DE2905471B1

DE2905471B1 - System zum Empfang frequenzmodulierter digitaler Nachrichtensignale

Info

Publication number: DE2905471B1
Application number: DE2905471A
Authority: DE
Inventors: D Ing Neyen Hans-Juergen V
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1979-02-13
Filing date: 1979-02-13
Publication date: 1980-02-21
Also published as: ES8100581A2; DE2905471C2; GB2043401A; FI800424A7; IT1141204B; FR2449374B2; SE8001096L; IE800265L; IT8019791A0; ES488489A0; NL8000911A; JPS5639663A; LU82155A1; FR2449374A2; DK60180A; GB2043401B; BE881706R; US4304004A; NO800322L

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer binären Frequenzmodulation einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehafteten Ausbreitungsmedium, inbesondere für den Empfang bei mobilen Stationen, Weitverkehr- und Streustrahlverbindungen.

Bei digitalen Nachrichtenübertragungssystemen ist unter stark gestörten Ausbreitungsbedingungen (Mehrwegeausbreitung) die Reichweite näherungsweise umgekehrt proportional zur Höhe der zu übertragenden Bitrate. Den die Reichweite bestimmenden Grenzfall stellt die totale Informationsauslöschung dar, bei der die Modulationszeichen infolge der durch die Umwegdifferenzen der reflektierenden Trägerwellen verursachten unterschiedlichen Laufzeiten gegenphasig am Empfangsort eintreffen und sich gegenseitig auslöschen. In einem weiten Bereich schon vor diesem Grenzfall treten bereits teilweise Informationsverluste durch Laufzeit- und Amplitudenverzerrungen auf, die zu sehr hohen

Fehlerraten in der Übertragung führen.

Um in diesem genannten Bereich eine erhebliche Verbesserung der Übertragungsqualität herbeizuführen und auf diese Weise letztlich eine Verbesserung der

ORIGINAL INSPECTED

Reichweite von digitalen Nachrichtensystemen mit binärer Frequenzmodulation, insbesondere zwischen mobilen Stationen und bei sich ständig verändernder Ausbreitungssituation, zu erzielen, ist im Hauptpatent bereits vorgeschlagen worden, die durch Phasen- und Amplitudenverzerrungen auftretenden Informationsverluste ihrer Ursache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen automatisch zu erfassen, von denen die eine einen Frequenzdiskriminator aufweist, dem eine einrichtng zum Erkennen von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nachgeschaltet ist, sowie eine Schaltung, die diese Störspitzen ausgleicht, und die andere einen Amplitudendemodulator enthält, der dem Frequenzdemodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist. Dabei sind die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen Umschalter geführt, der von einer Amplitudendemodulations-Auswertevorrichtung gesteuert wird und der bei erkennbarer Amplitudendemodulation ausreichender Größe den Amplitudendemodulator und bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskriminator samt Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang schaltet und bei dem dem Ausgang des AM-Demodulators ein Polarisationsinverter nachgeschaltet ist, der, von einem Polaritätsintegrator gesteuert, über einen AM-Entscheider das AM-Demodulationsprodukt abhängig von der Höhe des FM-Demodulationsproduktes im Sinne polaritätsrichtiger AM-Demodulation umsteuert.

Dieser vorgeschlagenen Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die infolge Mehrwegeausbreitung verursachten Verzerrungen bei binär frequenzmodulierten digitalen Nachrichtensignalen im wesentlichen durch zwei, gerade bei Schmalbandsystemen mit einem Modulationsindex kleiner eins, klar voneinander zu unterscheidenden Störformen zum Ausdruck kommen können. Dieser Sachverhalt soll im folgenden anhand von F i g. 1 näher erläutert werden.

In F i g. 1 sind über der Frequenz / für drei ausgeprägte Fälle I, II und III im oberen Diagramm der Amplitudenverlauf der aus dem Mehrwegeempfang resultierenden Signalspannung Ures und im darunter angegebenen Diagramm der resultierende Phasenwinkel (p_Ks aufgetragen. In Höhe des oberen Diagramms ist auf der linken Seite zusätzlich ein Zeigerdiagramm dargestellt, das angibt, in welcher Weise sich die empfangene Signalspannung, und zwar die direkt empfangene Signalspannung Ud und die über einen Umweg empfangene Signalspannung £/_uzur resultierenden empfangenen Signalspannung U_res ergänzen.

Sobald die Laufzeitunterschiede der am Empfangsort einfallenden Wellenfronten des direkten Strahls und des Umwegstrahls in die Größenordnung der Bitdauer kommen, wird der Frequenzabstand der Minima der Verteilungscharakterstik so klein, daß die Energie des Empfangssignals bereits innerhalb des Modulationshubs mit der Modulationsgeschwindigkeit und abhängig von der Radiofrequenz ωο< und der Tiefe der Minima fast beliebig schwanken kann. Eine Folge dieser durch die Zeigeraddition der einfallenden Signale verursachten Energieschwankungen die im Amplitudenbegrenzer des Empfangssystems vor der Demodulation wieder eliminiert werden, sind die bei der Zeigeraddition zwangsläufig entstehenden schnellen Phasenänderungen des resultierenden Signals. Diese schnellen Phasenänderungen können naturgemäß durch den amplitudenbegrenzer nicht unterdrückt werden und erzeugen deshalb am Ausgang des FM-Demodulators eine bitsynchrone Störmodulation. Diese Störmodulation kann in ihrer Größe die Nutzmodulation um ein Vielfaches übertreffen und macht damit die Lesbarkeit der Nutzinformation zunichte.

