DE3046266A1

DE3046266A1 - Hochspannungs-hochstrom-festkoerper-schaltanordnung und verfahren zum beschraenken einer ersten schaltvorrichtung

Info

Publication number: DE3046266A1
Application number: DE19803046266
Authority: DE
Inventors: Richard H. Bedford Mass. Baker
Original assignee: Reliance Electric Co
Current assignee: Reliance Electric Co
Priority date: 1979-12-10
Filing date: 1980-12-09
Publication date: 1981-08-27
Also published as: FR2471702A1; US4366522A

Description

PATE NTANWALT-DR. HERMANN O: T H . 3 I~E H:L ..DlfiQM PHYSIKER D-8000 MÜNCHEN 19- FLOGGENSTRASSE 17 · T E L E F O N: 0 8 9/1 7 70

R 1622-D

9. Dezember 198o

RELIANCE ELECTRIC COMPANY,
FLORHAM PARK, N.J. 07932 / USA

Hochspannungs-Hochstram-Festkörper-Schaltanordnung

und Verfahren
zum Beschränken einer ersten Schaltvorrichtung

130G35/OS59

Postscheckkonto München Nr. 948 54-807 Reuechelbank München (BLZ 70030300) Konto Nr. 423.11343 Telex 5215145 Zeus Telegrammadresse/Cable Adross: Zeuspatent

PATENTANWALT-DR. HERMANN O.TH; .0:1 EH^ D I PLüMPH YS I KE R D-8000 MÖNCHEN 19 - FLOGGENSTRASSE 17 - "f Ε"!. E F 6 N : 0 8 9 / 1 7 7 0 6

R 1622-D 9. Dezember 198o

RELIANCE ELECTRIC COMPANY, FLORHAM PARK, N.J. 07932 / USA

Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung

und Verfahren zum Beschränken einer ersten Schaltvorrichtung

Die Erfindung betrifft eine Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 13 sowie ein Verfahren zum Beschränken einer ersten Schaltvorrichtung mit einer zweiten Schaltvorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 15 bzw. allgemein Festkörpervorrichtungen und Schaltungen zum Schalten von Strömen grosser Stromstärke bei hohen Spannungspegeln und insbesondere aktive Beschränkungsvorrichtungen und -schaltungen zum Beschränken von Leistungshalbleiterschaltern.

Im allgemeinen benötigen alle Leistungshalbleiter hoher Leistungsfähigkeit eine Beschränkung, wenn sie zum Schalten von Leistungen relativ hoher Pegel verwendet werden. Um beispielsweise einen gesteuerten Silicium-

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Postscheckkonto München Nr. 9AB 54-β07 Reuichelbank München (BLZ 700 303 00) Konto Nr. «3.113« Telex 5215H5 Zeus Telagrammadresse/Cable Adreta: Zeuspatent

-/f3-

Gleichrichterschalter (SCR) auszuschalten, muss der durch diesen fliessende Strom für eine gegebene Zeitdauer auf Null verringert werden, die gewöhnlich als Kommutierungszeit bezeichnet wird. Auch während der Ein- oder Ausschaltzeiten eines gesteuerten Silicium-Gleichrichterschalters müssen die Änderung in der Spannung bezüglich der Zeit (dv/dt) an dessen Hauptstromstrecke und die Änderung des durch diese HauptStromstrecke fliessenden Stroms bezüglich der Zeit (di/dt) auf gegebene Höchstwerte begrenzt werden. Ähnlich müssen für Vollsteuergatt- (GTO-) Vorrichtungen die Grossen dv/dt und di/dt gesteuert werden, um eine übermässige Verlustleistung zu vermeiden. Ein anderes Beispiel besteht in Bipolar-Trans istorschaltern, die innerhalb eines vorgeschriebenen sicheren Betriebsbereichs (SOA) durch Zuschneiden der Lastleitung betrieben werden müssen.

Bei der Anwendung auf Bipolartransistoren - beispielsweise zum Schalten grosser Ströme bei hohen Spannungs- · pegeln - muss die Spitzenverlustleistung der Transistoren während ihrer Ein- und Ausschaltzeiten begrenzt werden, dh. der Bipolar-Transistor muss "elektrisch beschränkt" werden. Eine derartige BeschrHnkungsschaltung ist insbesondere vorgesehen, um die Geschwindigkeit des Kollektorstromanstiegs durch einen Leistungstransistor während des Einschaltzyklus bis zu einer Zeit zu begrenzen, in der die Spannung an der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors auf einen Pegel absinkt, der dort einen Stromfluss hoher Grosse erlaubt, ohne eine übermässige Verlustleistung im Transistor zu verursachen. In ähnlicher Weise begrenzt während des Ausschaltens eines Ströme grosser Stromstärke leitenden Leistungstransistors eine Beschrankungsschaltung die Geschwindigkeit des Spannungsanstiegs an der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors

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während dessen Abschaltzyklus, wodurch der Pegel der Spannung mit einer Geschwindigkeit zunehmen kann, die relativ zur Abnahme in der Grosse des dort bei Ausschalten des Transistors hindurchfliessenden Stromes ist, wenn der Transistor ausschaltet, um zu gewährleisten, dass die Spitzenverlustleistung nicht die Design- oder Aufbaugrenzen des Transistors überschreitet. Es ist üblich, passive elektrische Beschränkungsvorrichtungen vorzusehen, um die Spitzenverlustleistung in den Bipolar-Transistoren und anderen Festkörper-Schaltern während der Ein- und Ausschaltzeiten zu begrenzen, damit eine Beschädigung oder Zerstörung des Transistors verhindert wird. Eine Induktivität oder Spule liegt gewöhnlich in Reihe zur Kollektorstrecke eines Bipolar-Schalttransistors, um die Geschwindigkeit einer Stromsteigerung während der Einschaltzeit des Transistors zu erhöhen. Auch ist es üblich, einen Kondensator an den Kollektor- und Emitterelektroden des Transistors anzuschliessen, wobei der Kondensator die Geschwindigkeit der SpannungsSteigerung an den Kollektor- und Emitterelektroden während der Ausschaltzeit des Transistors begrenzt. In Hochleistungs-Schal tanwendungen schützen beispielsweise derartige passive Beschränkungsvorrichtungen den Schalttransistor, wobei jedoch Beschränker nicht Schaltverluste insoweit ausschliessen, als diese Verluste im wesentlichen vom Transistor zur Beschränkungsvorrichtung übertragen werden. Auch liegen solche Beschränkungskomponenten im allgemeinen in diskreter Form vor, was einen beträchtlichen Anteil des begrenzten Raumes auf einer Leiterplatte erfordert und den Aufwand bei der Herstellung steigert, wobei eine sinkende Zuverlässigkeit einhergeht, die auf der Anzahl der für ein zuverlässiges Beschränken erforderlichen Komponenten beruht.

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- /15-

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung sowie ein Verfahren zum Beschränken einer ersten Schaltvorrichtung anzugeben, mit denen die oben aufgezeigten Probleme vermieden werden.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 13 und bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 15 erfindungsgemäss durch die Merkmale von dessen jeweiligem kennzeichnenden Teil gelöst.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist also vorgesehen, dass eine erste Halbleiter-Schaltvorrichtung, die als eine Primärausgangsvorrichtung mit einer relativ hohen Nennverlustleistung während ihrer Einschaltzeit dient, jedoch eine kleine Nenn-Spitzenverlustleistung zum Schalten von Hochströmen bei hohen Spannungspegeln hat, wirksam während ihrer Ein- und AusschaIt- zeiten beschränkt werden kann, indem die Hauptstromstrecke einer zweiten Halbleiter-Schaltvorrichtung an die Hauptstromstrecke der ersten Halbleiter-Schaltvorrichtung gelegt wird; der zweite Transistor hat eine wesentlich höhere Nenn-Spitzenverlustleistung als die erste Halbleiter-Schaltvorrichtung, jedoch eine relativ höhere Verlustleistung während seiner Leitungsperiode, wodurch die zweite Halbleiter-Schaltvorrichtung vor dem Ein- oder Ausschalten der ersten Halbleiter-Schaltvorrichtung eingeschaltet wird, um zu gewährleisten, dass die Spannung an der Hauptstromstrecke der ersten Halbleiter-Schaltvorrichtung im wesentlichen unter den Pegel der Betriebsspannung, dh. die Spannung an der Hauptstromstrecke der zweiten Halbleiter-Schaltvorrichtung während deren Leitens, verringert ist, um dadurch im wesentlichen die Spitzenverlustleistung der

