks gezeigt ist. Jede Zelle weist die Grundschaltung der Fig. 1 auf, mit der Ausnahme, daß jeder Ausgang V ₅ statt zum Oszillator F zurückführt, wie anhand der Fig. 1 beschrieben ist, mit der Steuerelektrode einer Diode G verbunden ist. Die Zellen sind mit den Netzleitungen 1, 2 mittels einer in Reihe geschalteten schnellen Sicherung H verbunden. Bei irgendeinem anormalen Zustand gibt wenigstens einer der Ausgänge V ₅ ein positi ves Signal ab, das die Diode G durchsteuert, die wiederum die Netzleitungen kurzschließt, so daß die Sicherung H schmilzt und den Kreis unterbricht.

Claims

1. Schutzschaltung für im Schaltbetrieb arbeitende Leistungstransistoren in Umformern,

- deren Schaltbetrieb unwirksam wird, wenn ihre Kollektor- Emitterspannung einen vorgegebenen Wert überschreitet,
- wobei dieses Unwirksamwerden während des Übergangs vom Sperr- in den Leitzustand nicht eintritt,

dadurch gekennzeichnet, daß

- bei jedem Leistungstransistor (A) die Kollektor-Emitter spannung (Vce) einem Schwellenwertglied (B) zugeführt wird,
- dessen Ausgang an einem UND-Gatter (C) liegt, dem gleich zeitig die Steuerspannung (V ₁) des Leistungstransistors (A) zugeleitet wird,
- wobei der Ausgang des UND-Gatters (C) zu einem Ver zögerungsglied (D) geführt ist,
- dem ein Speicher (E) nachgeschaltet ist, dessen Ausgangs signal dazu verwendet wird, den Leistungstransistor (A) kurzzuschließen oder einen dessen Steuerspannung (V ₁) erzeugenden Oszillator (F) abzuschalten.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ver zögerungsglied (D) so ausgebildet ist, daß es nur Signale durchläßt, deren Dauer größer als die Über gangszeit zwischen Leit- und Sperrzustand des Leistungstransistors (A) ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem Leistungstransistor (A) in Reihe eine schnelle Siche rung (H) geschaltet und parallel eine gesteuerte Diode (G) geschaltet ist, deren Steuerelektrode das Aus gangssignal des Speichers (E) zugeführt wird, damit bei einem positiven Signal die Diode (G) den Leistungs transistor (A) kurzschließt.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 für mehrere zu schützende, jeweils mindestens einen Leistungs transistor aufweisende, z. B. in Brückenschaltung ange ordnete Einrichtungen, dadurch gekennzeichnet, daß jede Ein richtung eine derartige Schutzschaltung aufweist, die mittels einer schnellen Sicherung (H) mit dem Stromnetz verbunden sind, und daß der Ausgang jedes Speichers mit der Steuerelektrode einer gemeinsamen gesteuerten Diode (G) verbunden ist, die parallel zu der Gesamtanord nung der Schutzschaltungen geschaltet ist, so daß beim Leiten der gesteuerten Diode (G) die Sicherung (H) schmilzt.