Die maximale Phasenänderungsgeschwindigkeit der resultierenden Signalspannung tritt in den Minima der Verteilungscharakteristik auf und ist um so größer, je tiefer ein Minimum ist. Im Grenzfall, bei selektiver Totalauslöschung, kann sie beliebig groß werden.

Abhängig davon, ob sich das Minimum inmitten des Hubbereichs, der beim angenommenen Modulationsindex < 1 durch die beiden Eckfrequenzen definiert ist, oder in der Nähe einer der Eckfrequenz befindet, treten die im vorstehenden bereits erwähnten beiden unterschiedlichen Störformen auf. Die Eckfrequenzen sind in Fig. 1 für die drei ausgeprägten Fälle I, II und III mit f_o/f\, fo'/fi' und /o'7/i" bezeichnet. Die Mittenfrequenz zwischen den jeweiligen Eckfrequenzen ist mit f_m, f_m' und f_m" angegeben.

a) Minimum in der Nähe einer
Eckfrequenz des Hubbereichs

Befindet sich das Minimum innerhalb oder außerhalb des Hubbereichs, aber in der Nähe einer der beiden Eckfrequenzen, so wird die Empfangsenergie bei dieser Eckfrequenz relativ gering sein. Die Empfangsenergie bei der zweiten Eckfrequenz hingegen ist zwangsläufig höher, da sie dichter am nächsten Maximum der resultierenden Signalspannung U_res liegt. Aus diesem Verhalten ergibt sich im Empfangssignal vor dem Begrenzer eine eindeutige bitsynchrone Amplitudenmodulation, deren Polung abhängig von der Lage des Minimums entweder in Gleichlage oder in Kehrlage zum ursprünglichen Modulationssignal ist. Die bei Frequenzmodulation übliche Begrenzung vor der Demodulation unterdrückt diese Amplitudenmodulation. Damit wird sie am Ausgang des Demodulators nicht wirksam. Wirksam hingegen wird die in der Nähe des Minimums bei Zeichenwechsel auftretende Phasenänderung die sich am Ausgang des Demodulators als starke Zeichenverzerrung äußert. Im Falle II nach Fig. 1 liegt die Eckfrequenz f\ im Minimum und die Eckfrequenz fd im Maximum der frequenzabhängigen Empfangscharakteristik der resultierenden Signalspannung Ures- Unterschreitet die Energie der Eckfrequenz f\ das Eigenrauschen des Empfängers, dann ist ein sehr wesentlicher Grenzfall dieses Betriebsverhaltens erreicht. Infolge des negativen Geräuschabstandes bei einer der Eckfrequenzen erscheint anstelle aller logischen Zeichen, die dieser Eckfrequenz entsprechen (Nullen oder Einsen), lediglich Rauschen am Begrenzerund Demodulatorausgang. Das mit dem FM-Demodulator demodulierte Signal ist damit unbrauchbar geworden. Das Empfangssignal vor dem Begrenzer besitzt aber auch hierbei eine bitsynchrone Amplitudenmodulation, so daß unter Ausnutzung dieser Amplitudenmodulation, sofern eine ansprechende Amplitude vorhanden ist, eine Regeneration des empfagenen Signals möglich ist.

b) Minimum innerhalb des Hubbereichs
nahe der Mittenfrequenz

Tritt das Minimum im mittleren Bereich des durch die beiden Eckfrequenzen gegebenen Hubbereichs auf, dann zeigt sich die durch Mehrwegeempfang verursachte Störung in folgender Form. Die Phasenänderungsgeschwindigkeit im Minimum wirkt sich am Begrenzerund Demodulatorausgang als Frequenzablage aus und kann ein Vielfaches des Nutzhubes erreichen. Die Dauer

der Ablage hängt ab von der Modulationsgeschwindigkeit und der relativen Tiefe des Minimums. Ist infolge dieses Zusammenhangs die Dauer der Ablage kleiner als die Bitdauer, so äußert sich diese Ablage innerhalb eines Modulationszeichens (bit) als Spitze, deren Größe und Ausprägung von der Tiefe des Minimums abhängen. Die Verzerrungsspitzen treten aber nicht zwangsläufig innerhalb jedes Einzelbits auf, sondern nur bei Zeichenwechsel, da ausschließlich hierbei der Hubbereich durchlaufen wird. In F i g. 1 ist dieser Fall, bei dem das Minimum bei der Frequenz f_m in der Mitte zwischen den beiden Eckfrequenzen k und Fi auftritt, mit I bezeichnet. Diese Art der Störung läßt sich dadurch weitgehend eliminieren, daß die auftretenden Störspitzen am Ausgang des Frequenzdemodulators unterdrückt werden. ,

Der in F i g. 1 weiterhin dargestellte Fall III repräsentiert praktisch den ungestörten Empfang, bei dem die beiden Eckfreqenzen /o" und f\" zu beiden Seiten des Maximums mit ausreichender Amplitude auftreten und die durch. Phasenverzerrungen bedingte Amplitudenmodulation praktisch vernachlässigbar ist.

