DE29516307U1

DE29516307U1 - Anordnung zur Erzeugung eines Drehzahl-Istwertsignals

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Publication number: DE29516307U1
Application number: DE29516307U
Authority: DE
Original assignee: Papst Motoren GmbH and Co KG
Current assignee: Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Priority date: 1994-11-08
Filing date: 1995-10-14
Publication date: 1996-03-07
Anticipated expiration: 2005-10-15
Also published as: DE59510330D1

Description

Anordnung zur Erzeugung eines Drehzahl-Istwertsignals

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung eines analogen Drehzahl-Istwertsignals aus einem digitalen oder quasi-digitalen Signal.

Bei elektronisch kommutierten Motoren (ECM) verwendet man oft das Ausgangssignal eines Rotorstellungssensors als Drehzahlsignal. Meist wird als Rotorstellungssensor heute ein Hall-IC verwendet, dessen Ausgangssignal während einer Rotordrehung von 180° el. hoch und während einer anschließenden Rotordrehung von 180° el. niedrig ist. Die Frequenz dieses digitalen Signals ist ein direktes Maß für die Drehzahl.

Für Zwecke der Drehzahlregelung ist ein solches digitales Signal wenig geeignet, besonders bei niedrigen Drehzahlen.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine neue Anordnung zur Erzeugung eines Drehzahl-Istwertsignals bereitzustellen.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch die Anordnung nach dem Anspruch 1. Sie hat den Vorteil, daß Tiefpaßfilter oder dergleichen meist entfallen können, so daß eine Drehzahländerung praktisch ohne zeitliche Verzögerung in eine Änderung des analogen Drehzahl-Istwertsignals umgesetzt wird. Dies ist besonders wichtig für Regelvorgänge bei niedrigen Drehzahlen eines Motors. Das zur Differenzbildung ausgebildete Organ wird hierbei bevorzugt als Operationsverstärker ausgebildet.

Dabei geht man bevorzugt gemäß Anspruch 3 vor. Dies hat den Vorteil, daß man in sehr einfacher Weise ein Signal mit schrägen Flanken und mit einem drehzahl abhängigen Gleichspannungsanteil erhält, das für eine analoge Differenzbildung, z.B. mittels eines Differenzverstärkers, sehr gut geeignet ist.

Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Kondensators und des ihm zugeordneten Entladewiderstands so gewählt sind, daß sich im interessierenden Drehzahlbereich eine im wesentlichen lineare Beziehung zwischen dem analogen Drehzahl Istwertsignal und der Drehzahl eines zu regelnden Motors ergibt. Eine solche lineare Beziehung wird bei vielen Anwendungen verlangt, und sie kann durch geeignete Wahl der Größe des Kondensators und des ihm zugeordneten Entladewiderstands in einfacher Weise erreicht werden.

Eine Verbesserung, besonders bei niedrigen Drehzahlen, ergibt sich durch die Maßnahme nach Anspruch 7, da sich hierdurch die Frequenz des schräge Flanken aufweisenden Signals verdoppelt.

Eine weitere Verbesserung, speziell bei niedrigen Drehzahlen eines zu regelnden Motors, ergibt sich durch den Gegenstand des Anspruchs 8, da hierdurch die Frequenz des digitalen Signals erhöht wird, was die Auswertung vereinfacht und verbessert.

Eine weitere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch den Gegenstand des Anspruchs 9, wobei sich eine weitere Verbesserung, besonders bei niedrigen Drehzahlen, durch den Gegenstand des Anspruchs 10 ergibt.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den übrigen Unteransprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 eine Prinzipdarstellung eines dreisträngigen elektronisch kommutierten Motors und einer zugeordneten Drehzahlregeleinrichtung, sowie der zugehörigen Anordnung zur Erzeugung eines drehzahlabhängigen analogen Signals,

Fig. 2 ein Schaltbild» welches eine bevorzugte Anordnung zur Umsetzung von digitalen oder annähernd digitalen Signalen in ein äquivalentes analoges Signal darstellt,

Fig. 3 Schaubilder zur Erläuterung der Anordnung nach Fig. 2, Fig. 4 eine graphische Darstellung, welche zeigt, wie in einem beispielhaften Bereich zwischen 1000 und 8000 U/min die Beziehung zwischen der Drehzahl und dem analogen Drehzahl-Istwertsignal linearisiert werden kann,

Fig. 5 eine Schaltung zur Addition der Signale an drei Sensoren 15, 16 und 17 eines elektronisch kommutierten Motors, und zur optimierten Auswertung des dabei entstehenden Summensignals,

Fig. 6 Schaubilder zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 5, Fig. 7-9 Oszillogramme zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 5, Fig. 10 ein Schaltbild einer weiteren Variante der Erfindung, und Fig. 11 bis 13 Oszillogramme zur Erläuterung der Schaltung nach Fig.

