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Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechsel-
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spannung abhängigen Steuergle ichspannung Die Erfindung bezieht sich
auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen
Steuergleichspannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben
ist.
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Durch die DE-PS 24 06 258 ist es bekannt, eine solche Schaltungsanordnung
bei einem Kompander-System als Regelspannungserzeuger zu verwenden.
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Dem Eingang des Regelspannungserzeugers wird bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignal
und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner
Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers über einen weiteren
elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal
des Regelspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden
Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt. Der Regelspannungserzeuger
wirkt dabei so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang
des Regelspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine schnell ansteigende
Gleichspannung
erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers soweit verändert,
bis die Wechselspannung am Eingang des Regelspannungserzeugers wieder unter den
erwähnten Schwellwert gesunken ist.
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Ein Ausfahrungsbeispiel des bekannten Regelspannungserzeugers enthält
einen Ladekondensator, dessen einer Anschluß an Masse liegt und dessen anderer Anschluß
einerseits über einen Ladewiderstand an eine Betriebsspannung und andererseits über
einen Entladetransistors an Masse angeschlossen ist. Die der Basis des Transistors
zugeführt Wechselspannung wird im Transistor gleichgerichtet. Zugleich wird der
über den Widerstand aufgeladene Kondensator beim Überschreiten eines Schwellwertes
durch die Wechselspannung an der Basis des Transistors über den dann schlagartig
stromleitend geschalteten Transistor relativ schnell entladen. Gegenüber dieser
sehr schnellen Entladung des Ladekondensators wird seine Aufladung im wesentlichen
von der Größe des erwähnten Ladewiderstandes bestimmt.
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Es wurde erkannt, daß z.B. im Falle einer Expander-Schaltung bei der
beschriebenen Aufladung des Ladekondensators zwei sich an sich widersprechende Forderungen
erfüllt sein müssen. Zum einen soll die Aufladung möglichst schnell vor sich gehen,
damit bei einer plötzlich auftretenden, länger dauernden Verringerung der Amplitude
des zu verarbeitenden Nutzsignales eine schnelle Nachregelung der Verstärkung des
im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers möglich ist. Anderenfalls würden in einem
solchen Fall während der dann durch eine langsame Aufladung bedingten langen Übergangszeit
in unerwünschter Weise Rauschsignale zu hören sein. Zum anderen soll die Aufladung
nicht zu schnell vor sich gehen, damit nicht bei den tiefsten zu verarbeitenden
Frequenzen die Regelung so schnell ist, daß Verzerrungen der reinen Sinusschwingungen
mit den tiefsten Frequenzen auftreten. Dieses Problem macht sich besonders im Falle
eines breitbandigen Kompander-Systems bemerkbar, da dort alle Frequenzbereiche,
also auch die tiefsten Frequenzen in dem einzigen vorhandenen Kanal verarbeitet
werden.
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Die vorstehenden Überlegungen sind entsprechend auch gültig, wenn
bei einem anderen Ausführungsbeispiel des bekannten Regelspannungserzeugers nicht
die Entladung sondern die Aufladung über einen Transistor vorgenommen wird. In diesem
Fall gelten die vorstehenden Überlegungen für die Entladung des Ladekondensators.
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Um die erwähnten sich widersprechenden Forderungen zu erfüllen, ist
man bei der Auswahl der anzuwendenden Auf ladungs- und Entladungszeitkonstanten
auf einen Kompromiß angewiesen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
zu schaffen, bei der der vorstehend erwähnte Kompromiß besser gelöst werden kann,
so daß entweder das Verhalten der Schaltung bezüglich der in unerwünschter Weise
zu hörenden Rauschsignale (Rauschverhalten) bei relativ geringer Verzerrung verbessert
oder das Verhalten bezüglich der Verzerrungen bei relativ gutem Rauschverhalten
verbessert ist.
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Die Erfindung bezieht sich auf die im Oberbegriff des Patentanspruchs
1 wiedergegebene Schaltungsanordnung. Die genannte Aufgabe wird bei einer solchen
Schaltungsanordnung durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 wiedergegebenen
Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung und vorteilhafte Ausführungsbeispiele
sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung
dargestellt sind, näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 2 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 3 zeigt Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Schaltungsteilen einer
Schaltung gemäß Fig. 2, Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeipiel für ein Reziprokglied
und Fig. 5 zeigt Spannungsverläufe an verschiedenen Schaltungsteilen
einer
Schaltung gemäß Fig. 4.