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ersten Halbleiter-Schaltvorrichtung während deren Ein- und Ausschaltzeiten herabzusetzen, wodurch die erste und die zweite Halbleiter-Schaltvorrichtung tatsächlich einander ergänzen und in zahlreichen Anwendungen auf dem gleichen Substrat herstellbar ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein schematisches Schaltbild einer transistorisierten Schaltanordnung einschliesslich einer typischen passiven Beschränkungsschaltung herkömmlicher Art;

Fig.2 den typischen Verlauf von Steuer- und Ausgangs-Signalen, die der Schaltung der Fig.1 zugeordnet

sind;

Fig.3 ein schematisches Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig.4 typische, idealisierte Signale, die dem Betrieb der Schaltung der Fig.3 zugeordnet sind;

Fig.5 ein schematisches Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung; Fig.6 den typischen Verlauf von Steuersignalen zum

Betrieb der Anordnung der Fig.5; Fig.7 ein schematisches Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung; Fig.8 den Verlauf von typischen Steuersignalen zum

Betrieb der Schaltung der Fig.7;

Fig.9, 1o und 12 schematische Schaltbilder eines vierten bzw. fünften bzw. sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung;
Fig.11 eine Kurvenschar, die Rücksperrtendenzen (latch-

back) von Bipolar-Transistoren zeigt; und Fig.13 ein schematisches Schaltbild mit einer Anwendung des sechsten Ausführungsbeispiels der Er

findung.

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In Fig.1 ist ein Schalttransistor 1 durch eine Beschränkungsschaltung herkömmlicher Art einschliesslich einer Induktivität oder Spule 3, einer Diode 5, eines Leistungsaufnahmewiderstands 7, eines Kondensators 9, einer weiteren Diode 11 und eines weiteren Strombegrenzungswiderstandes 13 geschützt. Grundsätzlich begrenzt die Spule 3 die Anstiegsgeschwindigkeit der Grosse des Kollektor- oder Laststroms I_ während der Einschaltzeit des Transistors-1, und der Kondensator 9 begrenzt die Geschwindigkeit der Spannungssteigerung an der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors 1 während der Abschaltzeit des Transistors 1, wie dies oben erläutert wurde. Die Diode 5 und der Widerstand 7 bilden eine Stromleitungsstrecke zur Abfuhr der in der Spule gespeicherten Energie nach der Ausschaltzeit des Transistors 1. Die Diode 11 liefert eine Gleichstromstrecke geringer Impedanz zum raschen Laden des Kondensators 9 während der Ausschaltzeit des Transistors 1, und der Widerstand 13 steuert die Entladezeitkonstante für den Kondensator 9 während des Einschaltens des Transistors

Zur Vereinfachung sei angenommen, dass der NPN-Leistungstransistor 1 für einen höchsten Kollektorstrom I von

1oo A und für eine höchste Kollektor-Emitter-Spannung (^Vce^ ^{von 5o}° ^V ausgelegt ist, wobei die Anstiegs- und Abfallzeiten für den Kollektorstrom ca. 2/is betragen. Demgemäss kann gezeigt werden, dass für ein wirksames Beschränken der bevorzugte Wert der Spule 3 ca. 1o^uH und der typische Wert für den Kondensator 9 ca. 0,6^F betragen. Wenn mit diesen Werten für die Spule 3 und den Kondensator 9 die Schaltung der Fig.1 bei einer Schaltfrequenz von 1.ooo Hz betrieben wird, dann kann die Verlustleistung P(R₁₃) im Beschränkungswiderstand 13 aus der folgenden Gleichung (1) ermittelt werden: 35

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- 48-

^P(R13^{) = 1/2 CE;2f (1)}

rait: C = Kapazität iniuF,

E = Pegel der Betriebsspannung in V und ■· f = Freqnenz in Hz.

Wenn bei den angenommenen Werten die Betriebsspannung E einen Pegel von 5oo V am Betriebsspannungsanschluss 15 aufweist, dann kann für das gegebene Beispiel die mittlere Verlustleistung im Beschränkungswiderstand 13 etwa einen Wert von 75 W aufweisen. Die Verlustleistung P (R_) im Widerstand 7 kann aus der folgenden Gleichung (2) bestimmt werden:

P(R₇) = 1/2 LI²f (2)

mit: L = Induktivität der Spule 3 in H, I = Grosse des Laststromes I in A und

L·

f = Frequenz in Hz zum Schalten der Schaltanordnung der Fig.1.

Es sei angenommen, dass die Impedanz der Last 17 einen Laststrom I_T von 1oo A während der Einschaltzeit des Transistors 1 aus den angenommenen Werten und Gleichung

(2) verursacht, wobei die Verlustleistung im Widerstand 7 etwa 5o W beträgt. Demgemäss misst im gegebenen Beispiel die gesamte Verlustleistung der Beschränkungsanordnung der Fig.1 etwa 125 W. Tatsächlich überträgt das Beschränkungsnetzwerk der Fig.1 die Verlustleistung, die im Transistor 1 während des Einschaltens und Ausschaltens dieses Transistors auftritt, vom Transistor zu Beschränkungswiderständen 7 und 13. Das heisst, die Beschränkungsanordnung schliesst keine Schaltverluste aus, sondern überträgt lediglich den Verlust von der Schaltvorrichtung zur Beschränkungsschaltung, die in diesem Beispiel insbesondere

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die Widerstände 7 und 13 aufweist, wobei der Gesamtverlust der Schaltanordnung unverändert zurückgelassen wird.

Typische Signale, die dem Betrieb der herkömmlichen Schaltanordnung der Fig.1 zugeordnet sind, werden in Fig.2 gezeigt. Ein Steuersignal 23 liegt an einem Eingangsanschluss oder Steueranschluss 19 der Fig.1 zu einer Zeit t_ für eine Durchlass-Vorspannung des Basis-Emitter-Uberganges des Transistors 1 und für ein Einspeisen des Basisstromes, wie dies dargestellt ist.

Abhängig von dem zur Zeit t_ positiv werdenden Steuersignals 23 schaltet der Transistor 1 in einer Zeit T .

ein

von ca. 2/us ein. Ein Signal 25 zeigt die Spannung (V__) an den Kollektor- und Emitterelektroden des Transistors 1, und ein Signal 27 zeigt den Kollektorstrom (I ) des Transistors 1. Wie dargestellt ist, nimmt V__E exponentiell in Pegeln zu einem bestimmten Mindestwert ab, und I wächst exponentiell in der Grosse zu einem bestimmten Höchstwert während der Zeit T . des Transistors 1.

ein

In diesem Beispiel nimmt zur Zeit t. der Pegel des Steuersignals 23 plötzlich auf etwa Null V ab, wodurch der Transistor 1 in einer Zeitdauer T ausschaltet,

el vXS

die insbesondere etwas grosser als dessen Zeit T .

ist. Wie dargestellt ist, wächst gerade nach der Zeit t..

die Spannung V_,_ exponentiell auf einen gewissen HÖchstpegel, in diesem Fall 5oo V, während die Abnahme in der Grosse des Stromes I für eine als Speicherzeit t bekannte Zeitdauer verzögert wird, und dann beginnt sie, exponentiell in der Grosse auf einen bestimmten Mindestwert in einer als Abfallzeit t_f bekannten Zeitdauer zu sinken. Es sei in diesem Beispiel darauf hingewiesen, dass die Emitterelektrode des Transistors 1 auf einen Bezugspotentialpunkt - Masse in diesem Beispiel - über ihre Verbindung zu einem Bezugsanschluss 21 rückgeführt ist.