Fig. 1 zeigt schematisch eine Anordnung zur Drehzahlregelung eines elektronisch kommutierten Motors 10, im folgenden ECM 10 genannt, der beispielhaft drei Stränge H₅ 12, 13 in Stern- oder Dreieckschaltung, sowie.einen permanentmagnetischen Rotor 14, aufweisen kann. Dieser Motor 10 enthält auch drei HaIl-ICs 15, 16 und 17, welche dazu dienen, die Kommutierung des ECM 10 zu steuern. Diese HaIl-ICs haben voneinander jeweils einen Abstand von 120° el., wie in Fig. 1 symbolisch angedeutet.

Gemäß Fig.l dient das Ausgangssignal 19 des Hall-IC 15 zusätzlich als digitales Drehzahl -Istwertsignal. Es ist in Fig. 3a dargestellt. Seine Periodendauer T ist zur Drehzahl N des ECM 10 umgekehrt proportional. Alternativ können gemäß Fig. 5 die Ausgangssignale aller drei HaIl-ICs 15, 16 und 17 zur Drehzahlregelung verwendet werden, wodurch sich noch eine wesentliche Verbesserung der Qualität der Drehzahlregelung ergibt_s was besonders bei niedrigen Drehzahlen einen großen Vorteil darstellt.

Die Signale der HaIl-ICs 15, 16 und 17 werden einer Kommutierungsschaltung 18 zugeführt. Diese bestimmt, welcher der Stränge 11, 12 und/oder 13 im Augenblick Strom erhält, und sie bestimmt ferner - in Abhängigkeit

von der Drehzahl -, wie lange der betreffende Strang Strom erhält, oder wie hoch dieser Strom ist, um so eine gewünschte Drehzahl einzuhalten. Die Kommutierungsschaltung 18 ist nicht im einzelnen dargestellt, da der Aufbau derartiger Schaltungen in vielfältigen Varianten bekannt

Die Kommutierungsschaltung 18 steuert eine Endstufe 21, die bevorzugt als Brückenschaltung aufgebaut ist und die ebenfalls nicht dargestellt ist. Es gibt eine Vielzahl bekannter Brückenschaltungen (Halbbrücken, Voll brücken) für diesen Zweck. Die drei Stränge 11, 12 und 13 sind an diese Brückenschaltung angeschlossen. Derartige Brückenschaltungen sind z.B. dargestellt in "asr-digest für angewandte Antriebstechnik", Heft 1 bis 2, 1977, Seiten 27 bis 31.

Das Signal 19 vom Hall-IC 15 wird einer Auswerteschaltung 24 zugeführt, deren Funktion es ist, das digitale oder annähernd digitale Signal 19 in ein analoges Signal an seinem Ausgang 25 umzuwandeln. Das analoge Signal wird beim Ausführungsbeispiel anschließend einem PI-Regler 26 für die Drehzahlregelung des ECM 10 zugeführt, und das Ausgangssignal des PI-Reglers 26 steuert, z.B. über eine Impulsbreitensteuerung 27, und über eine Verbindung 28 die Kommutierungsschaltung 18. Dem PI-Regler 26 wird auch, wie dargestellt, von einem Potentiometer 30 ein Signal für die gewünschte Drehzahl zugeführt, das sogenannte Drehzahl-Sollwertsignal.

Im Regler 26 wird also das Sollwertsignal vom Potentiometer 30 mit dem analogen Istwertsignal von der Auswerteschaltung 24 verglichen, und die Drehzahl des ECM 10 wird entsprechend geregelt. Naturgemäß eignet sich die Erfindung in gleicher Weise zur Drehzahlregelung von anderen Motoren, z.B. von Gleichstrommotoren mit Kollektor, oder generell zur Drehzahlregelung bei sich drehenden Teilen.