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In Fig. 1 ist der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
dargestellt. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise als Steuerspannungserzeuger
einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in Fig. 1 und 2 der eingangs
genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.
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Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 1 für die Wechselspannung
und einen Ausgang 2 für die Steuergleichspannung. Der Eingang 1 ist mit einem Eingang
4 eines Komparators 3 verbunden, mit einem Eingang 21 einer Hilfsschaltung aus den
Elementen 20, 23, 26 und mit einem Eingang 8 einer weiteren Hilfsschaltung aus den
Elementen 7, 10. Der Komparator 3 besitzt einen weiteren Eingang1 dem über eine
Eingangsklemme 6 positive und negative Referenzspannungen zugeführt werden.
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Der Komparator 3 besitzt ferner einen Ausgang 5, der mit einem Eingang
16 eines elektronisch steuerbaren Schalters 15 verbunden ist. Das Ausgangssignal
am Ausgang 5 des Komparators 3 kann zwei Ausgangszustände annehmen. Der erste Ausgangszustand
liegt vor, wenn die positive Halbwelle der Eingangswechselspannung kleiner ist,
als die positive Referenzspannung und die negative Halbwelle der Wechselspannung
größer, d.
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h. positiver ist, als die negative Referenzspannung. Der zweite Ausgangszustand
liegt vor, wenn die positive Halbwelle größer ist, als die positive Referenzspannung
oder die negative Halbwelle kleiner, d.h. negativer ist, als die negative Referenzspannung.
Im ersten Ausgangszustand des Komparators 3 ist der elektronisch steuerbare Schalter
15 geöffnet gesteuert; im zweiten Ausgangszustand ist er geschlossen gesteuert.
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Der Schalter 15 ist Bestandteil eines Ladestroskreises 29 und liegt
in Reihe zu einer elektronisch steuerbaren Stromquelle 13. Der Ladestromkreis 29
ist mit dem-einen Kontakt eines Ladekondensators 17 verbunden, an dem über die Ausgangsklemme
2 die Steuergleichspannung abgreifbar ist. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt
des Ladekondensators 17, des Ladestromkreises 29 und der Ausgangsklemme 2 ist außerdem
ein Entladestromkreis
30 verbunden, in dem eine elektronisch steuerbare
Stromquelle 18 angeordnet ist. Der andere Kontakt des Ladekondensators 17 ist an
eine Bezugsspannung (Masse) gelegt.
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Die beiden erwähnten elektronisch steuerbaren Stromquellen 13, 18
weisen äe einen Steuereingang 14, 19 auf. Dabei ist der Steuereingang 19 mit dem
Ausgang 28 einer Hilfsschaltung 20, 23, 26 verbunden. Diese Hilfsschaltung besteht
aus der Reihenschaltung eines Integriergliedes 20, eines Gleichrichters 23 und eines
Reziprokgliedes 26. Dabei ist ein Ausgang 22 des Integriergliedes 20 mit einem Eingang
24 des Gleichrichters 23 verbunden und ein Ausgang 25 des Gleichrichters 23 ist
mit einem Eingang 27 des Reziprokgliedes 26 verbunden. Ein Ausgang 28 des Reziprokgliedes
26 ist'mit dem Steuereingang 19, der elektronisch steuerbaren Stromquelle 18 verbunden-.
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Der andere Steuereingang 14 ist mit dem Ausgang 12 einer weiteren
Hilfsschaltung 7, 10 verbunden. Diese Hilfsschaltung besteht aus der Reihenschaltung
eines Differenziergliedes 7 und eines Gleichrichters 10. Dabei ist ein Ausgang 9
des Differenziergliedes 7 mit einem Eingang 11 des Gleichrichters 10 verbunden und
ein Ausgang 12 des Gleichrichters 10 ist mit dem Steuereingang 14 der elektronisch
steuerbaren Stromquelle 13 verbunden.