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In Fig.3 umfasst ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung einen Feldeffekttransistor 29 einer relativ hohen Spannung und einen Feldeffekttransistor 31 einer relativ niederen Spannung, die beide zum Steuern des · Betriebs des Transistors 1 vorgesehen sind und dessen Beschränken bewirken, wie dies weiter unten näher erläutert werden wird. Für die dargestellten Verbindungen sind die Drain-, Source- und Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren 29 und 31 durch die Buchstaben D bzw. S bzw. G bezeichnet. Zur Vereinfachung der Darstellung sei angenommen, dass die an einem Betriebsspannungsanschluss 15 liegende Betriebsspannung E einen Pegel von +5oo V besitzt, und dass die Impedanz der Last 17 etwa 5 Ohm beträgt. In den Signalen der Fig.4 liegt nach einer Zeit t₁ ein Steuersignal C₁ an einem Steueranschluss 33, und ein zweites Steuersignal C_ liegt an einem Steueranschluss 35, wobei der Pegel Null V bzw. +V Volt beträgt. Der Wert von +V ist insbesondere 1o Volt. Für dieses Beispiel sind die Feldeffekttransistören 29 und 31 abhängig von einem positiv werdenden Steuersignal (einem "Hoch"-Signal) eingeschaltet, und sie sind ausgeschaltet, wenn das Steuersignal "niedrig" ist oder einen Pegel von etwa Null V aufweist. Demgemäss ist vor dem Auftreten der Zeit t.. der Transistör 31 eingeschaltet, und der Transistor 29 ist ausgeschaltet. Weiterhin sei in diesem Baispiel angenommen, dass die Transistoren 29 und 31 eine Impedanz zwischen ihren Drain- und Source-Elektroden von wenigstens einigen Megohm aufweisen, wenn jeder ausgeschaltet ist, und dass sie im eingeschalteten Zustand o,1 bzw. o,oo5 Ohm haben. Demgemäss wird der Bipolar-Transistor 1 in einem nichtleitenden Zustand vor der Zeit t₁ durch die Stromleitungsstrecke geringer Impedanz des Feldeffekttransistors 31 gehalten, der zwischen der 35

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■i/i-

Basiselektrode und der Emitterelektrode des Transistors 1 liegt. Das heisst, vor der Zeit t.. ist - relativ ausgedrückt - die Impedanz zwischen der Kollektorelektrode und der Basiselektrode des Transistors 1 eine Leerlaufschaltung, während die Impedanz zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode dieses Transistors 1 im wesentlichen eine Kurzschlusschaltung bildet. Zur Zeit t. nimmt das Steuersignal C. einen "hohen" Wert an, dh._f es geht zusammen mit dem "hoch" bleibenden Steuersignal C₂ in diesem Beispiel von Null nach +1o V. Diese Änderung im Pegel des Steuersignals C₁ verursacht, dass der Feldeffekttransistor 29 einschaltet, wodurch ein Laststrom I_T von etwa 98,ο Α vom Betriebsspannungsanschluss

Jj

15 durch die in Reihe verbundenen Hauptstromstrecken der Feldeffekttransistoren 29 und 31 nach Erde oder Masse flieset.

In diesem Beispiel sind die zusammengefassten Impedanzen der Feldeffekttransistoren 29 und 31, wenn diese eingeschaltet sind, etwa gleich der Einschalt-Impedanz des Transistors 29 alleine mit einem Wert von o,1 Ohm, da der Niederspannungs-Feldeffekttransistor 31 eine "Einschaltimpedanz" im niederen Milliohm-Bereich aufweist. Demgemäss fällt sehr kurz nach der Zeit t. der Pegel der Spannung V des Transistors 1, der gleich ist dem Pegel der Spannung an den Drain-Source-Stromstrecken der Feldeffekttransistoren 29 und 31 auf etwa +1o V ab, wie dies in Fig.4 durch das Spannungssignal V__E gezeigt ist. Auch liegt gerade nach der Zeit t.. die Grosse des Stroms ι vor, und der Strom I₁ sowie I_ hat eine Grosse von etwa 98 A. Der nach der Zeit t. als Ergebnis des gleichzeitigen Einschaltens der Feldeffekttransistoren 29 und 31 fliessende Laststrom I₁. bewirkt, dass der Verlust-

J-I

leistungspegel in den Hauptstromstrecken dieser Transistören (insbesondere im Transistor 29) in diesem Bei-

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' spiel etwa I.000 W beträgt. Zur Zeit t_ wird das Steuersignal C₂ niedrig, während das Steuersignal C₁ hoch bleibt, wodurch der Feldeffekttransistor 31 ausschaltet und der Feldeffekttransistor 29 eingeschaltet bleibt. Damit fliesst ein anfänglicher Basisstrom I_ einer Stromstärke von etwa 98 A nunmehr in die Basiselektrode des Transistors 1 über die Hauptstromleitungsstrecke des Transistors 29 und der Lastimpedanz 17, wodurch der Transistor 1 einschaltet. Es ist wichtig zu bemerken, dass zur Zeit des Einschaltens des Transistors 1 dieser wirksam beschränkt wird, da zur Zeit t die Spannung an dessen Kollektorelektrode nahe bei +Io V über die vorherige Stromleitung der Transistoren 29 und 31 ist. Der Transistor 1 schaltet nach der Zeit t„ rasch auf

^5 einen Pegel, der insbesondere gerade ausserhalb der Sättigung ist, wodurch die Spannung an der Kollektor- und der Emitterelektrode des Transistors 1 insbesondere + 1,5 V beträgt. Wenn der Transistor 1 so eingeschaltet wird, wobei angenommen wird, dass die Spannung an seiner Basis- und Emitterelektrode etwa 0,6 V mit einem statischen Wert von I_ von etwa 1o A beträgt, dann hat der Strom I_T einen Wert von etwa loo A, und der Kollektor-

L·

strom I_c weist etwa 9o A auf. Demgemäss beträgt kurz nach der Zeit t- die gesamte Verlustleistung für die Schaltanordnung etwa I60 W, wobei 1o W durch den Transistor 29, 60 W durch den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 1 mit einem Spannungsabfall von 0,6 V und 9o W in dessen Kollektor-Basis-Strecke verbraucht werden. Auch sei darauf hingewiesen, dass gerade nach der Zeit t_ die Grosse des Stroms I₂ von loo A auf im wesentlichen Null A abfällt, wenn der Feldeffekttransistor ausschaltet.

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Der Bipolar-Transistor 1 wird in der umgekehrten Weise zu seinem oben beschriebenen Einschalten ausgeschaltet. Beispielsweise nimmt zur Zeit t- das Steuersignal-C₀ einen hohen Wert an, wodurch der Feldeffekttransistor einschaltet, um den Strom weg von der Basis des Transistors 1 zu einem Bezugspotentialpunkt - in diesem Beispiel Erde - nebenzuschliessen. Da der Bipolar-Transistor 1 ausserhalb der Sättigung leitet, spricht er durch rasches Ausschalten gerade nach der Zeit t, an, wobei jedoch die Spannung an seiner Kollektorelektrode (seine Spannung V__) lediglich von etwa +1,5 V auf +1o V ansteigt, was auf dem gleichzeitigen Leiten der Feldeffekttransistoren 29 und 31 beruht, wie dies oben erläutert wurde. Demgemäss wird der Hochleistungstransistor 1 wirksam während des Ausschaltens in der gleichen Weise wie während des Einschaltens beschränkt. Der Ausschaltzyklus für den Bipolar-Transistor 1 wird zur Zeit t. abgeschlossen, wenn das Steuersignal C- niedrig wird, wodurch der Feldeffekttransistor 29 ausschaltet, wobei gleichzeitig der Feldeffekttransistor 31 in seinem eingeschalteten Zustand über das Beibehalten des Signals C„ auf einem hohen Pegel zurückgehalten wird. Es ist darauf hinzuweisen, dass Hochspannungs-Feldeffekttransistoren, wie beispielsweise der Transistor 29, gegenwärtig mit Nenn-Spitzenverlustleistungen verfügbar sind, die die Anforderungen der Schaltung der Fig.3 für die Werte der Spannung und die Grossen des angenommenen Stromes erfüllen (VMOS- und DMOS-Vorrichtungen zum Beispiel). Auch ist die Zeitdauer zwischen t. und t„ sowie t~ und t. insbesondere kurz und liegt zwischen 1 und 5 /as.