Fig. 2 zeigt im einzelnen den Aufbau einer ersten Ausführungsform der Auswerteschaltung 24 und des Reglers 26.

Die Signale 19 vom Hall-IC 15 werden über einen Eingang 31 einem Differenzierglied zugeführt, das aus einem Kondensator 32 und einem Widerstand 33 besteht, welch letzterer an die positive Leitung (+ Uj₃) angeschlossen ist. Am Ausgang B des

Differenziellieds 32, 33, also an der Basis .·..··.:···.: j .. ....

eines pnp-Transistors 35, erhält man folglich negative Nadelimpulse 36 (Fig. 3b) bei jeder negativen Flanke des digitalen Drehzahlsignals

19. Diese Impulse 36 machen jeweils kurzzeitig den Transistor 35 leitend, so daß über dessen Emitterwiderstand 37 kurzzeitig ein Stromimpuls zu einem Kondensator 39 fließt, der zwischen dem Kollektor des Transistors 35 und der negativen Leitung 42 angeordnet ist, und zu dem ein Entladewiderstand 44 parallelgeschaltet ist. Im Betrieb lädt sich dabei der Kondensator 39 jedesmal durch den Stromimpuls praktisch auf die positive Spannung Uj₃ auf, die in Fig. 3c als gestrichelte Linie 38 angedeutet ist. Alternativ kann der Transistor 35 zusätzlich auch bei jeder positiven Flanke des digitalen Drehzahlsignals 19 kurzzeitig leitend gesteuert werden, was besonders bei niedrigen Drehzahlen sehr vorteilhaft ist.

Diese Variante ist in Fig. 5 dargestellt.

Da sich der Kondensator 39 nach jeder Ladung (über den Transistor 35) wieder über den Entladewiderstand 44 entlädt, ergibt sich an der Stelle C, also am Kollektor des Transistors 35, eine etwa sägezahnförmige Spannung C mit einer Frequenz, die der Drehzahl N des ECM 10 proportional ist. Diese Spannung ist in Fig. 3c dargestellt. Wird der Transistor 35 zusätzlich auch bei jeder positiven Flanke des Signals 19 leitend gesteuert, was in Fig. 5 dargestellt ist, so verdoppelt sich die Frequenz der sägezahnförmigen Spannung am Punkt C.

Das Maß, um das der Kondensator 39 über den Widerstand 44 entladen wird, ist eine Funktion der Periodendauer T (Fi.g 3a): Je größer T ist, d.h. je niedriger die Drehzahl N ist, desto stärker wird der Kondensator 39 entladen, und je höher die Drehzahl N ist, umso weniger wird er entladen.

In Fig. 3c ist das tiefste Potential, auf das der Kondensator 39 bei der dargestellten Drehzahl entladen wird, mit 34 bezeichnet. Dieses Potential steigt mit steigender Drehzahl N an, d.h. der Signalhub 43 (Fig. 3c) nimmt mit steigender Drehzahl zu, weil die Differenz zwischen den Potentialen 38 und 34 mit steigender Drehzahl N abnimmt. Das Potential 38 verändert sich dabei praktisch nicht, d.h. es entspricht im wesentlichen der Spannung Uj₃.

Hat der ECM 10 einen zweipoligen Rotor 14, so beträgt bei N = 3000 U/min die Frequenz des Signals 19 nur 50 Hz, d.h. hier müssen Signale mit sehr niedrigen Frequenzen verarbeitet werden. Würde man die Spannung am Punkt C durch ein Tiefpaßfilter glätten, was sonst in einem solchen Fall übliche Technik ist, so würde bei einer Drehzahländerung eine erhebliche Zeitverzögerung auftreten, bevor das Ausgangssignal eines solchen Tiefpaßfilters der aktuellen Drehzahl entsprechen würde. Auch wäre hierfür ein großer Aufwand an Bauteilen erforderlich.