Fig.2 der Zeichnung zeigt den grundsätzlichen schaltungstechnischen Aufbau eines Systems zum Empfang frequenzmodulierter digitaler Nachrichtensignale mit Störunterdrückung, wie es im Hauptpatent angegeben ist Das ZF- und Demodulationsteil ZD ist Teil eines konventionellen Empfängers. Das ZF-Eingangssignal wird über das ZF-Filter 1 dem Begrenzer 2 zugeführt und im FM-Demodulator 3 demoduliert. Zwischen dem ZF-Filter 1 und dem Begrenzer 2 ist ein selektiver ZF-Ausgang zusätzlich angeordnet, der mit der als statischer Entzerrer Si¹ bezeichneten Schaltung zur Störunterdrückung von Störungen der unter a) geschilderten Störungsart verbunden ist. Der Ausgang des FM-Demodulators 3 ist mit dem Eingang des dynamischen Entzerrers DE verbunden, der die unter b) geschilderten Störungen im Zusammenhang mit der Mehrwegeausbreitung unterdrückt. Den Ausgängen des dynamischen und des statischen Entzerrers DE und SE ist die Datenauswerteschaltung DA nachgeschaltet, an deren Datenausgang das empfangene, von Störungen befreite Signal abgenommen wird.

Der dynamische Entzerrer DE weist den Umschalter 5 auf, dem das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 unmittelbar zugeführt wird und bei störungsfreiem FM-Empfang direkt über die Schaltanordnung 13 der Datenauswerteschaltung DA und den hierin enthaltenen Regenrator 15 zum Datenausgang geleitet wird.

Sobald nun die als dynamische Verzerrungen anzusprechenden Störungen nach b) auftreten, tritt der am Ausgang des FM-Demodulators 3 mit seinem Eingang parallelgeschalteten Grenzwertschalter 4 in Funktion und schaltet den Umschalter 5 in seine zweite Stellung. Gleichzeitig ergeht ein Schaltbefehl an den Abtasthaltekreis 7, dem eingangsseitig über das Laufzeitglied 6 das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 ebenfalls zugeführt wird. Der Abtasthaltekreis 7 ist mit seinem Ausgang mit dem zweiten Kontakt des Umschalters 5 verbunden. Zum Zeitpunkt des Ansprechens des Grenzwertschalters 4 liegt damit am Abtasthaltekreis 7 ein verzögertes Signal, dessen Momentanwert dem des demodulierten Signals vor der Grenzwertüberschreitung in erster Näherung entspricht. Für die Dauer der Grenzwertüberschreitung wird dieser Momentanwert im Abtasthaltekreis T gespeichert und über den zweiten Kontakt des Umschalters 5 in den Datenstrom substituiert. Auf diese Weise wird der Energieinhalt des ursprünglichen Bits erhalten und seine Lesbarkeit im Regenerator 15 siehergestellt.

Das am Ausgang des ZF-Filters 1 ausgekoppelte ZF-Signal besitzt im Falle der Störungsart nach a), die als statische Verzerrung anzusprechen ist, eine bitsynchrone Amplitudenmodulation. Dieses AM-Signal wird über den logarithmischen Verstärker 8 dem AM-Demodulator 9 zugeführt. Ausgangsseitig weist der Amplitu-

ίο dendemodulator 9 zur Trennung des Gleich- und des Wechselanteils seines Ausgangssignals einen Kondensator auf. Das vom Gleichstromanteil befreite Ausgangssignal des Amplitudendemodulators 9 wird über den Block 10, der die Taktgewinnung und die Begrenzung des AM-Demodulationsprodüktes umfaßt, und den steuerbaren Inverter Il einem weiteren Anschluß der Schaltanordnung 13 zugeführt. Die Polarität des demodulierten AM-Signals an den Ausgängen des Amplitudendemodulators 9 und des Blocks 10 ist entweder in Gleichlage oder Kehrlage mit dem demodulierten FM-Signal am Ausgang des Umschalters 5, je nachdem, ob die eine oder die andere der beiden Eckfrequenzen definitionsgemäß ausgelöscht ist. Um hier die notwendigen eindeutigen Verhältnisse zu schaffen, wird der jeweils lesbare Anteil des FM-demodulierten Signals mit dem AM-demodulierten Signal im Polaritätsintegrator 12 verglichen und nach Bedarf der Inverter 11, der dabei über den Ausgang des Polaritätsintegrators gesteuert wird, umgeschaltet

Wie F i g. 2 zeigt, ist der Ausgang des Amplitudendemodulators 9 des statischen Entzerrers SE sowie der Ausgang des Inverters Il mit entsprechenden Eingängen des AM-Entscheiders 14 verbunden, der Teil der Datenauswerteschaltung DA ist und der automatisch prüft, ob eine fehlerfreie bitsynchrone Amplitudenmodulation vorhanden ist. Nur in diesem Fall betätigt der AM-Entscheider 14 die Schaltanordnung 13 zur Anschaltung des Ausgangs des Inverters 11 an den Regenerator 15, dem dann die über die Amplitudendemodulation des empfangenen Signals gewonnenen Daten zugeführt werden.