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-9k-

Die Vorteile eines dynamischen Beschränkens, die durch das oben beschriebene erste Ausführungsbeispiel der Erfindung geliefert werden, sind zahlreich einschliesslich eines verringerten Aufwandes und einer erhöhten Zuverlässigkeit, was auf dem Ausschluss der zahlreichen passiven Bauelemente beruht, die bei der herkömmlichen Beschränkungsschaltung erforderlich sind, sowie einschliesslich erhöhter Schaltgeschwindigkeiten und verringerter Schaltverluste, wie dies weiter unten näher erläutert werden wird. Mit den oben bei der Erläuterung des Betriebs der Schaltung der Fig.3 angenommenen Werten kann gez-eigt werden, dass bei einer Schaltgeschwindigkeit oder -rate von 1.ooo Hz der Schaltverlust für die Anordnung der Fig.3 kleiner als 1o W ist, was eine wesentliche Verbesserung gegenüber der herkömmlichen Beschränkungsanordnung der Fig.1 bedeutet, die einen Schaltverlust von etwa 125 W unter den gleichen Bedingungen aufweist.

In Fig.5 ist ein zweites und bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. Bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Niederspannungs-Feldeffekttransistor 31 des ersten Ausführungsbeispiels weggelassen, und vom Hochspannungs-Feldeffekttransistor 29 sind die Drain- und Source-Elektroden mit der Kollektor- bzw. Emitterelektrode des Bipolar-Transistors 1 verbunden. Die Basiselektrode des Transistors 1 ist an einen Steueranschluss 37 angeschlossen, und die Lastimpedanz 17 liegt zwischen dem Ausgangsanschluss 16 und einem Spannungsanschluss 15. Ein zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors 1 liegender Widerstand 39 gewährleistet, dass dieser Transistor ausschaltet, wenn eine Null-Vorspannung an den Anschlüssen 37 und 21 liegt, wobei ein bevorzugter Wert für diesen Widerstand 39 etwa 2 Ohm ist. Mit den Steuersignalen C und C. der Fig.6 wird die Schaltung der Fig.5 betrieben, indem ein Steuersignal C an den Steuer-

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anschluss 33 und ein Steuersignal C. an den Steueranschluss 37 gelegt werden. Vor der Zeit t₁ haben die Steuersignale C₃ und C₄ einen niederen Wert, wodurch der Bipolar-Transistor 1 und der Feldeffekttransistor 29 jeweils ausschalten oder nichtleitend werden. Zur Zeit t₁ nimmt das Steuersignal C- einen hohen Wert an, nämlich einen Pegel +V₁ in diesem Ausführungsbeispiel, wodurch der Feldeffekttransistor 29 einschaltet. Es sei wiederum angenommen, dass der Pegel der Betriebsspannung +E etwa 5oo V beträgt, dass die Lastimpedanz der Last 17 etwa 5 Ohm misst, und dass die Impedanz zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 29 im eingeschalteten Zustand etwa o,1 Ohm aufweist. Demgemäss wird ein Laststrom I₁. mit einer Stromstärke

J-I

von etwa 98 A durch die Stromstrecke einschliesslich der Last 17 und des Kanals zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 29 nach Erde geleitet, wenn der Transistor 29 einschaltet. Wenn der Transistor 29 so eingeschaltet ist, weist er einen Spannungsabfall zwischen seiner Drain- und Source-Elektrode von etwa 1o V auf, wobei dieser Spannungspegel direkt an der Kollektor- und der Emitterelektrode des Bipolar-Transistors 1 liegt. Zur Zeit t₂ nimmt der Pegel des Steuersignals C. einen hohen Wert gleichzeitig mit dem Pegel des Steuersignals C- an, das hoch bleibt, wodurch der Bipolar-Transistor 1 in etwa 2/as einschaltet. Wenn angenommen wird, dass der Transistor 1 in Sättigung durch das +V- Volt annehmende Steuersignal C. angesteuert wird, dann beträgt der typische Spannungsabfall zu dieser Zeit an dessen Kollektor- und Emitterelektroden etwa 1 V mit einem Widerstandswert dazwischen von etwa 1o mGhm. Demgemäss wird durch Einschalten des Transistors 29 vor dem Einschalten des Transistors 1 dieser Transistor 1 wirksam über den Spannungsabfall an den Drain- und Source-Elektroden des Transistors 29 beschränkt. Wenn in diesem Beispiel

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der Transistor 29 bei ausgeschaltetem Transistor 1 eingeschaltet wird, dann beträgt die Verlustleistung des Transistors 29 etwa 1.ooo W. Nach dem Auftreten der Zeit t„ misst bei eingeschalteten Transistoren 1 und 29 die Verlustleistung im Transistor 1 (einschliesslich von etwa 1o W der Basis-Ansteuerleistung) etwa 1oo W und im Transistor 29 etwa Io W, wenn ein Strom von etwa 9o A durch den Transistor 1 und ein Strom von etwa Io A durch den Transistor 29 fliessen, was auf den Verhältnissen von deren Impedanzen beruht (die Impedanz zwischen den Kollektor- und Emitter-Elektroden des Transistors 1 wird mit etwa 1o mOhm angenommen und die Impedanz zwischen den Drain- und Source-Elektroden des Transistors 29 mit etwa 1oo mOhm, wenn jedes Bauelement eingeschaltet ist). Demgemäss fällt nach dem Einschalten des Transistors 1 die Verlustleistung in der Schaltanordnung von 1.ooo W auf etwa 1oo W ab. In Fig.6 zeigt das beispielsweise Steuersignal, dass der Feldeffekttransistor 29 in einem eingeschalteten Zustand während der gesamten Zeitdauer gehalten wird, in der der Transistor 1 eingeschaltet ist. Zur Zeit t_ nimmt das Steuersignal C. einen niederen Wert an, wodurch der Bipolar-Transistor 1 ausgeschaltet wird, der wirksam durch die fortgesetzte Leitung des Feldeffekttransistors 29 beschränkt wird, der über ein nach der Zeit t einen hohen Wert zurückbehaltendes Steuersignal eingeschaltet gehalten wird. Auf diese Weise liefert der Transistor 29 ein Auschaltbeschränken für den Bipolar-Transistor 1. Der Ausschaltzyklus wird zur Zeit t. abgeschlossen, wenn das Steuersignal C- einen niederen Wert annimmt, was den Feldeffekttransistor 29 ausschaltet. Wenn der Transistor 29 während der vorherrschenden Zeitdauer zwischen den Zeiten t_ und t_ ausgeschaltet ist, in denen der Transistor 1 eingeschaltet ist, um den Transistor 1 während des Ausschaltzyklus zu beschränken, muss der Transistor 29 zurück eingeschaltet werden, bevor der Bipolar-Transi-

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stör 1 mit dem Ausschalten beginnen kann. Der Vorteil des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Fig.5 liegt darin, dass ein Feldeffekttransistor weniger als im ersten Ausführungsbeispiel benötigt wird, dass die gesamte Verlustleistung der Anordnung verringert ist und dass die Bipolar- und Feldeffekttransistoren einfacher auf dem gleichen Substrat herstellbar sind, um eine sich selbst beschränkende Schaltanordnung zu erzeugen. Tatsächlich ergänzen der Bipolar-Tansistor 1 und der Feldeffekttransistor 29 einander insofern, als der Feldeffekttransistor 29 ein Beschränken des Bipolar-Transistors I und ein anfängliches Einschalten der Anordnung der Fig.5 liefert, während der Bipolar-Transistor 1 im eingeschalteten Zustand eine verringerte Verlustleistung der gesamten Schaltung oder Anordnung bedingt, was deren Leistungsfähigkeit oder Wirkungsgrad verbessert.