Die Erfindung geht deshalb einen anderen Weg, und zwar wird das Signal C am Punkt C, das in Fig. 3c dargestellt ist, über einen Widerstand 48 direkt dem Pluseingang eines Operationsverstärkers 50 zugeführt, der auch über einen Widerstand 56 mit der Minusleitung 42 verbunden ist. Das Signal am Pluseingang des Operationsverstärkers 50 enthält also sowohl den Wechselanteil wie den Gleichanteil des Signals C am Punkt C. Der Operationsverstärker 50 arbeitet hier als Subtrahierglied, nämlich als Differenzverstärker mit einem Verstärkungsfaktor V=I.

Ferner wird, über einen Kondensator 53 und einen mit diesem in Reihe geschalteten Widerstand 54, praktisch nur der Wechselanteil des Signals am Punkt C dem Minuseingang des Operationsverstärkers 50 zugeführt. Dieser Wechselanteil ist in Fig. 3d dargestellt und kann am Punkt D gemessen werden. Der Minuseingang des Operationsverstärkers 50 ist außerdem über einen Widerstand 52 mit dem Ausgang 25 des Operationsverstärkers 50 verbunden. Durch den Rückführwiderstand 52 des Operationsverstärkers 50 ergibt sich an dessen Minuseingang eine Sägezahnspannung, die nicht kleiner als das Potential 0 wird, wie in Fig. 3d und in Fig. 8, Signal D, dargestellt. Jedoch ist klar, daß durch den Kondensator 53 nur der Wechselanteil des Signals C übertragen wird, da ein Kondensator für ein Gleichspannungssignal wie ein Isolator wirkt.

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Der Operationsverstärker 50 subtrahiert das Signal gemäß Fig. 3d vom Signal gemäß Fig. 3c, und übrig bleibt, am Ausgang E des Operationsverstärkers 50, der in Fig. 3e dargestellte Gleichanteil des Signals gemäß Fig. 3c, also im wesentlichen eine Gleichspannung, welche direkt dem Regler 26 zugeführt wird. Die Arbeitsweise ist also die eines Subtrahierers, der das Signal am Punkt D vom Signal am Punkt C subtrahiert, so daß keine wesentlichen zeitlichen Verzögerungen, sogenannte Signallaufzeiten, entstehen. Naturgemäß hat das Signal in Fig. 3e bei niedrigen Drehzahlen eine gewisse Restwertigkeit (ripple), was unvermeidlich ist.

Der Regler 26 enthält ebenfalls einen Operationsverstärker 60, dessen Minuseingang, über einen Widerstand 62, das Signal am Ausgang 25 des Komparators 50 zugeführt wird. Seinem Pluseingang wird, über einen Widerstand 64, das Signal vom Sollwertgeber 30 zugeführt, das ebenfalls ein Gleichspannungssignal ist.

Zwischen dem Ausgang 28 des Operationsverstärkers 60 und dessen Minuseingang liegt die Serienschaltung eines Widerstands 66 und eines Kondensators 68, und dazu parallel ein Widerstand 70. Am Ausgang 28 erhält man also ein Signal, welches ein Maß für die Abweichung zwischen dem analogen Drehzahl-Istwertsignal am Ausgang 25 und dem Drehzahl-Sollwertsignal am Geber 30 ist, so daß die Drehzahl auf den am Sollwertgeber 30 eingestellten Wert geregelt wird. Beim Ausführungsbeispiel handelt es sich um einen PI-Regler, doch sind selbstverständlich auch andere Reglerarten möglich.

Für die Schaltung nach Fig. 2 werden nachfolgend einige bevorzugte Werte angegeben:

Kondensator 32 InF

Widerstände 33, 44, 70 100 kOhm
Transistor 35 BC857B

Widerstände 37, 66 220 0hm
Kondensatoren 39, 68 22 nF

Widerstände 48, 52, 54, 56 470 kOhm

Kondensator 53 100 nF

Operationsverstärker 50 und 60 Doppel verstärker LM2904 Widerstände 62, 64 22 kOhm

Fig. 4 zeigt, daß das Signal E am Ausgang des Operationsverstärkers 50 bei geeigneter Dimensionierung der Komponenten 39 und 44 weitgehend eine lineare Funktion der Drehzahl ist. Dabei ist der lineare Teil 75 der Mittelabschnitt einer S-förmigen Kurve, wie in Fig. 4 dargestellt. Die geeigneten Werte für den Kondensator 39 und den Widerstand 44 lassen sich durch einen Iterationsvorgang bestimmen, oder durch einfaches Probieren. Hierzu benötigt man folgende Werte:

X = Zahl der Impulse des Signals 19 pro Rotorumdrehung Der Wert X hängt von der Pol paarzahl des Rotors 14 ab N = Drehzahl in U/min

Uj₃ = Betriebsspannung (V)

R = Wert des Widerstands 44 in 0hm

C = Wert des Kondensators 39 in Farad

Es gilt dann

E(N) = U_b - [u_b (1 - exp( SQ ;

I N-C-R-X

N-C-R-X

Die Kennlinie 75 kann etwa bis zum Wert der halben Betriebsspannung U_b linearisiert werden, wie in Fig. 4 angegeben. Sie ist berechnet für folgende Werte:

U_b = 12 V

R = 100 000 Ohm

C = 22 &khgr; 10"⁹ F

Für Bereiche mit niederen Drehzahlen werden ggf. andere Werte von R und C benötigt. Ein linearer Zusammenhang zwischen der Drehzahl und der Höhe des Signals E ist günstig für die genaue Einstellung der gewünschten Drehzahl.

Zu ergänzen ist, daß die Funktion der Auswerteschaltung 24 in weiten Grenzen unabhängig ist von der Höhe der Betriebsspannung Uj₃, z.B. im Bereich 5...30 V.

Fig. 5

Eine wesentliche Verbesserung der Qualität der Regelung bei niedrigen Drehzahlen ergibt sich, wenn bei einem dreisträngigen Motor, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, die Signale der drei HaIl-ICs 15, 16 und 17 addiert werden. Dies geschieht gemäß Fig. 5 bevorzugt über drei Widerstände 80, 81 und 82, die von den Ausgängen dieser HaIl-ICs zu einem Summierungspunkt 83 führen, der über einen Widerstand 85 an eine Plusleitung 86 angeschlossen ist. Am Punkt 83 erhält man dann ein Signal, das der Summe der Hallsignale Hl (am Hall-IC 15), H2 (am Hall-IC 16), und H3 (am Hall-IC 17) proportional ist und das die dreifache Frequenz des Signals Hl (oder H2 oder H3) hat. Die Fig. 6 zeigt in den Zeilen a) bis c) die drei Hallsignale Hl, H2 und H3, und in Zeile d) deren Summe S. Durch diese Verdreifachung der Frequenz wird eine gute Regelung bis herab zu sehr niedrigen Drehzahlen möglich. Die gleiche Schaltung kann z.B. auch bei einem sechssträngigen elektronisch kommutierten Motor verwendet werden, wie man ohne weiteres versteht.

Das Signal S am Punkt 83 wird, in ähnlicher Weise wie in Fig. 2, in einer Auswerteschaltung 24' ausgewertet; die Teile der Auswerteschaltung 24', die mit der Auswerteschaltung 24 gemäß Fig. 2 übereinstimmen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und werden gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Zusätzlich wird das Signal S bei der Schaltung nach Fig. 5 über einen Schalter 88 einem Differenzierglied zugeführt, das einen Kondensator 90 - zwischen dem Punkt 83 und der Basis eines npn-Transistors 91 und einen Widerstand 93 aufweist, der zwischen dieser Basis und der Minusleitung 42 angeordnet ist. Der Emitter des Transistors 91 ist ebenfalls mit der Minusleitung 42 verbunden, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 95 mit der Basis des pnp-Transistors 35 verbunden.

Bevorzugte Werte für die Schaltung nach Fig. 5:

Kondensatoren 32 und 90 InF

Kondensator 39 22 nF

Widerstände 33, 93 und 95 100 kOhm

Widerstände 44, 80, 81, 82, 85 22 kOhm

Widerstand 37 220 0hm

Transistor 35 BC857B

Transistor 91 BC847C

Die übrigen Werte sind gleich wie in Fig. 2.

Arbeitsweise der Fig. 5

Fig. 6 zeigt in Zeile a) das Signal Hl, in Zeile b) das Signal H2, und in Zeile c) das Signal H3. Durch das Widerstandsnetzwerk der (bevorzugt identisch großen) Widerstände 80, 81, 82 und 85 erhält man am Punkt 83 die Summenspannung S, wie sie in Zeile d) von Fig. 6 dargestellt ist. Im Vergleich zu den Signalen Hl, H2, H3 hat diese Summenspannung die dreifache Frequenz, was besonders für die Regelung bei niedrigen Drehzahlen außerordentlich wertvoll und von großem Vorteil ist.