Wie die praktische Erprobung einer solchen Entzerrerschaltung im Fahrbetrieb zeigt, treten bei hügeligem und gebirgigem Gelände sehr schnelle zeitliche Wechsel der einzelnen Verzerrungszustände auf. Um hier eine wirksame Entzerrung vornehmen zu können, müssen von der Entzerrungseinrichtung hohe Adaptionsgeschwindigkeiten verlangt werden. Mit

so anderen Worten muß die Verzerrungseinrichtung in der Lage sein, bei ungünstigen Verhältnissen bis zu achtzig mal in der Sekunde auf einen anderen Auswertezustand umzuschalten. Bei solch hohen Adaptionsgeschwindigkeiten können beim Umschalten vom FM-Datenstrom auf den AM-Datenstrom und umgekehrt in der jeweilig zugehörigen Taktgewinnung Phasensprünge auftreten. Die dadurch im Signalstrom am Ausgang der Datenauswerteschaltung DA nach Fig.2 auftretende gestörte Bitintegrität führt alsdann zum Synchronisationsverlust des Datenempfangsteils und damit zu hohen Informationsverlusten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ausgehend von einem System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale nach dem Hauptpatent eine dieses System weiterbildende Lösung anzugeben, die es ermöglicht, auch bei hohen Adaptionsgeschwindigkeiten der Entzerrerschaltung mit hoher Sicherheit einen Verlust der Synchronisation des Datenempfangsteiles auszuschlie-

Ausgehend von dem bereits geschilderten System nach dem Hauptpatent wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der den Ausgängen der beiden Demodulatoren zugeordnete Umschalter zu einer Schaltanordnung mit einem Doppelumschalter'für die gleichzeitige Umschaltung zwischen dem FM-Takt und dem AM-Takt sowie dem regenerierten FM-Demodulationsprodukt und dem regenerierten AM-Demodulationsprodulct erweitert ist, daß in dieser Schaltanordnung ferner eine im Zeitraum eines fehlenden auswertbaren AM-Demodulationsproduktes gesperrte, einen Phasenausgleich zwischen dem AM-Demodulationsprodukt bzw. dem AM-Takt und dem FM-Demodulationsprodukt bzw. dem FM-Takt herbeiführende Phasennachführeinrichtung vorgesehen ist und daß der AM-Entscheider zur Ableitung sowohl des Schaltsignals für den Doppelumschalter als auch des Steuersignals für die sperrbare Phasennachführeinrichtung eine Zeitbewertungsschaltung aufweist.

Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde, daß sich die für den Synchronisationsverlust des Datenempfangsteils verantwortlichen Phasensprünge bei der Umschaltung zwischen den beiden Demodulatorausgängen bei Verwendung einer Phasennachführeinrichtung dann auftreten, wenn nicht durch Einführung einer Zeitbewertung des Umschaltkriteriums dafür gesorgt wird, daß Fehlschaltungen mit hoher Sicherheit ausgeschaltet sind und darüber hinaus auch noch sichergestellt ist, daß die Phasennachführeinrichtung bei fehlendem auswertbarem AM-Demodulationsprodukt nicht in Undefinierter Weise arbeiten kann.

Vorteilhafte schaltungstechnische Ausgestaltung der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 6 angegeben.

Anhand eines Ausführungsbeispiels soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten

F i g. 1 das bereits erläuterte, die verschiedenen Störformen bei Mehrwellenausbreitung in einem Zweiwegemodell beschreibende Diagramm,

Fig.2 der grundsätzliche Aufbau einer Entzerrerschaltung im Blockschaltbild,

F i g. 3 ein nähere Einzelheiten aufweisendes Blockschaltbild der Datenauswerteschaltung der Entzerrerschaltung nach der Erfindung,

Fig.4 das nähere Einzelheiten aufweisende Blockschaltbild des Phasenvergleichers der Phasennachführeinrichtung nach F i g. 3,

Fig.5 erste, die Funktion des Phasenvergleichers nach F i g. 4 erläuternde Zeitdiagramme,

Fig.6 zweite, die Funktion des Phasenvergleichers nach F i g. 4 erläuternde Zeitdiagramme.

Das in Fig.3 dargestellte Ausführungsbeispiel für eine nach der Erfindung ausgebildete Datenauswerteschaltung DA entsprechend F i g. 2 umfaßt die Schaltan-Ordnung 13, den Regenerator 15 und den AM-Entscheider 14. Die eingangsseitigen Anschlüsse χ 1, x2, χ 3, χ4 und χ 5 sowie der ausgangsseitige Anschluß χ 6 der Datenauswerteschaltung DA sind entsprechend F i g. 2 in F i g. 3 ebenfalls angegeben.

