DE2821007A1

DE2821007A1 - Impulsverstaerker

Info

Publication number: DE2821007A1
Application number: DE19782821007
Authority: DE
Inventors: Raymond Louis Giordano
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1977-05-16
Filing date: 1978-05-12
Publication date: 1978-11-23
Also published as: IT1094656B; FR2391601A1; SE7805287L; US4220877A; IT7823302A0; JPS53142159A

Description

Impulsverstärker

Die Erfindung bezieht sich auf einen Schalterkreis zur Steuerung eines Ausgangspegels über einen IIOSFET-Transistor, dessen Kanalwiderstand bei Temperaturänderungen im wesentlichen konstant bleibt. In der Schaltungstechnik hat man viele Anstrengungen bezüglich des generellen Problems von Temperaturkompensationen unternommen. In der Technik der integrierten Schaltungen sind die meisten Untersuchungen dieser Art jedoch auf Schaltungen mit Bipolartransistoren gerichtet, und wenn man bei solchen Schaltungen eine Temperaturkompensation vorsieht, dann zeigen sie entweder ein langsames Schaltverhalten oder neigen zu Spannungsdurchbrüchen bei hohen Ausgangspegeln.

Bei dem hier zu beschreibenden erfindungsgemäßen Schalterkreis wird ein Ausgangspegel über einen MOSFET-Transistor gesteuert, und es ist eine Schaltung zur Veränderung der Gate-Source-Spannung dieses Transistors unmittelbar mit der Temperatur vorgesehen, welche den Kanalwiderstand bei Temperaturänderungen praktisch konstant hält. Dieser Schalterkreis eignet sich vornehmlich für Impulsverstärker, um seine Ausgangspegel zu bestimmen. Sie kann aber auch zur Bestimmung eines Ausgangspegels des Impulsverstärkers benutzt werden, während ein zweiter Schalterkreis den anderen Ausgangspegel des Impulsverstärkers über einen Bipolartransistor bestimmt. Ausführungsformen mit einem solchen zweiten Schalterkreis können eine Schaltung zur Veränderung des Basisstroms des Bipolartransistors umgekehrt

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mit der Temperatur enthalten, um die am Transistor auftretende Sättigungsspannung mit Temperaturänderungen im wesentlichen konstant zu halten. In Fällen, wo der zweite Schalterkreis benutzt wird, können auch zur Unterbrechung des dem Bipolartransistor zugeführten Basisstroms bei hoher Temperatur nicht in die Sättigung geratende Schaltungselemente benutzt werden, um die Einschaltgeschwindigkeit des Bipolartransistors zu vergrößern. Die Erfindung ist nachfolgend anhand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines ImpulsVerstärkers mit einem gemäß der Erfindung ausgebildeten Schalterkreis zusammen mit einem zweiten Schalterkreis zur Bestimmung der hohen bzw. niedrigen Ausgangspegel;

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Impulsverstärkers gemäß Fig. 1; und

Fig. 3 eine andere Ausführungsform des zweiten Schalterkreises in dem in Fig. 1 dargestellten Impulsverstärker.

Der in Fig. 1 dargestellte Impulsverstärker 10 enthält einen erfindungsgemäß ausgebildeten Schalterkreis 12. Ein dem Eingangsanschluß 14 des Verstärkers 10 zugeführtes Signal bestimmt, ob dem Ausgangsanschluβ 16 vom Quellenanschluß V„ eine eine hohe Spannung oder vom SourceanSchluß V, eine niedrige Spannung zugeführt wird. Der Schalterkreis 12 verbindet wahlweise den Anschluß V„ mit dem Anschluß 16 über die Drain-Source-Strecke eines MOSFET (MOS-Feldeffekttransistor) Q-. Der Anschluß 14 ist mit dem Gate Q- über eine Kompensationsschaltung 18 zur Veränderung der Gate-Source-Spannung des Transistors Οίτη Sinne einer Konstanthaltung des Drain-Source-Kanalwiderstandes bei Temperaturänderungen verbunden. Ein zweiter Schalterkreis 20 verbindet den Anschluß V_T mit dem Anschluß 16 über die Hauptstromstrecke eines Bipolartransistors Q_. Der Eingangsanschluß 14 ist mit der Basis des Transistors Q_ über eine