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Bei einer einfacheren Ausführungsform kann die zweite Hilfsschaltung
auch entfallen, so daß die elektronisch steuerbare Stromquelle 13 durch eine Konstantstromquelle
ersetzt werden kann.
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Die Funktion der beschriebenen Schaltung wird nun erläutert.
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Der Index der Buchstaben U und I gibt an, an welchen Schaltungsteilen
die Spannungen bzw. Ströme auftreten.
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Bei Einsatz der Schaltung in einem geschlossenen Regelkreis ergibt
sich im stationären Zustand ein solcher Wert für die Eingangswechselspannung U1,
daß deren Spitzen die von den beiden Referenzspannungen g vorgegebenen Grenzen gerade
überschreiten;
d.h. die positive Referenzspannung überschreiten
und die negative Referenzspannung unterschreiten. Für die Dauer der Überschreitung
nimmt der Ausgang 5 des Komparators 3 den zweiten Ausgangszustand an. Infolge dessen
wird über das dem Steuereingang 16 des elektronisch steuerbaren Schalters 15 zugeführte
Signal der Schalter 15 geschlossen und damit der Ladestromkreis 29 stromleitend
gesteuert (129). Im stationären Zustand wird daher der Ladekondensator 17 periodisch
über den Ladestrompfad 29 aufgeladen und zwar für die Dauer, in der die Eingangswechselspannungsspitzen
U1 die durch die Referenzspannungen U6 vorgegebenen Grenzen überschreiten. Die über
den Entladestromkreis 30 langsam abfließende Ladung wird durch die periodische Aufladung
gerade kompensiert. Da die Lade zeit kürzer ist als die Entladezeit, ist die elektronisch
steuerbare Stromquelle 13 so bemessen, daß sie bei einer bestimmten Steuerspannung
am Steuereingang 14 eine entsprechend höhere Stromstärke liefert als die Entladestromquelle
18 bei der gleichen Steuerspannung am Steuereingang 19.
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Über die Steuereingänge 14, 19 werden die elektronisch steuerbaren
Stromquellen 13, 18 in der Weise gesteuert, daß die Ladestromstärke 129 mit steigender
Amplitude und Frequenz des EingangssignalsU1 ansteigt und daß die Entladestromstärke
I30 mit fallender Amplitude und steigender Frequenz des Eingangssignals U1 ansteigt.
Anders ausgedrückt: Auf Frequerizänderungen des Eingangssignals U1 sollen die Lade-
und Entladestromquellen in gleicher Weise reagieren, auf Amplitudenänderungen in
entgegengesetzter Weise. Diese Steuerung wird durch die unterschiedlich aufgebauten
Hilfsschaltungen erzielt.
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Die am Ausgang 9 der Differenziergliedes 7 auftretenden Spannungen
können nach Gleichrichtung durch den Gleichrichter 10 unmittelbar zur Steuerung
der Ladestromquelle 13 benutzt werden, da bereits die gewünschte Amplituden- und
Frequenzabhängigkeit gegeben ist.
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Die Hilfsschaltung des Entlade stromkreises dagegen ist komplizierter
aufgebaut. Das Integrierglied 20 der Hilfsschaltüng
bewirkt, daß
die am Ausgang 22 auftretende Wechselspannungsamplitude gegenüber der Eingangsamplitude
mit zunehmender Frequenz sinkt. Diese Wechselspannung wird dem Eingang 24 des Gleichrichters
23 zugeführt, an dessen Ausgang 25 eine pulsierende Gleichspannung erscheint. Diese
pulsierende Gleichspannung wird dem Eingang 27 des Reziprokgliedes 26 zugeführt.
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Am Ausgang 28 des Reziprokgliedes 26 tritt eine pulsierende Gleichspannung
auf, deren Amplitudenverlauf genau im umgekehrten Verhältnis zu der Eingangs amplitude
am Eingang 27 steht, d.h. mit abnehmender Eingangsamplitude zunimmt. Auf diese Weise
wird die gewünschte gleichsinnige Frequenzabhängigkeit und gegensinnige Amplitudenabhängigkeit
in der Steuerung der Entladestromquelle erzielt.