Die Schaltanordnung 13 besteht aus dem FM-Regenerator FR, der Phasennachführeinrichtung PE, dem Umschalter U und einem seinem Steuereingang vorgeschalteten Verzögerungsglied τ 1. Das am Anschluß xi ankommende FM-Demodulationsprodukt wird im FM-Regenerator regeneriert und dem Eingangsanschluß y\ des Phasenvergleichers Ph der Phasennachführeinrichtung PE zugeführt. Weiterhin leitet der FM-Regenerator FR aus dem FM-Demodulationsprodukt den FM-Takt und wiederum aus dem FM-Takt einen um den Faktor vier in der Frequenz erhöhten Schiebetakt ab. Der Schiebetakt wird über die Leitungen /1 und /2 den beiden Schieberegistern 57? 1 und SR 2 der Phasennachführeinrichtung PE zugeführt. Ferner wird der FM-Takt als Eingangssignal dem Schieberegister Rl über die Leitung 13 und das regenerierte FM-Demödulationsprodukt dem Eingang des Schieberegisters^/? 2 über die Leitung 14 zugeführt. Das Schieberegister SR1 stellt zusammen mit dem Multiplexer MUXi und das Schieberegister Si? 2 zusammen mit dem Multiplexer MUX2 eine von den beiden Ausgängen y 3 und y4 steuerbare Verzögerungsanordnung für den FM-Takt bzw. das regenerierte FM-Demodulatiöhspfodukt dar. Diesen Verzögerungsanordnungen ist der Doppelumschalter U nachgeschaltet, der aus den Umschaltern u i und u 2 besteht Die Ausgänge der Multiplexer MUX \ und MUX2 sind jeweils mit einem Schaltkontakt des Umschalters ui und u 2 verbunden. Am anderen Schaltkontakt des Umschalters Ui steht der regenerierte AM-Takt und am anderen Schaltkontakt des Umschalters υ 2 das regenerierte AM-Demödulätiönsprodukt an. Bei Umschaltung wird · somit jeweils der Takt und das Demodulationsprodukt gleichzeitig umgeschaltet. Die Multiplexer sind mit ihren Eingängen mit den Stufenausgängen der Schieberegister verbunden und weisen beim Ausführungsbeispiel drei Schaltstellungen auf, mit deren Hilfe es beim gewählten Schiebetakt möglich ist, eine Phasenverschiebung um ±90° vorzunehmen. Der Phasenvergleicher Ph, dem am zweiten Eingangsanschluß y 2 das regenerierte AM-Demodulationsprodukt zugeführt ist, vergleicht bei entsprechendem Signal am Sperreingang y5 die Phasenlage zwischen dem AM- und dem FM-Demodülationsprodukt und veranlaßt, falls erforderlich, über seine Ausgänge y 3 undy 4 eine dem festgestellten Phasenfehler entsprechende Phasenkorrektur um + oder —90°.

Der Regenerator 15 besteht aus der Summendaten-Taktgewinnung STW und der bistabilen Kippstufe BKl. Der Takt wird zunächst vom Umschaltkontakt des Umschalters u 1 der Summendaten-Taktgewinnurtg zugeführt. Sie besteht aus einem Oszillator mit Phasenregelschleife, bei der sich der Oszillator auf den ihm eingangs zugeführten Takt synchronisiert und ausgangsseitig mit dem Takteingang der bistabilen Kippstufe BKi verbunden ist. Die Phasenregelschleife gleicht die über den Ausgang des Schalters ul auftretenden Phasensprünge im AM/FM-Takt entsprechend ihrer Regelzeitkonstanten aus. Das Demodulationsprodukt am Umschaltkontakt des Umschalters u2 wird seinerseits dem Eingang der bistabilen Kippstufe BKi zugeführt. Der Ausgang der bistabilen Kippstufe stellt mit dem Anschluß χ 6 den Ausgang des Regenerators 15 dar.

Das Ausgangssignal des AM-Entscheiders 14, steht wie schon ausgeführt worden ist, am Steuereingang des Doppelumschälters t/über das Verzögerungsglied τ 1 an. Weiterhin wird dieses Ausgangssignal unmittelbar dem Sperreingang y5 des Phasenvergleichers Ph der Phasennachführeinrichtung PE zugeführt. Das Umschaltsignal ist so ausgebildet, daß der Phasenschieber Ph in einem das Umschalten der Signalauswertung von FM auf AM umfassenden Zeitintervall zur Durchführung einer gegebenenfalls erforderlichen Phasenanpassung vor dem Umschalten entsperrt ist. Das Verzögerungsglied τ 1 in der Zuführung des Steuersignals am

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Ausgang des AM-Entscheiders 14 zum Doppelumschalter i/überbrückt hierbei die Zeit, die erforderlich ist, um den Regelvorgang der Summendaten-Taktgewinnung STWdes Regenerators 15 aufgrund einer Änderung der Phase durch die Phasennachführeinrichtung PE zum Abschluß zu bringen. Das gleiche vollzieht sich bei Durchführung einer Umschaltung von der Auswertung des AM-Demodulationsproduktes auf das FM-Demodulationsprodukt. Auf diese Weise wird gewährleistet, daß einerseits bei fehlendem AM-Demodulationsprodukt, also in den Fällen I und III nach F i g. I keine in diesem Falle dann undefinierbare Regelung zustande kommt und andererseits die Verzögerungsanordnungen mit drei Schaltstellungen auskommen. Gerade im Fall I, in dem die Nullstelle in der Spektrumsmitte auftritt, kann ein AM-Demodulationsprodukt vorgetäuscht werden. An sich sind im Falle I die Pegel der beiden Eckfrequenzen /o und f\ durch die Verzerrung etwa gleich stark gedämpft. Durch rauschabhängige Schwankungen des FM-Abtasttaktes können jedoch wesentlich größere Pegelunterschiede vorgetäuscht werden, also ein scheinbares AM-Demodulationsprodukt, das im Vergleich zum FM-Demodulationsprodukt im Phasenvergleicher Ph, wenn dieser nicht gesperrt wäre, einen falschen Regelvorgang auslösen würde.