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Kompensationsschaltung 22 verbunden, vzelche den den Transistor Q₂ zugeführten Basisstrom im Sinne einer Konstanthaltung von dessen Sättigungsspannung bei Temperaturänderungen verändert. Es ist ohne weitere Erläuterungen verständlich, daß die T'ompensationsschaltung 18 thermisch mit dein Transistor O- und. die Kompensationsschaltung 22 thermisch mit dem Transistor Γ5·ι und die Kompensationsschaltung 22 thermisch mit dem Transistor O_ gekoppelt ist, so daß ein kontinuierlicher TemperaturZusammenhang gegeben ist. Eine an den Anschluß 1G anzuschließende Last beeinflußt den dort herrschenden Spannungspegel, wenn einer der Schalterkreise 12 oder 20 infolge eines Steuersignals am Anschluß 14 leitend wird. Jedoch hält die Kompensationsschaltung 18 den Kanalwiderstand des Transistors Q₁ bei Temperaturschwankungen praktisch konstant, während die Kompensationsschaltung 22 die Sättigungsspannung über dem Transistor O^ bei Temperaturschwankungen im wesentlichen konstant hält. Daher sind Strom und Spannung für die Last am Anschluß 16 praktisch konstant, ob nun der Schalterkreis 12 oder 20 infolge des Steuersignals leitend ist, wenn man annimmt, daß die Auswirkungen der Last richtig temperaturkompensiert sind. Wie es bei Impulsverstärkern üblich ist, macht das Steuersignal am Eingangsanschluß 14 entweder nur den Schalterkreis 12 oder nur den Schalterkreis 20 leitend.

Der Schalterkreis 12 gemäß der hier beschriebenen Erfindung eignet sich auch für andere Anwendungen als bei dem Impulsverstärker 10, wo niedrige AusgangsSpannungsdriften bei Temperaturänderungen von Bedeutung sind. In Anwendungsfällen, wo die Last für den Schalterkreis 12 nicht temperaturkompensiert ist, läßt sich der Kanalwiderstand des MOSFETs im Sinne einer solchen Temperaturkompensation steuern. Weiterhin kann der Schalterkreis 20 im Verstärker 10 gemäß Fig. 1 auch durch einen Schalterkreis 12 mit einem MOSFET mit einem dem Transistor Q-komplementären Leitungstyp ersetzt werden.

Eine besondere Ausführungsform für den in Fig. 1 dargestellten

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Verstärker 10 ist in Fig. 2 gezeigt. Bei dem Schalterkreis 12' ist hier das Gate des MOSFET Q₁' über eine Diode D₁ mit dem Ausgang eines nicht in die Sättigung geratenden Spannungskomparators 24 und auf einem getrennten Weg über die Hauptstromstrecke eines Bipolartransistors Q_ mit dem Quellenanschluß V' verbun-

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den. Die Diode D₁ ist in Leitungsrichtung gepolt und erhöht die Gate-Source-Spannung des Transistors Q₁' in Übereinstimmung mit einer Zunahme des Leitens seines Drain-Source-Kanals. Die Basis des Transistors Q₃ ist mit dem Signalausgang des !Comparators 24 verbunden, welcher den Transistor O₃ leitend macht, wenn die Diode D₁ durch ihn gesperrt wird. Im Komparator 24 sind Bipolartransistoren Q. und Q₁- in Differenzschaltung vorgesehen, wobei ein Ende ihrer Hauptstromstrecke mit einem Ende der Hauptstromstrecke eines Bipolartransistors Q,- zusaimnengeschaltet sind. Die anderen Enden der Hauptstromstrecken der Transistoren Q. und On liegen über Widerstände R₁ bzw. R^ am Anschluß V '. Das andere Ende der Hauptstromstrecke des Transistors Q, liegt über einen Widerstand R, am Anschluß V_L'. Die Widerstände Q., O₅ und Qg sind nacheinander in Reihe zwischen die Anschlüsse V ' und V_' geschaltet, wobei die Basis des Transistors Q. am Verbindungspunkt der Widerstände R, und R₅ und die Basis des Transistors Q₆ am Verbindungspunkt der Widerstände Rc und R^- liegt. Das dem Anschluß 14' des Verstärkers 10" zugeführte Steuersignal gelangt zum Eingang des Komparators 24 an der Basis des Transistors Q₅.