In Fig.7 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung als Weiterbildung des zweiten Ausführungsbeispiels zum Beschränken von Bipolar-Transistören in Darlington-Schaltung. Die Darlington-Schaltung umfasst zwei Bipolar-Transistoren 41 und 43, die jeweils durch einen Feldeffekttransistor 45 bzw. 47 beschränkt werden. Eine Lastimpedanz 49 liegt zwischen Anschlüssen 51 und 53, und zwei Widerstände 55 und 57 mit einem relativ niederen Widerstandswert sind zwischen den Basis- und Emitterelektroden des Bipolar-Transistors 41 bzw. 43 vorgesehen, um deren Ausschalten unter einer Null-Vorspannung zu gewährleisten. Im Betrieb dieser Schaltung wird der Einschaltzyklus eingeleitet durch sequenzielles Einschalten des Feldeffekttransistors 47, um den Bipolar-Ausgangstransistor 4 3 zu beschränken, dann durch Einschalten des Feldeffekttransistors 45, um den Eingangs-Bipolar-Transistor 41 zu beschränken und

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-SS-

einen Basisstrom zum Ausgangs-Bipolar-Transistor 43 zu speisen, durch Einschalten des Bipolar-Transistors 43 und schliesslich durch Einschalten des Eingangs-Bipolar-Transistors 41, um so die Einschaltfolge abzuschliessen. Das Ausschalten der Anordnung erfolgt in der zum Einschalten entgegengesetzten Reihenfolge. Anhand der Fig.8 kann ein derartiger Betrieb der Schaltung der Fig.7 erzeugt werden, indem Steuersignale C₅, C_g und C₇ an den Steueranschluss 59 bzw. 61 bzw. 63 gelegt werden. In diesem Beispiel sind vor der Zeit t.. alle Steuersignale auf einem niederen Wert, wodurch die Feldeffekttransistoren 4 5 und 47 in ihrem Zustand gehalten werden, und die Bipolar -Tr ans is tor en 41 und 43 sind ausgeschaltet. Zur Zeit T₁ nimmt das Steuersignal Cj. einen hohen Wert an, was den Feldeffekttransistor 47 einschaltet. Kurz danach nimmt

zur Zeit t« das Steuersignal C- einen hohen Wert an, um 2. ο

den Feldeffekttransistor 45 einzuschalten, wodurch ein Strom vom Betriebsspannungsanschluss 51 durch die Last 49, die Drain- und Source-Elektroden des Feldeffekttransistors 45 zur Basiselektrode des Bipolar-Transistors 43 fliesst, um diesen Transistor einzuschalten, der über die relativ niedere Spannung an den Drain- und Source-Elektroden des Feldeffekttransistors 47 beschränkt ist, der zuvor eingeschaltet wurde. Zur Zeit t- nimmt das Steuersignal C_ einen hohen Wert an, was den Bipolar-Transistor 41 einschaltet, wobei dieser Bipolar-Transistor 41 durch das vorhergehende Einschalten des Feldeffekttransistors 45 beschränkt wird. Der Ausschaltzyklus wird zur Zeit t, eingeleitet, wenn das Steuersignal C- einen niederen Wert annimmt, was den Bipolar-Transistor 41 ausschaltet, der zu dieser Zeit durch das fortgesetzte Einschalten des Feldeffekttransistors 45 beschränkt ist. Zur Zeit t^ nimmt das Steuersignal C_c einen niederen Wert an, was den FeId-

effekttransistor 45 ausschaltet, wodurch der Basisstrom zum Bipolar-Transistor 45 unterbrochen wird, so dass die-

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ser ausschaltet. Die Ausschaltfolge wird zur Zeit t_fi abgeschlossen, wenn das Signal C_ einen niederen Wert annimmt, wodurch der Feldeffekttransistor 41 ausschaltet. In ähnlicher Weise kann eine beliebige Anzahl von Bipolar Transistoren oder Schaltvorrichtungen in Kaskade jeweils durch beispielsweise einzelne Feldeffekttransistoren beschränkt werden.

In Fig.9 umfasst ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung zusätzlich zur Schaltung der Fig.5 einen Feldeffekttransistor 65. Die Drain- und die Source-Elektroden des Feldeffekttransistors 65 liegen - wie gezeigt ist zwischen der Kollektor- bzw. Basiselektrode des Bipolar-Transistors 1, und eine Gate-Elektrode ist an einen Steueranschluss 67 angeschlossen. Diese Zuschaltung des Feldeffekttransistors 65 steigert den Betrieb einer Schaltung, indem eine höhere Eingangsimpedanz erzeugt wird, indem die Einschalt- und Ausschaltzeiten für den Bipolar-Transistor 1 verringert werden, da gewährleistet wird, dass dieser Transistor ausserhalb der Sättigung über die Verbindung der geringen Impedanz des Kanals zwischen den Drain- und Source-Elektroden des Transistors 65 gehalten wird, wenn dieser eingeschaltet ist, da dann eine Gegenkopplung zwischen den Kollektor- und Basiselektroden des Transistors 1 vorliegt, wobei diese Rückkopplung stark das Strom-Einschwingverhalten des Bipolar-Transistors 1 verbessert. In ähnlicher Weise umfasst ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung (vgl. Fig.io) zusätzlich zur Schaltung der Fig.7 einen Feldeffekttransistor 69. In den Ausführungsbeispielen der Fig.9 und 1o sind die Feldeffekttransistoren 65 und 69 jeweils Hochspannungs-Leistungs-Feldeffekttransistoren, wie beispielsweise VMOS- oder DMOS-Leistungs-Feldeffekttransistoren .

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Der Betrieb der Schaltung der Fig.9 ist ähnlich zum Betrieb der Schaltung der Fig.5, mit der Ausnahme, dass bei der ersteren - anstelle des Anlegens eines Steuersignals direkt an die Basis des Bipolar-Transistors 1 wie bei der letzteren - ein geeignetes Steuersignal an den Steueranschluss 67 gelegt wird, um den Feldeffekttransistor 65 einzuschalten, so dass ein Basisstrom zum Transistor 1 gespeist wird. Das heisst, der Feldeffekttransistor 65 wird ein- und ausgeschaltet, um den Bipolar-Transistor 1 ein- und auszuschalten, jedoch nur zu Zeiten, in denen der Feldeffekttransistor 29 eingeschaltet ist, um den Transistor 1 zu beschränken, wie dies oben erläutert wurde. In ähnlicher Weise wird im fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung (vgl. Fig.io) der Feldeffekttransistor 69 ein- und ausgeschaltet, um den Bipolar-Transistor 41 ein- und auszuschalten, jedoch nur in den Zeiten, in denen der Feldeffekttransistor 45 eingeschaltet ist, um den Bipolar-Transistor 41 zu beschränken, wobei sonst der Betrieb mit dem Betrieb der Schaltung der Fig.7 identisch ist.

Eine Bipolar-Transistoren zugeordnete übliche Erscheinung ist das sog. "Rücksperren". Bei Bipolar-Transistoren hängen deren Kollektor-Basis-Durchbruchspannung mit offenem Emitter (V___Λ) und der Kollektor-Emitter-Durch-

\jdkj

bruchspannung mit offener Basis (Vp_EO(erjs)^ ^ⁿ ^erster Linie von den Kristall-Ootierungskonzentrationen und von der Dicke der Kollektor- und der Basisbereiche ab. Für Leistungstransistorstrukturen mit hohem Verstärkungsfaktor, bei denen der Strom-Verstärkungsfaktor baw. /3 grosser als 1o ist, besteht folgende Beziehung (3) zwisehen V_CE0(SÜS) und V^t

ν ^ ^VCBO (3)

^VCEO (SUS) ^-KS"

wobei N ungefähr den Wert 4 hat.

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Wie durch die Gleichung (3) angedeutet wird, ist die Grosse von V_„-,_eT._o. in umgekehrter Beziehung zum Strom-Verstärkungsfaktor und kann daher gesteigert werden, indem der Faktor ρ des Bipolar-Transistors verringert wird. In Fig.11 ist der Kollektorstrom I in Abhängigkeit von der Spannung V__E zwischen den Kollektor- und Emitterelektroden eines Bipolar-Transistors für verschiedene Werte des Strom-Verstärkungsfaktors gezeigt. Wenn, wie gezeigt ist, ein Bipolar-Transistor für einen niederen Strom-Verstärkungsfaktor ausgelegt ist, der kleiner als etwa 3 ist, dann nähert sich ^v _CE0(_Sng) ^^{em Wert von} V , und die Rücksperr-Erscheinung verschwindet im wesentlichen. Beispielswelse haben für einen gegebenen Pegel des Kollektorstroms I und für einen bestimmten Traneistor die Transistoren mit fi -Werten von 15, 3 und 2,5 jeweils Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannungen von ^VCEO (SUS)T ^VCEO(SUS)2 ^{Und V}CEO(SUS)3' ^{wobei V}CEO (SUS) gleich ist mit V _Q für/k «= 2 in diesem Beispiel.