Die geschilderten durch rauschabhängige Schwankungen des FM-Abtasttaktes vorgetäuschten größeren Pegelunterschiede würden im AM-Entscheider 14 darüber hinaus zu einer unerwünschten Umschaltung von der Auswertung des FM-Demodulationsproduktes auf das AM-Demodulationsprodukt führen, wenn nicht, wie das beim AM-Entscheider 14 der Fall ist, von einer Zeitbewertungsschaltung ZßGebrauch gemacht würde. Die Zeitbewertungsschaltung ZB weist ein Zeittor in Form des Rahmenzählers Zl auf, dem das regenerierte AM-Demodulationsprodukt am Anschluß λγ4 angeboten und über die Hintereinanderschaltung des Pulsformers PF und der monostabilen Kippstufe MK1 dem Zähleingang zugeführt wird. Der Pulsformer PF leitet aus den Pulsflanken des regenerierten AM-Demodulationsproduktes kurze Impulse ab, die in der monostabilen Kippstufe MK1 in Rechteckimpuise umgesetzt werden. Der Rahmenzähler Zl zählt also die aufeinanderfolgenden Pulsflanken und stellt sich automatisch am Ende eines Rahmenzyklus wieder auf Null zurück. Der Rückstellimpuls wird gleichzeitig dem Takteingang der der Zeitbewertungsschaltung ZB nachgeschalteten bistabilen Kippstufe BK 2 und dem Rückstelleingang des Ereigniszählers Z 2 zugeführt, an dessen Zähleingang die ausgangsseitigen Impulse der monostabilen Kippstufe MK1 über das UND-Gatter G anliegen. Der zweite Eingang des UND-Gatters G ist mit dem Ausgang des Komparators K verbunden, dessen Eingang über den Anschluß χ 5 das nicht regenerierte AM-Demodulationsprodukt zugeführt wird. Das an χ 4 anliegende Signal weist durch die Regeneration gegenüber dem an λ-5 anstehenden AM-Demodulationsprodukt eine Nacheilung von Bit/2 auf. Der Komparator K stellt in Verbindung mit dem einstellbaren Widerstand R eine Schwellwertschaltung dar, die lediglich dann ein Ausgangssignal an den zweiten Eingang des UND-Gatters G abgibt, wenn der AM-Wechselspannungsanteil des nichtregenerierten AM-Demodulationsproduktes eine ausreichende Größe erreicht hat. Auf diese Weise ist sichergestellt, daß der Ereigniszähler Z2 nur dann jeden zweiten Impuls am Ausgang der monostabilen Kippstufe MK1 zählt, wenn ein auswertbares AM-Demodulationsprodukt vorliegt.

Sobald der Ereigniszähler Z 2 die innerhalb eines Bewertungszeitraumes vorgegebene Zählstellung erreicht bzw. überschreitet, wird über den dem Ereigniszählerausgang nachgeschalteten Vergleicher V ein Signal am Eingang der bistabilen Kippstufe BK 2 wirksam, das im Zeitpunkt der Abgabe eines Rückstellimpulses des Rahmenzählers Zl über den Ausgang dieser bistabilen Kippstufe als impulsförmiges Umsehaltsignal an die Schaltvorrichtung 13 abgegeben

ίο wird. Wie Fig.3 ferner zeigt, ist der Vergleicher V weiterhin mit den Ausgängen der Kodierschaltung CS verbunden, in die der Zähl wert des Ereigniszählers Z 2 eingespeichert ist, ab dem am Vergleicherausgang eine Umschaltung vorgenommen werden soll.

Der Vollständigkeit halber ist in Fig.4 noch eine Ausführungsform eines sperrbaren Phasenvergleichers Ph nach Fig.3 dargestellt. Er weist im wesentlichen zwei Signalwege zwischen seinen beiden Eingangsanschlüssen y\ und y2 und seinen beiden Ausgangsan-Schlüssen ^3 und y4 auf. Im einen Signalweg sind hintereinander die bistabile Kippstufe BKW, das Verzögerungsglied τ 2, die bistabile Kippstufe BK12 und die bistabile Kippstufe BK13 angeordnet. Im zweiten Signalweg befindet sich die Hintereinanderschaltung der bistabilen Kippstufen BK2i, BK22 und BK 23. Für die Taktsteuerung der bistabilen Kippstufen BK12 und BK 22 ist die monostabile Kippstufe MK 2 vorgesehen, die eingangsseitig mit dem Eingangsanschluß j2 verbunden ist. Die bistabilen Kippstufen BK13 und BK 23 werden für das Sperren des Phasenschiebers Ph benötigt und sind hierzu mit ihren Takteingängen mit dem Sperreingang y5 verbunden. Weiterhin ist in diesem Zusammenhang die monostabile Kippstufe MK 3 zu nennen, die eingangsseitig ebenfalls mit dem Sperreingang y5 verbunden ist und ausgangsseitig mit den Rückstelleingängen R der bistabilen Kippstufen BK13 und BK 23 zusammengeschaltet ist. Wie F i g. 4 ferner erkennen läßt, ist der Eingangsanschluß y2 sowohl mit dem Eingang der bistabilen Kippstufe BK 21 als auch mit dem Rückstelleingang R der bistabilen Kippstufe BKW verbunden. In gleicher Weise ist der Eingangsanschluß y 1 mit dem Eingang der bistabilen Kippstufe BK11 und dem Rückstelleingang R der bistabilen Kippstufe BK 21 verbunden.