Wenn das Steuersignal am Anschluß 14' den an der Basis des Transistors Q₄ liegenden Pegel übersteigt, dann wird der Transistor Q,- leitend und verringert das Aus gangs signal des Komparators 24 gegenüber dem Anschluß V '. Infolge dieses niedrigeren Signalpegels fließt weniger Strom durch die Diode D₁, so daß an der Gate-Source-Strecke des Transistors Q₁' eine Spannungsdifferenz einer Polarität entsteht, bei welcher der Source-Drain-Kanal dieses Transistors leitend wird. Wäre die Gate-Source-Spannung des Transistors Q₁' fest, dann würde der Kanalwiderstand dazu neigen, sich direkt mit der Temperatur zu ändern,

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so daß der Spannungsabfall an ihm und der durch ihn fließende Strom bei einer gegebenen Belastung nicht konstant gehalten würde. Daher ist der Transistor 0,- im Komparator 24 vorgesehen, um den Stromfluß durch den Transistor Q₅ zu regulieren und dabei die Gate-Source-Spannung des Transistors Q.. ' im Sinne einer Konstanthaltung des Widerstandes seiner Source-Drain-Strecke bei Temperaturechwankungen zu verändern. Weil der Transistor Qg in Basisgrundschaltung arbeitet, ist sein Kollektorstrom praktisch gleich seinem Emitterstrom. Weiterhin zeigen sowohl der Kollektorstrom als auch der Emitterstrom des Transistors Q₆ einen positiven Temperaturkoeffizient infolge des negativen Temperaturkoeffizienten, der sich ergibt aus dem Basis-Emitter-Übergangswiderstand des Transistors Og und der konstanten Spannung, die seiner Basis vom Spannungsteiler R*, R₅, Rg bei Temperaturänderungen zugeführt wird. Natürlich beeinflußt der Widerstand R₃ den Emitterstrom des Transistors Qg, während beide Widerstände R„ und R-. die Gate-Source-Spannung des Transistors Q₁ beeinflussen, welche von dem den Transistor Qg durchfliegenden Kollektorstrom abgeleitet wird. Wählt man also die Widerstände R₂ und R, mit positiven Temperaturkoeffizienten, die zu dem negativen Temperaturkoeffizienten des Basis-Emitter-Übergangswiderstandes von Qg passen, dann ergibt sich für die Gate-Source-Spannung des Transistors Q.. ein positiver Temperaturkoeffizient, welcher notwendig ist, um den Drain-Source-Kanalwiderstand des Transistors Q₁ bei Temperaturschwankungen praktisch konstant zu halten. Weiterhin kann man ausschließen, daß der Transistor Q₅ im Komparator 24 gesättigt wird, um die Schaltgeschwindigkeit beim Sperren des Transistors Q₁ zu vergrößern. Dies erreicht man durch geeignete Wahl der Werte R., R₅ und Rg, so daß die Basis des Transistors Qg im Sinne einer Begrenzung des Stromflusses durch die Hauptstromstrecke des Transistors Q₅ auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstroms vorgespannt wird.

In der Kompensationsschaltung 22· des Schalterkreises 20' gemäß Fig. 2 ist ein Schottky-Transistor Q_ und ein Widerstand R₇

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vorgesehen. Die nicht gesondert dargestellte Schottky-Sperrschichtdiode im Transistor 7 liegt zwischen Kollektor und Basis eines bipolaren Transistors, um einen Parallelleitungspfad über dessen Kollektor-Basis-Stracke zu bilden. Wenn der Transistor leitet, wird seine Kollektor-Basis-Strecke auf die Durchlaßvorspannung der Diode geklemmt, und damit wird die durch Sättigung des Transistors bedingte Schaltverzögerung minimalisiert. Zwischen den Anschluß V„" und ein Ende der Hauptstromstrecke des Transistors Q„ ist ein Widerstand R₇ geschaltet, während der Anschluß V₁' mit dem anderen Ende von dessen Hauptstromstrecke verbunden ist. Der an der Basis des Transistors Q- liegende Anschluß 14' ist der Signaleingang des Schalterkreises 2O¹, dem das Steuersignal zugeführt wird. Der Transistor Q₂' ist mit seiner Basis an den Verbindungspunkt von R₇ mit der Hauptstromstrecke des Transistors Q₇ angeschlossen, und seine Hauptstromstrecke liegt zwischen den Anschlüssen 16' und V '. Das Ausgangssignal des Schalterkreises 20' wird am Anschluß 16* abgenommen. Der Widerstand R₁₂ begrenzt den Basisstrom des Transistors Q₇.