Diese Rücksperrerscheinung wird durch Mitkopplung innerhalb des Bipolar-Transistors verursacht, wodurch bei relativ kleinen Stromstärken des Stroms I kleine Steige-

rungen in der Grosse dieses Kollektorstromes Zunahmen im Strom-Verstärkungsfaktor des Transistors auf regenerative Art verursachen, bis der Strom-Verstärkungsfaktor abhängig von einem steigenden Kollektorstrom anzuwachsen aufhört.

In Fig.12 sind eine Schaltvorrichtung und eine Anordnung gezeigt, die die Verwendung eines Bipolar-Transistors 71 mit geringer Verstärkung zusammen mit einem Leistungs-Feldeffekttransistor 73 erleichtern, um einen hohen Leistungs-Verstärkungsfaktor zu erzeugen. Diese Schaltung stellt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung dar. Der Bipolar-Transistor 71 hat im bevorzugten Ausführungsbeispiel einen Strom-Verstärkungsfaktor von etwa 3,

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«3a-

um die Rücksperr-Erscheinung zu vermeiden, wobei der Feldeffekttransistor 73 eine hohe Eingangsimpedanz für die Vorrichtung 71, 73 liefert, wodurch die eigene geringe Eingangsimpedanz des Bipolar-Transistors 71'mit geringer Verstärkung vermieden wird. Der Betrieb der Schaltung der Flg.12 ist ähnlich zu der obigen Beschreibung des Betriebes des Feldeffekttransistors 65 zusammen mit dem Bipolar-Transistor 1 (vgl. Fig.9) für das vierte Ausführungsbeispiel der Erfindung. Jedoch hat der Erfinder erkannt, dass mittels des Bipolar-Transistors 71 mit geringer Verstärkung zusammen mit einem Feldeffektransistor 73 relativ geringer Leistung eine aktive Beschränkungsschaltung und Vorrichtung 71, 73 aufgebaut werden kann, die eine bessere Ausnutzung der Silicium-Fläche als ein Feldeffekttransistor relativ hoher Leistung, wie beispielsweise der Feldeffekttransistor 29, der als ein aktives Beschränkungsglied in Fig.9 verwendet wird, liefert. Das aktive Beschränkungsglied der Fig.12 umfasst auch einen Steueranschluss 75, um ein Steuersignal zu empfangen, Ausgangsanschlüsse 77 und 79 zur Verbindung an der Hauptstromstrecke eines Leistungs-Transistorschalters, um ein aktives Beschränken zu erzeugen, und einen Eingangswiderstand 81 eines relativ niederen Widerstandswerts. Eine Einschränkung der Schaltung der Fig.12 liegt darin, dass der Bipolar-Transistor 71 mit geringem Faktor β eine relativ hohe Einsehelt-Spannung erzeugt, wie dies in der folgenden Gleichung (4} angegeben ist:

V_CE(EIN) - V_BE+ I_L £*a (4)

mit V-_(EIN) = Spannung zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors 71, wenn dieser eingeschaltet ist,
35

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V_n_ = Spannung zwischen der Basiselektrode und der Emit-

DSU

terelektrode des Transistors 71,
I_L = in den Anschluss 77 eingespeister Strom und r . » Impedanz zwischen der Drain-Elektrode und/der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 73, wenn dieser eingeschaltet ist.

Jedoch ist für die Anwendung eines "aktiven Beschränkens" der Pegel der Spannung V „(EIN) kein Problem, wie dies weiter unten näher erläutert wird. Dieser hohe Wert der Spannung V (EIN) kann ein Problem sein, wenn die Schaltung der Fig.12 als die Primär-Schaltvorrichtung verwendet wird, um wahlweise Leistung an eine Last zu legen. In der letzteren Anwendung kann es vorteilhaft sein, den Strom-Verstärkungsfaktor des Bipblar-Transistors 71 auf Kosten einer wirksamen Ausnutzung des Silicium-Substrats für eine integrierte Schaltungsanordnung 71,73 zu steigern, damit eine kleinere Spannung V__E(EIN) erhalten wird. Wie oben erwähnt wurde, ist dies nicht erforderlich, wenn die Vorrichtung 71, 73 in "Beschränkungs"-Anwendungen eingesetzt wird.

Zur weiteren Erläuterung sei angenommen, dass die aktive Beschränkungsvorrichtung oder -anordnung der Fig.12 für den Hochleistungs-Feldeffekttransistor 29 der Fig.5 eingesetzt wird, um den Ausgangs-Bipolar-Leistungstransistor 1 zu beschränken, wie dies in Fig.13 gezeigt ist. Der Leistungs-Feldeffekttransistor 73 kann eine wesentlich geringere Nennleistung als der Feldeffekttransistor 29 aufweisen, was auf der Kombination des Feldeffekttransistors 73 mit dem Bipolar-Transistor 71 beruht. Es kann gezeigt werden, dass die erforderliche Nennleistung des Feldeffekttransistors 73 um einen Faktor von etwa (1 + /#) kleiner als die Nennleistung des Feldeffekttransistors 29 sein kann. Demgemäss arbeitet die aktive Be-

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sehränkungsvorrichtung 71,73 - wenn sie als integrierte Schaltung aufgebaut ist - als ein Hochleistungs-Feldeffekttransistor, wobei der Bipolar-Transistor 71 die meiste Leistung verbraucht, die beschränkt wird.' Die gesamte Chipfläche der Beschränkungsvorrichtung 71,73 ist wesentlich kleiner als diejenige des Feldeffekttransistors 29 zum Beschränken des gleichen Leistungspegels .

Der Betrieb der Schaltung der Fig.13 wird im folgenden näher erläutert. Es sei angenommen, dass der Bipolar-Leistungstransistor 1 mit hoher Verstärkung eine Nennspannung V___ von 5oo V und eine Spannung V_„_rt von 187 V

ίου CciO

aufweist. Demgegemäss ist es erforderlich, den Transistör 1 während der Zeiten zu beschränken, in denen er ein- oder ausgeschaltet ist, um zu gewährleisten, dass seine Spannung V___ auf einen Wert kleiner als 187 V begrenzt ist, wobei insbesondere ein Kollektorstrom unter 2 Ά fliesst. Weiterhin sei angenommen, dass für das "aktive Beschränkungsglied¹¹ der Bipolar-Transistor 71 einen Faktor β mit dem Wert 2 aufweist, dass der Feldeffekttransistor 73 eine Impedanz r . von etwa 2 Ohm besitzt, dass die Spannung +E den Wert 45o V hat, dass der Transistor 1 einen Faktor Δ mit dem Wert 5o (bei 2 A) und 1o (bei 1oo A) aufweist, und dass die Last 17 mit einer Impedanz von 4,5 Ohm versehen ist. Zunächst liegt ein einen positiven Wert annehmendes Steuersignal am Steueranschluss 75, um den Feldeffekttransistor 73 einzuschalten, wodurch ein Basisstrom von etwa 33 A in den Bipolar-Transistor 71 fliesst, um diesen Transistor einzuschalten, was einen Strom von etwa 66 A durch die Kollektor-Emitter-Stromstrecke des Transistors 71 fliessen lässt. Das aktive Beschränkungsglied 83 ist nunmehr eingeschaltet. Demgemäss beträgt gemäss Gleichung

(4) für dieses Beispiel die Spannung V__(EIN) des akti-

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ven Beschränkungsgliedes etwa (1oo) (2/1+2) V oder etwa 66 V, während I_ einen Wert von etwa 1oo A besitzt. Der Ausgangstransistor 1 kann nunmehr (durch Anlegen eines einen positiven Wert annehmenden Steuersignals an den Eingangsanschluss 37) mit lediglich 66 V der Kollektorspannung eingeschaltet werden, was gut unter dessen V.„--Nennspannung von 187 V liegt· Das AusschaIt-Beschränken des Transistors 1 erfolgt durch Ausschalten des Ausgangstransistors 1, während das Beschränkungsglied 83 eingeschaltet gehalten wird; wenn der Kollektor strom des Transistors 1 den Wert Null annimmt, wird das Beschränkungsglied 83 ausgeschaltet.