Im Schaltbild der Fig.4 sind an verschiedenen Stellen der Schaltung die kleinen Buchstaben a, b, c, d, e, f, g, h angegeben, die in den folgenden Fig.5 und 6 Zeitdiagrammen zugeordnet sind, die die an diesen Stellen auftretenden Spannungsverläufe wiedergeben.

Anhand dieser Zeitdiagramme soll nun im folgenden die Wirkungsweise des Phasenvergleichers Ph nach F i g. 4 noch näher erläutert werden.

Die Zeitdiagramme nach F i g. 5 stellen zunächst den Fall dar, in dem das am Eingangsanschluß y 1 anliegende FM-Demodulationsprodukt dem am Eingangsanschluß y2 anliegenden AM-Demodulationsprodukt um 180° entsprechend einem halben Bit voreilt. Die zugehörigen Pulsfolgen sind in den Diagrammen a und b der Fig.5 dargestellt. Es ist dabei davon auszugehen, daß die bistabilen Kippstufen BKW und BK21 lediglich auf die positive Flanke der Pulsfolgen in den Zeitdiagrammen a und b ansprechen. Bei der gegebenen Phasenvoreilung des FM-Demodulationsproduktes ergibt sich am Ausgang der bistabilen Kippstufe BKW hier kein Signal, weil im Zeitpunkt einer positiven Impulsflanke stets der Rückstelleingang R aktiviert ist. Mangels eines Ausgangssignals treten auch keine Signale am Eingang und Ausgang der bistabilen Kippstufe BK12 sowie am

Ausgang y 3 auf. In F i g. 5 ist dies in der im Diagramm c f, ^dargestellten Nullinie zum Ausdruck gebracht.

Am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK2\ im zweiten Signalweg treten entsprechend Diagramm d Impulse auf, deren Dauer gleich der Phasenverschiebung zwischen den Pulsdiagrammen a und b, also Bithalbe ist. Wie das Diagramm e zeigt, leitet die monostabile Kippstufe MK 2 mit jeder positiven Impulsflanke der Pulsfolge a am Eingangsanschluß y2 einen Impuls ab, dessen Dauer ein Viertel eines Bits der Pulsfolge der Diagramme a und b ist. Mit anderen Worten werden hier mit der positiven Rückflanke die Impulse am Ausgang der monostabilen Kippstufe MK 2 das noch Vorhandensein der Impulse nach dem Diagramm d überprüft und bei positivem Ergebnis die bistabile Kippstufe 5^22 von ihrem Ruhe- in den Arbeitszustand umgeschaltet. Dieser Vorgang wiederholt sich mit jedem weiteren Impuls, so daß am Ausgang dieser bistabilen Kippstufe entsprechend Diagramm h ein positives Ausgangssignal aufrechterhalten wird. Dieses Ausgangssignal wird im entsperrten Zustand der bistabilen Kippstufe BK 23 am Ausgangsanschluß j4 wirksam und schaltet die Multiplexer MUXX, MUX2 nach F i g. 3 im Sinne einer Reduzierung der Phasenablage um. Das Entsperren der bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 erfolgt durch den Umschaltimpuls am Sperreingang y 5, der mit anderen Worten die bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 für die Durchschaltung eines Signals an ihrem Eingang vorbereitet, während die monostabile Kippstufe MK 3 nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit beim Zurückkippen in den Ursprungszustand die bistabilen Kippstufen BK13 und BK 23 wieder in ihren Ausgangszustand zurückschaltet. Auf diese Weise ist gewährleistet, daß die erwünschte Phasenanpassung im Zeitbereich der Umschaltung lediglich solange aufrecht erhalten bleibt, bis die Umschaltung ausgeführt und der geschilderte Regelvorgang in der Summendaten-Taktgewinnung STW abgeklungen ist. Das Zurückschalten der Multiplexer MUX1 und MUX2 in ihre Ausgangsstellung mit dem Zurückkippen der monostabilen Kippstufe MK 3 und der damit verbundenen Zustandsänderung an den Rückstelleingängen R der genannten bistabilen Kippstufen löst zwar dann einen weiteren Regelvorgang in der Summendaten-Taktgewinnung aus, der jedoch, da er lediglich eine Phasenänderung von 90° herbeiführt, keinen Bitverlust mit den sich daraus ergebenden Folgen auslösen kann.