Wenn ein Steuersignal niedrigen Pegels am Anschluß 14' zugeführt wird, dann wird der Transistor Q₇ gesperrt, um den Transistor Q₂' leitend zu machen, und der Schalterkreis 20" führt dem Anschluß 16' eine Spannung zu. Da die Sättigungsspannung des Transistors Q₂ ¹ sich direkt mit der Temperatur zu verändern sucht, wird R₇ mit einem positiven Temperaturkoeffizienten gewählt, so daß der Basisstrom des Transistors Q₂' sich umgekehrt mit der Temperatur ändert. Durch Bemessung des Widerstandswertes und des Temperaturkoeffizienten von R₇ in Übereinstimmung mit dem Temperaturkoeffizienten der Sättigungsspannung von Q₂' läßt sich also der Sättigungsspannungsabfall am Transistor Q₂' bei Temperaturänderungen im wesentlichen konstant halten.

Obgleich die Eigenschaft der Nichtsättigbarkeit des Schottky-Transistors Q₇ in der Kompensationsschaltung 22' gemäß Fig. 2 für viele Anwendungsfälle recht zufriedenstellend ist, verschlechtern sich solche Eigenschaften bei hoher Umgebungstempera-

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tür. Bei der in Fig. 3 dargestellten alternativen Ausführungsform des Schalterkreises 20" benötigt man keinen Schottky-Transistor. In der Kompensationsschaltung 22" liegt R₇ über die Hauptstromstrecke eines bipolaren Transistors Qg zwischen den Anschlüssen Vtt" und V_T". Die Basis des Transistors Q₀ lieat über einem Widerstand R₀ am Anschluß V₁. " und über die Kauntstrom-

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strecke eines v/eiteren Bipolartransistors Qg in Reihe mit einem Widerstand Rg am Anschluß V_n". Die Basis des Transistors o„ ist mit jeweils einer Elektrode getrennter Dioden D~ und O-. zusammengeschaltet, die beide durch einen Halbleiterübergang je eines Bipolartransistors gebildet sind, dessen anderer Halbleiterübergang überbrückt ist. Dieser Zusarnmenschaltixnqspunkt liegt weiterhin über einem Widerstand R_1n am Anschluß V". Der Anschluß 14" liegt am anderen Ende von D„ und dient als Signaleingang für den Schalterkreis 20", dem das Steuersignal zugeführt wird. Die andere Elektrode von D liegt über einem Widerstand R₁₁ am Verbindungspunkt zwischen Widerstand R₇' und Hauptstromstrecke des Transistors Q₃, während Q₂" mit seiner Basis ebenfalls an diesem Schaltungspunkt und mit seiner Hauptstromstrecke zwischen den Anschlüssen 16" und V" liegt. Das Ausgangssignal des Schalterkreises 20" wird am Anschluß 16" abgenommen.

Wird dem Anschluß 14' ein Steuersignal hohen Pegels und ausreichender Amplitude zugeführt, um D- in Sperrichtung zu polen, dann wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q_g in Durchlaßrichtung vorgespannt und der vom Anschluß V " über dem Widerstand R₁₀ gelieferte Basisstrom macht den Transistor Q_g schnell leitend. Die Werte der Widerstände Rg und R„ sind so gewählt, daß am Widerstand R₀ ein Spannungsabfall ausreichender Größe entsteht, um die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₀ in Durchlaßrichtung zu polen, so daß auch dieser Transistor rasch leitend wird. Die Hauptstromstrecke des Transistors Qg erhält vom Anschluß V " über R₇ ¹ Strom, so daß an der Basis des Transistors Q₂" ein Spannungsabfall entsteht, welcher dessen Basis-Emitter-Strecke in Sperrichtung polt, so daß der Transistor nichtleitend wird. Wenn die Spannung an der Basis des Transistors Q₂"

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genügend schnell abfällt, um den ilalbleiterübergang von D, gegenüber der Spannung an der Basis des Transistors Qg in Durchlaßrichtung zu polen, dann wird über dem Widerstand R₁₁ Basisstrom vom Transistor O₀. abgezweigt. Der Spannungspegel an der Basis von Qq ist um einen Betrag V_ß,-,_Og + V „ größer als V ", so daß D-. gesperrt bleibt, bis die Spannung an der Basis von Q2" unter diesen Spannungspegel mindestens um die Sperrschichtspannung dieses Widerstandes absinkt.