Durch das RC-Differenzierglied 32, 33 werden, wie bereits bei Fig. 2 beschrieben, an der Basis des Transistors 35 negative Nadel impulse B' (Fig. 6e) jedesmal dann erzeugt, wenn das Signal S eine negative Flanke hat. Diese Nadel impulse B¹ bewirken jeweils eine kurzzeitige Ladung des Kondensators 39, wie bei Fig. 2 beschrieben.

Durch das RC-Differenzierglied 90, 93 werden an der Basis des Transistors 91 positive Nadel impulse A' (Fig. 6f) jedesmal dann erzeugt, wenn das Signal S eine positive Flanke hat. Diese Nadel impulse A' machen den Transistor 91 jedesmal kurzzeitig leitend und erzeugen dadurch an der Basis des Transistors 35 ebenfalls kurze negative Nadel impulse, die diesen Transistor kurzzeitig leitend machen und ebenfalls eine kurzzeitige Ladung des Kondensators 39 bewirken. (Diese Nadelimpulse sind in Fig. 6e nicht dargestellt).

• ·

-11- · · ■ " &diams;

Folglich erhält man am Kollektor des Transistors 35 ein Signal C (Fig. 6g), das im Vergleich zum Signal gemäß Fig. 3c eine sechsmal höhere Frequenz hat.

Öffnet man den Schalter 88, so werden die Nadel impulse A' nicht erzeugt, und die Frequenz des Signals C (Fig. 6g) halbiert sich folglich. Die Darstellung in Fig. 6e entspricht dem Zustand bei geöffnetem Schalter 88.

Die Fig. 7 bis 9 zeigen Oszillogramme, die mit der Schaltungsvariante Gemäß Fig. 5 aufgenommen wurden.

Fig. 7a zeigt das Signal S am Punkt 83 der Fig. 5. Fig. 7b zeigt die negativen Impulse B¹ an der Basis des Transistors 35 bei geöffnetem Schalter 88. Fig. 7c zeigt das Signal C in Fig. 5, also das sägezahnförmige Signal am Kondensator 39.

Fig. 8 zeigt ein Oszillogramm, bei dem mit C das Signal am Kollektor des Transistors 35 der Fig. 5 bezeichnet ist, also das Signal am Kondensator 39, das zwischen einem höheren und einem niedrigeren Wert schwankt, wobei aber das Potential am Kollektor des Transistors 35 stets positiver bleibt als das Potential der Minusleitung 42. Mit D ist das Potential an der Stelle D der Fig. 5 bezeichnet, also der Wechsel Spannungsanteil des Signals C, der zwischen einem positiven Potential und dem Potential 0 schwankt. Und mit E ist die Differenz der Signale C und D bezeichnet, also das Gleichspannungssignal am Ausgang E. Dabei ist zu beachten, daß der Kondensator 53 optimal an die Drehzahl angepaßt sein sollte, bei der der Regler hauptsächlich arbeitet, und dies kann durch einfache Versuche leicht festgestellt werden.

Der große Vorteil ist, daß sich durch die schrägen Flanken 100 des Signals C und die schrägen Flanken 102 des Signals D eine eindeutige Potentialdifferenz 105 an praktisch allen Stellen ergibt, wie sie in Fig. 8 beispielhaft eingezeichnet ist, so daß sich am Ausgang des Operationsverstärkers 50 eine definierte Gleichspannung E ergibt.

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Diese schrägen Flanken 100, 102 sind eine Folge der Integration am Kondensator 39.

Fig. 9 zeigt das Signal C für den Fall, daß der Schalter 88 in Fig. 5 geschlossen ist. Dadurch verdoppelt sich die Frequenz der Signale C im Vergleich zu Fig. 7, da in diesem Fall der Kondensator 39 sowohl bei den positiven wie bei den negativen Flanken F des Signals S einen Ladestromimpuls i über den Transistor 35 erhält, vgl. Fig. 9b.