Die Diagramme der F i g. 6 zeigen die Verhältnisse für den Fall, daß das FM-Demodulationsprodukt in seiner Phase dem AM-Demodulationsprodukt um ein halbes Bit nacheilt. In diesem Falle tritt am Ausgang der bistabilen Kippstufe 5^21 entsprechend dem Diagramm d kein Ausgangssignal auf, weil während einer an ihrem Eingang auftretenden positiven Pulsflanke der Rückstelleingang R aktiviert ist. Entsprechendes gilt für das Signal am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK 22 und dem Ausgangsanschluß y 4. Wie F i g. 6 zeigt, tritt nunmehr am Ausgang der bistabilen Kippstufe BKW eine Impulsfolge auf, deren Impulse die Dauer eines halben Bit aufweisen. Diese Impulse werden im Verzögerungsglied τ 2 entsprechend Diagramm / um ein halbes Bit verzögert und über die Ausgangsimpulse der monostabilen Kippstufe MK 2 auf ihre Dauer abgefragt. Entsprechend den in Fig.5 dargestellten Verhältnissen tritt nunmehr am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK12 entsprechend Diagramm g ein Dauersignal auf, das im entsperrten Zustand der bistabilen Kippstufe BK13 an den Ausgangsanschluß y 3 gelangt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer binären Frequenzmodulation einem Träger aufgeprägt sind in einem reflexionsbehafteten Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei mobilen Stationen, Weitverkehr und Streustrahlverbindungen, bei dem die durch Phasen- und Amplitudenverzerrungen auftretenden Informationsverluste ihrer Ursache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen automatisch erfaßt werden, von denen die eine einen Frequenzdiskriminator aufweist, dem eine Einrichtung zum Erkennen von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nachgeschaltet ist, sowie eine Schaltung, die diese Störspitzen ausgleicht, und die andere einen Amplitudenmodulator enthält, der dem Frequenzdemodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist, bei dem ferner die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen Umschalter geführt sind, der von einer Amplitudenmodulations-Auswertevorrichtung gesteuert wird und der bei erkennbarer Amplitudenmodulation ausreichender Größe den Amplitudendemodulator und bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskriminator samt Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang schaltet und bei dem Ausgang des AM-Demodulators ein Polarisationsinverter nachgeschaltet ist, der von einem Polaritätsintegrator gesteuert über einen AM-Entscheider das AM-Demodulationsprodukt abhängig von der Höhe des FM-Demodulationsproduktes im Sinne polaritätsrichtiger AM-Demodulation umsteuert, nach Patent 26 28 997.4, dadurch gekennzeichnet, daß der den Ausgängen der beiden Demodulatoren zugeordnete Umschalter zu einer Schaltanordnung (13) mit einem Doppelum-Echalter (LJ) für die gleichzeitige Umschaltung zwischen dem FM-Takt und dem AM-Takt sowie dem regenerierten FM-Demodulationsprodukt und dem regenerierten AM-Demodulationsprodukt erweitert ist, daß in dieser Schaltanordnung ferner eine zumindest im Zeitraum eines fehlenden auswertbaren AM-Demodulationsproduktes gesperrte, einen Phasenausgleich zwischen dem AM-Demodulationsprodukt bzw. dem AM-Takt und dem FM-Demodulationsprodukt bzw. dem FM-Takt herbeiführende Phasennachführeinrichtung (PE) vorgesehen ist und daß der AM-Entscheider (14) zur Ableitung sowohl des Schaltsignals für den Doppelumschalter als auch des Steuersignals für die sperrbare Phasennachführeinrichtung eine Zeltbewertungsschaltung (ZB) aufweist.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasennachführeinrichtung aus in der Zuführung des FM-Taktes und in der Zuführung des AM-Demodulationsproduktes zum Doppelumschalter (U) angeordneten, von einem Phasenvergleicher (Ph) gesteuerten Verzögerungsanordnungen besteht.

3. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Verzögerungsanordnung ein taktgesteuertes Schieberegister (SR 1, SR 2) aufweist, dessen Takt vom FM-Takt abgeleitet ist, jedoch eine gegenüber diesem wesentlich erhöhte Taktfrequenz hat und daß den Stufenausgängen des Schieberegisters ein von Phasenvergleicher (Ph) gesteuerter, die

Verzögerungsanordnung vervollständigender Multiplexer (MUX 1, MUX2) nachgeschaltet ist.

4. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Steuertaktes für die Schieberegister (SR 1, SR 2) gleich der vierfachen Frequenz des FM-Taktes ist und daß die Steuerung der aus je einem Schieberegister mit Multiplexer (MUXi, MUX2) bestehenden Verzögerungsanordnung in Phasenschritten von ±90° vorgenommen ist.

5. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der AM-Entscheider^aus der Hintereinanderschaltung der eingangsseitigen Zeitbewertungsschaltung (ZB) und einer ausgangsseitigen Koinzidenzschaltung (BK2) besteht, daß ferner die Zeitbewertungsschaltung als Zeittor einen die Pulsflanken des regenerierten AM-Demodulationsproduktes zählenden Rahmenzähler (Zi) aufweist, der mit Vollendung eines Rahmenzyklus einen Impuls an den einen Eingang der Koinzidenzschaltung und an den Rückstelleingang eines ebenfalls Pulsflanken des regenerierten AM-Demodulationsproduktes zählenden Ereigniszählers (Z 2) abgibt, der bei Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes die Abgabe eines Steuerimpulses an den zweiten Eingang der Koinzidenzschaltung auslöst und daß dem Zähleingang des Ereigniszählers ein UND-Gatter (G) vorgeschaltet ist, das vom Ausgangssignal eines Schwellwert-Komparators (K) dann und nur dann offen gesteuert ist, wenn das an seinem Eingang anstehende nicht regenerierte AM-Demodulationsprodukt einen vorgegebenen Schwellwert über- bzw. unterschreitet.

6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des AM-Entscheiders (14) als Steuersignal der sperrbaren bzw. entsperrbaren Phasennachführeinrichtung (PE) unmittelbar und als Umschaltsignal dem Doppelumschalter (U) mittelbar über ein Verzögerungsglied (v 1) zugeführt ist.