Die Schaltungen für jedes Ausführungsbeispiel der Erfindung können für zahlreiche Anwendungen als integrierte Schaltungen mittels üblicher Technologie aufgebaut werden. Derartige integrierte Schaltungen sind als selbstbeschränkende Hochleistungs-Schaltvorrichtungen einsetzbar. Weiterhin ist die Erfindung für Bipolar-Ausgangs-Feldeffekttransistor-Schaltvorrichtungen (BIOFET-Vor- richtungen) verwendbar.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche

1. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung mit einem Betriebsspannungsanschluss zum Empfangen einer Betriebsspannung, einem Bezugsanschluss zur Verbindung mit einem Bezugspotentialpunkt und einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Empfangen eines ersten bzw. zweiten Steuersignals,
gekennzeichnet durch

a) eine erste Schaltvorrichtung (1) mit einer Hauptstromstrecke zwischen dem Betriebsspannungsanschluss (15) und dem Bezugsanschluss (21) und einer Steuerelektrode, die an den ersten Eingangsanschluss angeschlossen ist, wobei die erste Schaltvorrichtung (1) abhängig von verschiedenen Pegeln des ersten Steuersignals betreibbar ist in einen eingeschalteten Zustand, in dem deren Hauptstromstrecke eine relativ geringe Impedanz aufweist, die eine relativ geringe Verlustleistung liefert, und in einen ausgeschalteten Zustand, in dem deren Hauptstromstrecke eine relativ hohe Impedanz auf~ weist, und

wobei sich die erste Schaltvorrichtung auszeichnet durch Empfindlichkeit gegenüber einer Störung aufgrund einer Spitzenverlustleistung, die darin durch das Anlegen einer hohen Betriebsspannung an die Hauptstromstrecke verursacht ist zusammen mit einem hohen Strom durch diese Strecke während der Zeitintervalle zum Einschalten bzw. Ausschalten der ersten Schaltvorrichtung,

b) eine zweite Schaltvorrichtung (29) mit einer Hauptstromstrecke, die an der Hauptstromstrecke der ersten Schaltvorrichtung (1) liegt, und einer Steuerelektrode (G), die mit dem zweiten Eingangsanschluss (33) verbunden ist,

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wobei die zweite Schaltvorrichtung (2 9) betreibbar ist abhängig von verschiedenen Pegeln des zweiten Steuersignals in einen eingeschalteten Zustand, in dem deren Hauptstromstrecke eine relativ geringe Impedanz aufweist, und in einen ausgeschalteten Zustand, in dem deren Hauptstromstrecke eine relativ hohe Impedanz aufweist,

wobei sich die zweite Schaltvorrichtung (29) auszeichnet durch die Fähigkeit, eine hohe Spitzenleistung beim Schalten von deren eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand in den anderen Zustand auszuhalten,, und

wobei deren Hauptstromstrecke eine wesentlich höhere Impedanz bezüglich der Impedanz der ersten Schaltvorrichtung (1) in deren eingeschalteten Zuständen aufweist, wodurch die letztere eine wesentlich geringere Verlustleistung als die erstere unter ähnlichen Bedingungen der Last, des Betriebsspannungspegels und des Stromes aufweist, wenn sie einzeln eingeschaltet sind,

c) wobei die Festkörper-Schaltanordnung betreibbar ist, um die zweite Schaltvorrichtung (29) vor dem Einschalten der ersten Schaltvorrichtung (1) einzuschalten, und um die erste Schaltvorrichtung (1) lediglich zu Zeiten auszuschalten, in denen die zweite Schaltvorrichtung (29) eingeschaltet ist, damit dadurch die erste Schaltvorrichtung (1) vor übermässiger Spitzenverlustleistung beschränkt oder geschützt ist, indem gewährleistet ist, dass diese Vorrichtung lediglich zu Zeiten ein- und ausgeschaltet wird, in denen der Pegel der Spannung an deren Hauptstromstrecke wesentlich kleiner als der Pegel der Betriebsspannung ist.

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2. Hochspannungs-Hochstrom-Festkorper-Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltvorrichtung (1) einen ersten Bipolar-Leistungstransistor aufweist, dessen Kollektorelektrode an den Betriebsspannungsanschluss (15) angeschlossen ist, dessen Emitterelektrode mit dem Bezugsanschluss (21) verbunden ist, und dessen Basiselektrode am ersten Eingangsanschluss (33) liegt (Fig.3).

3. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltvorrichtung (29) einen Feldeffekt-Leistungstransistor aufweist, der eine mit dem Betriebsspannungsan-Schluss (15) verbundene Drainelektrode (D), eine mit dem Bezugsanschluss (21) verbundene Sourceelektrode (S) und eine mit dem zweiten Eingangsanschluss (33) verbundene Gateelektrode (G) aufweist.

4. Hochspannungs-Hochstrom-FestkÖrper-Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltvorrichtung (1) aufweist.:

zweite Bipolar-Leistungstransistoren (41,43), die jeweils über die Kollektorelektrode mit dem Betriebsspannungsanschluss (51) verbunden sind, von denen der erste (41) eine mit dem ersten Eingangsanschluss (63) verbundene Basiselektrode und eine mit der Basiselektrode des zweiten Transistors (43) verbundene Emitterelektrode aufweist, während der zweite Transistor (43) eine ebenfalls mit dem Bezugsanschluss verbundene Emitterelektrode besitzt (Fig.7).

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5. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltvorrichtung einen ersten Feldeffekt-Leistungstransistor (47) aufweist, dessen Drainelektrode (D) bzw. Sourceelektrode (S) bzw. Gateelektrode (G) mit dem Betriebsspannungsanschluss (51) bzw. Bezugsanschluss (58) bzw. zweiten Eingangsanschluss (59) verbunden ist (Fig.7).

6. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 5,

gekennzeichnet durch einen dritten Eingangsanschluss (61) zum Empfangen eines dritten Steuersignals,

einen zweiten Feldeffekt-Leistungstransistor (45), dessen Drainelektrode bzw. Sourceelektrode bzw. Gateelektrode mit dem Betriebsspannungsanschluss (51) bzw. der Basiselektrode des zweiten Bipolar-Leistungstransistors (4 3) bzw. dem dritten Eingangsanschluss (61) verbunden ist, wobei die Festkörper-Schaltanordnung betreibbar ist in einen eingeschalteten Zustand durch sequentielles Einschalten des ersten Feldeffekt-Leistungstransistors (47) zum Beschränken des zweiten Bipolar-Leistungstransistors (43), sodann durch Einschalten des zweiten FeIdeffekt-Leistungstransistors (4 5) zum Beschränken des ersten Bipolar-Leistungstransistors (41) und zum Einspeisen eines Basisstrcms in den zweiten Bipolar-Leistungstransistor (43) , wodurch dieser aus der Sättigung einschaltet, und danach durch Einschalten des ersten Bipolar-Leistungstransistors (41), um den Einschaltzyklus abzuschliessen, und wobei die Festkörper-Schaltanordnung in der entgegengesetzten Folge in ihren ausgeschalteten Zustand betreibbar ist.

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7. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, gekennzeichnet durch einen weiteren Feldeffekt-Leistungstransistor (6 9) mit einer Draineelektrode, einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode, die mit dem Betriebsspannungsanschluss

(51) bzw. mit der Basiselektrode des ersten Bipolar-Leistungstransistors (41) bzw. mit dem ersten Eingangsanschluss (63) verbunden sind, um dadurch die Verbindung zwischen dem ersten Eingangsanschluss (63) und der Basiselektrode des ersten Bipolar-Leistungstransistors (41) herzustellen,

wobei der weitere Feldeffekt-Leistungstransistor (6 9) betreibbar ist abhängig vom ersten Steuersignal, um einen Strom zwischen der Basiselektrode und dem Betriebsspannungsanschluss (51) fHessen zu lassen, damit der erste Bipolar-Lelstungstransistor (41) ausserhalb einer Sättigung einschaltet, wodurch letzterer rasch bezüglich seines gesättigten Leitungszustandes ausschaltet, und um eine hohe Eingangimpedanz für die Festkörper-Schaltanordnung zu liefern.

8. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltvorrichtung umfasst:

eine Bipolar-Leistungstransistor-Schalteinrichtung (41) mit einer mit dem Betriebsspannungsanschluss (51) verbundenen Kollektorelektrode, mit einer mit dem Bezugsanschluss (58) verbundenen Emitterelektrode und mit einer Basiselektrode, und

einen ersten Feldeffekt-Leistungstransistor mit einer Drainelektrode, einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode, die mit dem Betriebsspannungsanschluss (51)

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bzw. der Basiselektrode bzw. dem ersten Eingangsanschluss (6 3) verbunden sind,

wobei die Hauptstromstrecke der ersten Schaltvorrichtung zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode der Bipolar-Leistungstransistor-Schalteinrichtung liegt.

9. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltvorrichtung aufweist:

den ersten Feldeffekt-Leistungstransistor (6 9) und einen zweiten Feldeffekt-Leistungstransistor (4 5) mit einer Drainelektrode, einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode, die mit der Basiselektrode bzw. dem Bezugsanschluss (58) bzw. dem zweiten Eingangsanschluss (61) verbunden sind,

wobei die Hauptstromstrecke der zweiten Schaltvorrichtung zwischen der Drainelektrode und der Sourceelektrode des ersten bzw. zweiten Feldeffekt-Leistungstransistors liegt,

wobei die zweite Schaltvorrichtung eingeschaltet ist, wann immer der erste und der zweite Feldeffekt-Leistungstransistor (69,45) gleichzeitig eingeschaltet sind, und die ausgeschaltet ist, wann immer wenigstens der zweite Feldeffekt-Leistungstransistor (45) ausgeschaltet ist, und

wobei die erste Schaltvorrichtung eingeschaltet ist, wann immer der erste Feldeffekt-Leistungstransistor

(69) eingeschaltet ist, während gleichzeitig der zweite Feldeffekt-Leistungstransistor (45) ausgeschaltet ist.

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1o. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Schaltvorrichtung (29) aufweist»

eine Bipolar-Leistungstransistor-Schalteinrichtung (71) mit einer Kollektorelektrode und einer Emitterelektrode zur Verbindung zwischen dem Betriebsspannungsanschluss (15) bzw. dem Bezugsanschluss (79), um als die Hauptstromstrecke der zweiten Schaltvorrichtung zu dienen, und mit einer Basiselektrode,

und eine Feldeffekt-Transistoreinrichtung (73) mit einer Hauptstromstrecke zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode der Bipolar-Leistungstransistor-Schalteinrichtung (71) und mit einer Gateelektrode, die an den zweiten Eingangsanschluss (75) angeschlossen ist, um als die Steuerelektrode der zweiten Schaltvorrichtung zu dienen (Fig.13).

11. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch Io, dadurch gekennzeichnet, dass die Bipolar-Leistungstransistor-Schalteinrichtung (71) aus einem Bipolar-Leistungstransistor mit einem relativ kleinen Strom-Verstärkungsfaktor besteht, um eine Bipolar-Transistoren zugeordnete Rücksperrerscheinung zu vermeiden.

12. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die FeIdeffekt-Transistoreinrichtung (73) aus einem Feldeffekttransistor relativ geringer Leistung besteht, der für seine Hauptstromstrecke die Drain- und die Sourceelektrode zwischen der Kollektor- bzw. der Basiselektrode des Bipolar-Leistungstransistors aufweist, wobei der FeId-

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effekttransistor eine relativ hohe Eingangsimpedanz für die zweite Schaltvorrichtung besitzt und abhängig vom zweiten Steuersignal einschaltbar ist, wodurch·sich die Impedanz zwischen seiner Drain- und seiner Sourceelektrode im wesentlichen verringert, damit ein Basisstrom in den Bipolar-Transistor (71) fliesst, wodurch dieser einschaltet, und eine Gegenkopplungs-Stromstrekke zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode des Bipolar-Transistors (71) aufgebaut wird, um dessen Leistungs-Einschwingverhalten zu verbessern.

13. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung, bei der ein Bipolar-Leistungstransistor mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke zwischen einem Eingangsanschluss und einem Bezugspotentialpunkt liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Kollektor-Emitter-Strecke des Bipolar-Leistungstransistors (1) durch einen Feldeffekt-Leistungstransistor (29) überbrückt ist, dessen Gateelektrode (G) an einem zweiten Eingangsanschluss (33) liegt.

14. Hochspannungs-Hochstrom-Festkörper-Schaltanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die KoI-lektor-Basis-Strecke des Bipolar-Leistungstransistors (1) durch einen weiteren Leistungs-Feldeffekttransistor (65) überbrückt ist, dessen Gateelektrode mit einem dritten Eingangsanschluss (67) verbunden ist.

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— Q _

30A6266

15. Verfahren zum Beschränken einer ersten Schaltvorrichtung mit einer zweiten Schaltvorrichtung, wobei die erste und die zweite Schaltvorrichtung jeweils eine Hauptstromstrecke und eine Steuerelektrode zum Empfangen eines ersten bzw. zweiten Steuersignals aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Schaltvorrichtung (1,29) ansprechen auf erste Pegel des ersten bzw. zweiten Steuersignals, um einzuschalten, damit die relativen Impedanzen ihrer jeweiligen Hauptstromstrecken im wesentlichen verringert werden, und auf zweite Pegel ihres zugeordneten Steuersignals, um auszuschalten, damit die relativen Impedanzen ihrer jeweiligen Hauptstromstrecken erhöht werden, dass die erste Schaltvorrichtung (1) sich durch eine wesentlich geringere Impedanz in ihrer Hauptstromstrecke - wenn eingeschaltet - bezüglich der zweiten Schaltvorrichtung (29) - wenn eingeschaltet - auszeichnet, dass sich die erste • Schaltvorrichtung (1) weiterhin durch Empfindlichkeit gegenüber einer Störung aufgrund einer Spitzenverlustleistung auszeichnet, die darin durch das Anlegen einer hohen Betriebsspannung an die Hauptstromstrecke zusammen mit einem hohen Strom durch diese während der Zeitintervalle zum Einschalten und Ausschalten dieser Schaltvorrichtung verursacht ist, dass sich die zweite Schaltvorrichtung weiterhin durch die Fähigkeit auszeichnet, eine wesentlich höhere Spitzenverlustleistung bezüglich der ersten Schaltvorrichtung (1) beim Schalten vom eingeschalteten oder ausgeschalteten Zustand in den anderen Zustand auszuhalten,

wobei die folgenden Verfahrenssehritte vorgesehen werden:

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3Ό46266

Verbinden der Hauptstromstrecke der zweiten Schaltvorrichtung (29) an der Hauptstromstrecke der ersten Schaltvorrichtung (1), - .,

Einschalten der zweiten Schaltvorrichtung (29) zusammen mit der gerade ausgeschalteten ersten Schaltvorrichtung (1), um im wesentlichen den Pegel der Spannung an der Hauptstromstrecke der ersten Schaltvorrichtung (1) auf den Pegel der Spannung an der Hauptstromstrecke der zweiten Schaltvorrichtung (2 9) zu verringern/

Einschalten der ersten Schaltvorrichtung (1), während die zweite Schaltvorrichtung (29) eingeschaltet gehalten wird und ein Einschaltbeschränken für die erste Schaltvorrichtung (1) liefert, und Ausschalten der ersten Schaltvorrichtung (1), während die zweite Schaltvorrichtung (29) eingeschaltet gehalten wird und diese ein Ausschaltbeschränken für die erste Schaltvorrichtung (1) liefert.

16. Verfahren nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch Ausschalten der zweiten Schaltvorrichtung (29) in der Zeitdauer zwischen den Zeiten des Einschaltens und anschliessenden Ausschaltens der ersten Schaltvorrlchtung (1).

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