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Mit der beschriebenen Schaltungsanordnung wird daher eine Steuerung
der Lade- und Entladezeitkonstanten für den Ladekondensator 17 in Abhängigkeit der
Nutzsignalfrequenz ermöglicht. Diese Steuerung erfolgt in dem Sinne, daß die Lade-bzw.
Entladezeitkonstanten mit zunehmender Nutzsignalfrequenz abnehmen. Durch die Anwendung
dieser Schaltung in einem Steuerspannungserzeuger kann ein frequenzunabhängiger
Klirrfaktor für die Übertragungseigenschaften der Verstärker in einem Breitbandkompander
erzielt werden. Demzufolge bleibt einerseits der Signalverlauf tiefer Frequenzen
frei von Verzerrungen und andererseits erfolgt bei hohen Frequenzen eine schnelle
Anpassung des Übertragungsmaßes an den jeweiligen Nutzsignalpegel. Außerdem wird
bei einem plötzlichen Wegfall des Nutzsignals ebenfalls die Zeitkonstante der Entladung
und damit die Übergangszeit zu dem neuen Wert des Übertragungsmaßes verringert,
so daß Rauschsignale in der Übergangszeit nicht bemerkt werden.
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Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt eine den Wert der
Referenzspannung überschreitende Eingangswechselspannung zu einem Anstieg der Ladespannung
am Kondensator 17, die als Steuerspannung für die Steuerung der Stellglieder in
einem Verstärker mit veränderbarem ubertragungsmaß dient. Wenn dagegen zur Steuerung
der Stellglieder eine im Vergleich zur Eingangswechselspannung
gegensinnige
Anderung der Steuergleichspannung erforderlich ist, müssen der Ladestrompfad und
der Entladestrompfad der beschriebenen Schaltung gegeneinander ausgetauscht werden.
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Diese. alternative Ausführungsform ist in der in Fig. 3 dargestellten
vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthalten, auf die nun näher eingegangen
werden soll.
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Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 31 für die Wechselspannung
und einen Ausgang 32 für die Steuergleichspannung. Der Eingang 31 ist mit einer
Schaltungsanordnung aus den Elementen 40 und 46 verbunden, die eine Funktion entsprechend
dem Komparator 3 und dem Schalter 15 der Schaltung in Fig. 1 übernehmen. Außerdem
ist der Eingang 31 mit dem Eingang 48 einer Hilfsschaltung aus den Elementen 47,
55, 61 und mit dem Eingang 65 einer weiteren Hilfsschaltung aus den Elementen 64,
72 verbunden.
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Im Gegensatz zu der Schaltung gemäß Fig. 1 liegt der elektronisch
steuerbare Schalter bei der Schaltung gemäß Fig. 3 im Entladestromkreis. Dieser
Schalter wird aus den Kollektor-Emitter-Strecken zweier Transistoren 43 und 44 gebildet.
Dabei sind die Emitter beider Transistoren mit Masse verbunden und die Kollektoren
beider Transistoren mit dem einen Pol einer elektronisch steuerbaren Stromquelle
37. Die steuerbare Stromquelle 37 und die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren
43 und 44 bilden einen Entladestromkreis 29.
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Gleichzeitig dienen die genannten Transistoren 43, 44 als Komparator
für die positive und negative Halbwelle der Eingangswechselspannung. Als Referenzspannungen
dienen die Emitter-Basis-Durchlaßspannungen der Transistoren 43 und 44.
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Die Wechselspannung wird von der Eingangsklemme 31 aus dem Komparator
für die positive Halbwelle 43 über einen Widerstand 41 zugeführt und dem Komparator
für die negative Halbwelle 44 über einen Inverter 48 mit dem Übertragungsmaß 't-1"
und einen Widerstand 45. Zwischen den jeweiligen Basen der
Transistoren
43, 44 und Masse sind Widerstände 42 bzw. 46 angeordnet.
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Der Entladestromkreis 39 dient zur Entladung eines Ladekondensators
36, dessen Ladespannung als Steuergleichspannung über die Ausgangsklemme 32 abgreifbar
ist. An dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Entladestromkreises 39, der Ausgangsklemme
32 und des Ladekondensators 36 ist außerdem ein Ladestromkreis 35 angeschlossen,
der aus einer elektronisch steuerbaren Stromquelle 33 gebildet ist.