Der große Vorteil ist, daß das Signal E in allen Fällen praktisch ohne zeitliche Verzögerung durch Differenzbildung zwischen zwei analogen Signalen erzeugt wird, so daß auch bei niedrigen Drehzahlen eine gute Qualität der Regelung erreicht werden kann. Naturgemäß wird durch die Maßnahmen nach Fig. 5 die Qualität der Regelung bei niedrigen Drehzahlen außerordentlich verbessert, da hierdurch die Frequenz des Signals S um den Faktor 3 erhöht wird und durch die Auswertung der positiven und der negativen Flanken die Frequenz des Signals C {Fig. 9) nochmals verdoppelt wird.

Die Fig. 10 bis 13 zeigen eine weitere Variante der Erfindung, bei der das analoge Drehzahl-Istwertsignal E bei niedrigen Drehzahlen sein Maximum hat und mit steigender Drehzahl abnimmt.

Die Signale A am Eingang 110 der Schaltung nach Fig. 10 werden über ein Differenzierglied 90, 93 der Basis eines npn-Transistors 91 zugeführt. Insoweit ist diese Schaltung identisch aufgebaut wie diejenigen nach Fig. 5, weshalb dieselben Bezugszeichen verwendet werden wie dort.

Vom Kollektor des Transistors 91 führt ein Widerstand 112 zur positiven Betriebsspannung Uj₃, während sein Emitter mit der Minus leitung 42 verbunden ist. Zwischen der Minusleitung 42 und dem Kollektor des Transistors 91 ist ein Kondensator 114 angeordnet. Wird der Transistor 91 durch einen positiven Impuls an seiner Basis leitend gesteuert, so entlädt er den Kondensator 114. Ist der Transistor 114 gesperrt,

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so wird der Kondensator 114 über den Widerstand 112 aufgeladen (entsprechend einer e-Funktion).

Fig. 11 zeigt bei a) das Oszillogramm des Eingangssignals A, z.B. von einem Hall-IC, und bei b) das Signal C am Kondensator 114, das also sägezahnförmig ist, jeweils von der Spannung Null (GND) aus ansteigt, und dieselbe Frequenz hat wie das Signal A. Je höher die Frequenz des Signals A wird, umso niedriger wird die Amplitude des Signals C, d.h. der Gleichspannungsanteil des Signals C nimmt mit steigender Drehzahl ab.

Das Signal C am Kollektor des Transistors 91 wird über einen Widerstand 116 dem Pluseingang eines Operationsverstärkers 118 zugeführt, der (wie bei den vorhergehenden Schaltungen) als Differenzverstärker wirksam ist. Der Pluseingang ist auch über einen Widerstand 120 mit der Minusleitung 42 verbunden.

Ferner wird das Signal C am Kollektor des Transistors 91 über die Serienschaltung eines Kondensators 122 und eines Widerstands 124 dem Minuseingang des Operationsverstärkers 118 zugeführt, der auch über einen Rückführwiderstand 126 mit dem Ausgang 128 des Operationsverstärkers 118 verbunden ist.

Fig. 12b zeigt das Signal D an der Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator 122 und dem Widerstand 124. Es ist im Vergleich zum Signal C gemäß Fig. 11b um einen bestimmten Gleichspannungsanteil in negativer Richtung verschoben. Auf diesen Gleichspannungsanteil lädt sich der Kondensator 122 im Betrieb auf, und dieser Gleichspannungsanteil entspricht etwa dem Gleichspannungsanteil des Signals C. (In allen Figuren bedeutet GND = Ground, also das Potential 0 V).

Da das Signal C dem Pluseingang und das Signal D dem Minuseingang des Operationsverstärkers 118 zugeführt wird, erhält man an dessen Ausgang 128 eine Gleichspannung E, die in Fig. 13b dargestellt ist. (Die Fig. 12a und 13a zeigen ebenso wie Fig. 11a das Signal A am

• ·

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Eingang 110). Die Amplitude a {Fig. 13b) des Signals E nimmt mit steigender Drehzahl ab.und ist am höchsten bei sehr niedrigen Drehzahlen.

Bevorzugte Werte für die Schaltung nach Fig. 10 sind:

Kondensator 90 1 nF

Widerstände 93, 112 100 KOhm

Transistor 91 BC 847C

Kondensator 114 10 nF

Kondensator 122 100 nF

Widerstände 116, 120, 124, 126 470 kOhm.

Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich. Die Schaltungen nach den Fig. 2 und 5 werden im allgemeinen bevorzugt, da bei ihnen die Gleichspannung E mit steigender Drehzahl ansteigt und es möglich ist, eine lineare Beziehung zwischen der Drehzahl und dieser Spannung herzustellen, wie in Fig. 4 dargestellt.

Claims

- 15 - Ansprüche

1. Anordnung zur Erzeugung eines analogen Drehzahl-Istwertsignals aus einem digitalen oder im wesentlichen digitalen Signal, dessen Frequenz einer zu erfassenden Drehzahl (N) proportional ist, mit einer ein integrierendes Glied (39) enthaltenden Vorrichtung (24), welcher dieses Signal zuführbar ist, um es in ein damit synchronisiertes, schräge Flanken aufweisendes Signal umzusetzen, das einem Eingang eines zur Differenzbildung zwischen zwei Signalen ausgebildeten Organs (50) zuführbar ist, dessen anderem Eingang ein Signal zuführbar ist, welches mindestens nahezu nur den Wechselspannungsanteil des schräge Flanken aufweisenden Signals enthält,

um so am Ausgang (25) dieses zur Differenzbildung ausgebildeten Organs (50) ein analoges Drehzahl-Istwertsignal (E) zu erhalten, welches im wesentlichen die Form einer von der Höhe der Drehzahl (N) abhängigen Gleichspannung (Fig. 3e; Fig. 8) hat.

2. Anordnung nach Fig. 1, bei welcher das zur Differenzbildung ausgebildete Organ als Operationsverstärker (50) ausgebildet ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die das integrierende Glied (39) enthaltende Vorrichtung (24) einen Kondensator (39) aufweist, dem ein Entladewiderstand (44) zugeordnet ist, wobei dem Kondensator (39) im Betrieb mit einer der zu erfassenden Drehzahl (N) proportionalen Häufigkeit Ladestromimpulse (i) zuführbar sind, so daß an ihm ein etwa sägezahnförmiges Signal entsteht.

4. Anordnung nach Anspruch 3, bei welcher der Wert des Kondensators (39) und des ihm zugeordneten Entladewiderstands (44) so gewählt sind, daß sich im interessierenden Drehzahlbereich eine im wesentlichen lineare Beziehung (Fig. 4: 75) zwischen dem analogen Drehzahl-Istwertsignal (E) und der Drehzahl (N) ergibt.

5. Anordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, bei welcher das analoge Drehzahl-Istwertsignal einem Regler (26) zuführbar ist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, bei welcher der Regler ein P-Regler, ein PI-Regler, oder ein PID-Regler ist.

7. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher Mittel vorgesehen sind, um dem Kondensator (39) sowohl bei einer positiven wie bei einer negativen Flanke (F) des digitalen oder im wesentlichen digitalen Signals (Fig. 5: S) einen Ladestromimpuls (i) zuzuführen.

8. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher - bei einem elektronisch kommutierten Motor mit mehreren Rotorstellungssensoren (15, 16, 17) - die Ausgangssignale (Hl, H2, H3) von einer Mehrzahl dieser Sensoren (15, 16, 17) einander überlagert werden, um ein digitales oder im wesentlichen digitales Summensignal (S) mit einer gegenüber seinen Summanden erhöhten Frequenz zu erhalten.

9. Anordnung nach Anspruch 8, mit einem elektronisch kommutierten Motor, der drei jeweils um etwa (120° el. +Nx 360° el) (N = 0,1,2 relativ zueinander versetzte Sensoren (15, 16, 17) nach Art von Hallgeneratoren oder HaIl-ICs aufweist, welche im Betrieb jeweils ein im wesentlichen digitales Ausgangssignal liefern, und mit einer Summiervorrichtung (Fig. 5: 80, 81, 82, 85) zur Summierung der Ausgangssignale (Hl, H2, H3) dieser drei Sensoren (15, 16, 17), um am Ausgang (83) dieser Summiervorrichtung ein Summensignal (S) zu erhalten, das im Vergleich zu einem Ausgangssignal eines dieser Sensoren die dreifache Frequenz aufweist.

10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, bei welcher sowohl die positiven wie die negativen Flanken (F) des Summensignals (S) zur Erzeugung eines analogen Drehzahl-Istwertsignals (E) ausgenützt werden.