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Die beiden elektronisch steuerbaren Stromquellen 33, 37 weisen je
einen Steuereingang 34, 38 auf, die mit jeweils einer Hilfsschaltung aus den Elementen
47, 55, 61 bzw. 64, 72 verbunden sind. Die erste Hilfsschaltung besteht aus der
Reihenschaltung eines Integriergliedes 47, eines Zweigweggleichrichters 55 und eines
Reziprokgliedes 61. Dabei ist ein Ausgang 49 des Integriergliedes 47 mit einem Eingang
56 des Zweiweggleichrichters 55 verbunden und ein Ausgang 57 des Zweiweggleichrichters
55 ist mit einem Eingang 62 des Reziprokgliedes 61 verbunden. Ein Ausgang 63 des
Reziprokgliedes 61 ist mit dem Steuereingang 34 der elektronisch steuerbaren Ladestromquelle
33 verbunden.
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Als Integrierglied 47 dient eine Schaltung mit einem Differenzverstärker
52, der als invertierender Verstärker geschaltet ist. Im Gegenkopplungsweg des Differenzverstärkers
52 ist eine Kapazität 51 angeordnet. Zwischen einem invertierenden Eingang 53 des
Differenzverstärkers 52 und dem Eingang 48 des Integriergliedes 47 ist ein Widerstand
50 angeordnet. Ein Ausgang 54 des Differenzverstärkers 52 ist mit dem Ausgang 49
des Integriergliedes 47 direkt verbunden.
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Der Zweiweggleichrichter 55 enthält zwei Gleichrichter 59 und 60,
deren Kathoden mit dem Ausgang 57 verbunden sind. Die Anode des Gleichrichters 60
ist mit dem Eingang 56 des Zweiweggleichrichters 55 direkt verbunden, während die
Anode des Gleichrichters 59 mit dem Eingang 56 über einen Inverter 58 verbunden
ist.
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Die zweite Hilfsschaltung besteht aus der Reihenschaltung eines Differenziergliedes
64 und eines Zweiweggleichrichters 72. Dabei ist ein Ausgang 66 des Differenziergliedes
64 mit einem Eingang 73 des Zweiweggleichrichters 72 verbunden und ein Ausgang 74
des Zweiweggleichrichters 72 ist mit dem Steuereingang 38 der elektronisch steuerbaren
Entladestromquelle 37 verbunden.
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Als Differenzierglied 64 dient eine Schaltung mit einem Differenzverstärker
69, der als invertierender Verstärker geschaltet ist. Im Gegenkopplungsweg des Differenzverstärkers
69 ist ein Widerstand 68 angeordnet. Zwischen einem invertierenden Eingang 70 des
Differenzverstärkers 65 und dem Eingang 65 des Differenziergliedes 64 ist eine Kapazität
67 an geordnet. Ein Ausgang 71 des Differenzverstärkers 69 ist mit dem Ausgang 66
des Differenziergliedes 64 direkt verbunden.
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Der Zweiweggleichrichter 72 mit dem Gleichrichter 76 und 77 und dem
Inverter 75 ist genauso aufgebaut, wie der Zweiweggleichrichter 55.
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Im übrigen entsprechen sich die Hilfsschaltungen 20, 23, 26 bzw. 7,
10 gemäß Fig. 1 und die Hilfsschaltungen 47, 55, 61 bzw. 64, 72 gemäß Fig. 2.
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Die in den Ausführungsbeispielen gewahlte Reihenfolge der Elemente
der Hilfsschaltung ist zwar zweckmäßig, jedoch kann auch mit einer anderen Reihenfolge
die beabsichtigte Wirkung erzielt werden. Der Anspruchswortlauf ist daher allgemein
zu verstehen.
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Für die Schaltung in Fig. 2 sind die Spannungsverläufe in der Fig.
3 dargestellt. Der Index der mit dem Buchstaben U für Spannung bezeichneten Kurven
entspricht den Bezugszeichen der in Fig. 2'dargestellten Schaltungsteile, an denen
die Spannungen auftreten. Die Kurve U31 zeigt ein Eingangssignal, dessen ersten
beiden Perioden noch d-en- eingeschwungenen Zustand bei einem Kompander-System darstellenÆ
Die Frequenz der zweiten
Periode ist doppelt so groß wie diejenige
der ersten Periode.
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Nach Ablauf dieser Perioden wird der eingeschwungene Zustand gestört,
indem der Pegel des Nutzsignals plötzlich auf einen sehr kleinen Wert abfällt. Man
kann sich vorstellen1 daß während der nächsten zwei Perioden die Verstärkung des
Kompander-Systems über den Regelkreis geändert wird und daß sich darf wieder ein
neuer eingeschwungender Zustand einstellt.
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Die beiden durch die Emitter-Basis-Durchlaßspannungen der Transistoren
43 und 44 gebildeten Referenzspannungen werden im eingeschwungenen Zustand von den
Spitzen der Momentanwerte gerade überschritten bzw. unterschritten.
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Bei der Kurve U66 ist erkennbar, in welcher Weise das Differenzierglied
64 die Signale verarbeitet. Abgesehen von der Phasenverschiebung nimmt die Amplitude
mit zunehmender Frequenz zu und mit abnehmender Eingangsspannung ab.
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Die Kurve U74 stellt das gleichgerichtete Ausgangssignal des Differenziergliedes
64 dar.
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Die Kurve U49 zeigt das von dem Integrierglied 47 verarbeitete Signal.
Die Amplitude des Ausgangssignals nimmt mit zunehmender Frequenz ab.
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Die Kurve U57 stellt das gleichgerichtete Ausgangssignal des Integriergliedes
47 dar.
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Aus den Momentanwerten der Wechselspannung U57 wird mit Hilfe des
Reziprokgliedes 61 der Kehrwert der Momentanwerte gebildet.
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Kleine Eingangs spannungen werden zu großen Ausgangsspannungen und
große Eingangsspannungen werden zu kleinen Ausgangspannungen.
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Der Momentanwert der Kurve U63 ist zugleich eine qualitative Angabe
für die Stromstärke des Ladestromkreises 35. Die Stromstärke des Entladestromkreises
39 wird durch die Kurve U74 unter Berücksichtigung der Öffnungszeiten des Schalters
37
qualitativ wiedergegeben. Die Wirkung der beiden Stromkreise
überlagert sich, woraus sich als Resultierende der Lade- bzw.
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Entladestrom und damit die Ladespannung am Ladekondensator 36 ergibt.
Der Verlauf der Ladespannung ist in der Kurve U32 dargestellt. Im stationären Zustand
ist die Ladespannung U321 die gleichzeitig als Steuer spannung für die steuerbaren
Verstärker dient, mit einer gewissen Welligkeit beaufschlagt. Wie die Darstellung
von U32 zeigt, ist die Amplitude dieser Welligkeit aber unabhängig von der Signalfrequenz.
Daraus ergibt sich, daß auch ein die Nutzsignale beeinträchtigender nicht vermeidbarer
Klirrfaktor frequenzunabhängig ist. Dies ist besonders bei niedrigen Signalfrequenzen
von großer Bedeutung.
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Auf der anderen Seite zeigt die Kurve, daß bei einem plötzlichen Wegfall
des Nutzsignals die Nachsteuerung auf den diesem Pegel entsprechenden Verstärkungsgrad
mit der kleinstmöglichen Zeitkonstante erfolgt. Diese Schnelligkeit der Nachregelung
ist wichtig, damit nicht nach dem plötzlichen Amplitudenrückgang eines Nutzsignals
in unerwünschter Weise Rauschsignale hörbar werden.
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Mit Hilfe der beschriebenen Erfindung ist daher ein günstiger Kompromiß
hinsichtlich eines kleinen Klirrfaktors und einer schnellen Nachsteuerung bei plötzlichem
Pegelwegfall gefunden worden.
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Es ist möglich, die elektronisch steuerbaren Stromquellen so auszubilden,
daß sie mit negativen Spannungswerten gesteuert werden. Ebenso ist es möglich, die
Stromquellen so auszubilden, daß mit den Steuersignalen eine reziproke Änderung
der Stromstärke erfolgt. In diesem Fall würde ein gesondertes Reziprokglied entfallen.
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Es wird nun noch ein Ausführungsbeispiel für das in den Figuren 1
und 2 dargestellte Reziprokglied 26; 61 angegeben.
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In Fig. 4 ist eine entsprechende Schaltung dargestellt. Die Schaltung
besteht aus der Reihenschaltung eines Logarithmierers, eines Summierers, eine Impedanzwandlers,
und wahlweise
eines Delogarithmierers oder eines Delogarithmierers
in Verbindung mit einem Strom-Spannungs-Wandler. Die Schaltung ist für positive
Eingangssignale ausgelegt.
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Die Eingangssignale werden einer Eingangsklemme 62 zugeführt und sind
als Spannungssignale an einer Ausgangsklemme 63 oder als Stromsignale an einer Ausgangsklemme
90 abgreifbar. Die Eingangssignale werden über einen Widerstand 78 einem invertierenden
Eingang eines Differenzverstärkers 79 zugeführt. Im Gegenkopplungsweg dieses Differenzverstärkers
ist eine nichtlineare Impedanz in Form eines Transistors 80 angeordnet. Die Kennlinie
des Transistors 80 verläuft nach der e-Funktion, so daß bei Anordnung der Impedanz
im Gegenkopplungsweg die Eingangssignale nach der ln-Funktion logarithmiert werden.
In Fig.
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5 sind die Spannungen an verschiedenen Schaltungsteilen des Reziprokgliedes
61 dargestellt. Der Spannungsverlauf am Schaltungspunkt 91 stellt den logarithmierten
Verlauf des Eingangssignals dar, wobei die Signale einerseits invertiert und andererseits
bezüglich des Null-Potentials verschoben sind. Da der Division durch eine bestimmte
Zahl die Subtraktion eines Logarithmus dieser Zahl entspricht, erfolgt als nächster
Schritt bei der dargestellten Schaltung die Subtraktion der Spannung U91 von einer
konstanten Spannung. Dies wird dadurch bewirkt, daß der Pegel U91 über die Schwellspannungen
der Transistoren 82 und 83 linear verschoben wird. Die konstanten Schwellspannungen
der Transistoren 82 und 83 werden dadurch erzielt, daß über die Stromquelle 81 ein
Konstant strom in die Transistoren eingespeist wird. Die Größe des Konstantstroms
wird zweckmäßig so bemessen, daß er das geometrische Mittel aus dem in der Rückführung
des Operationsverstärkers 79 fließenden minimalen und maximalen Strom darstellt.
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Die am Schaltungspunkt 92 vorliegenden Spannung stellt den natürlichen
Logarithmus des Reziprokwertes des Eingangssignals dar und wird über einen Impedanzwandler
aus dem Differenzverstärker 84 und dem Gegenkopplungswiderstand 85 einem Delogarithmierer
zugeführt. Dieser besteht aus einer nichtlinearen Impedanz, im vorliegenden Fall
einem Transistor 86; 78 die die
gleiche Kennlinie aufweist, wie
die im Gegenkopplungszweig des Differenzverstärkers 79 angeordnete Impedanz 80.
In zweckmäßiger Weise sind die Transistoren 80, 82, 83, 86, 87 thermisch gekoppelt,
so daß temperaturbedingte Verzerrungen im Kennlinienverlauf teilweise kompensiert
werden. Eine dem über den Transistor 86 in den Differenzverstärkers 88 mit dem Gegenkopplungswiderstand
89 fließenden Strom proportionale negative Spannung 63 ist an der Klemme 63 abgreifbar.
Bei Anwendung des beschriebenen Reziprokgliedes in der erfingungsgemäßen Schaltungsanordnung
(Fig. 1 und 2) müßte die Ausgangsspannung noch invertiert werden. Es ist auch möglich,
den Ausgang des Reziprokgliedes so auszubilden, daß über den Delogarithmierer 87
und die Ausgangsklemme 90 ein Ladestrom abgreifbar ist, der unmittelbar zur Aufladung
eines Ladekondensators dienen könnte. In diesem Fall könnte die gesonderte Ladestromquelle
33 gemäß Fig. 2 entfallen.
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