Wenn die Elemente Q_n, Q_Q und D, alle leiten, dann fließt von V "

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über R₇ ¹, R-I₁/ ^Do und R₁₀ ein Kollektorstrom für den Transistor Qo. Da der Widerstand R₇ ¹ nur den Zweck hat, Basisstrom für den leitenden Transistor Q₂ ¹ zu üefern, wie bereits im Zusammenhang mit dem Schalterkreis 20' gemäß Fig. 2 erläutert worden war, ist sein Wert wesentlich größer als der Gesamtwert der Widerstände R₁ und R₁₁- Daher fließt der größte Teil des Kollektorstroms von R₀ über den Widerstand R₁₁, die Diode D- und den Widerstand

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R₁ , wobei dieser Strom im wesentlichen um das Produkt der Stromverstärkungen von Og und Qg größer als der Basisstrom von Og ist. Der Transistor 0_Q ist daher mit einem Kollektor-Basis-Rückführungszweig über R₁₁, D- und den als Emitterfolger wirkenden Transistor Q_q versehen, so daß sowohl sein Basisstrom als auch der Kollektorstrom des Transistors Qn in Beziehung zum Spannungsabfall an R₁₀ gebracht wird. Dieser Spannungsabfall stabilisiert sich auf einen Wert gleich V " - (V „-g + V„_EOo) und kann durch R₁ geteilt werden, um im wesentlichen den Kollektorstrom von Qo abzuleiten, der wesentlich größer als der Basisstrom von O_g ist. Da Q_ rasch nichtleitend werden muß, wenn Q₂" schnell leitend werden soll, ist R₁₁ so bemessen, daß die Spannung an der Basis von Q₂" unterhalb seines V„ -Wertes gehalten wird, während die Kollektor-Emitter-Spannung am Transistor Q„ niedriger als sein Sättigungswert gehalten wird. Mit der Annahme, daß der durch R₁₁ fließende Strom im wesentlichen gleich dem durch R₁-fließenden Strom ist und daß die Sperrschichtspannung von D- und Vßp von Q- und Q„ im wesentlichen identisch sind, wie es bei einer integrierten Schalbung der Fall ist, erreicht man diese

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Verhältnisse in der Schaltung gemäß Fig. 3, indem man

Führt man am Anschluß 14" ein Steuersignal niedrigen Pegels vor, um die Diode D₂ in Durchlaßrichtung vorzuspannen, dann werden sowohl der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Qq als auch die Sperrschicht von D₃ in Sperrichtung gepolt. O_g wird dann nichtleitend und macht auch O_R nichtleitend, ferner wird D, gesperrt und unterbricht den Stromfluß im Widerstand ^₁ -i · Da der Transistor Q₈ zuvor im nichtgesättigten Zustand war, sperrt er rasch und spannt die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₂" in Durdiaßrichtung, der dadurch schnell leitend wird und Basisstrom aus V_H" über R₇ entnimmt. Da sich die Sättigungsspannung von Q₂" direkt mit der Temperatur zu ändern sucht, wird R₇' mit einem positiven Temperaturkoeffizienten gewählt, so daß der Basisstrom von Q₂" sich umgekehrt mit der Temperatur ändert. Durch Wahl der Größe und des Temperaturkoeffizienten von R₇' in Übereinstimmung mit dem Temperaturkoeffizienten der Sättigungsspannung von Q₂" läßt sich der Sättigungsspannungsabfall an Q₂" bei Temperaturschwankungen im wesentlichen konstant halten.

Für den Fachmann ist es ohne weitere Erläuterungen verständlich, daß auch der Anschluß für die hohe Spannung anstatt des Anschlusses für die niedrige Spannung mit dem AusgangsanschIuß über die Schalterkreise 20, 20' bzw. 20" gemäß den Fig. 1, 2 bzw. 3 verbunden werden können. Weiterhin können die in diesen Schalterkreis verwendeten Transistoren ebensogut PNP-Transistoren sein, obgleich hier lediglich NPN-Transistoren dargestellt sind.

Hieraus ist ersichtlich, daß die Erfindung nur anhand einiger ausgewählter Beispiele erläutert ist und daß für den Fachmann ohne weiteres zahlreiche Änderungen der Details.der Konstruktion und der Zusammenschaltung und Anordnung von Teilen in den beschriebenen Ausführungsformen möglich sind, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen. Die beispielsweise dargestellten Ausführungsformen stellen daher keine Beschränkung des Erfindungsgedankens dar.

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Leerseife

Claims

RCA 71 ,900/Sch/Vu Petortsmrl!!· Brit. Anm. Nr. 20554/77 Dr. D!—· ^~ vom 16. Mai 1977 Dip«.-!-Ί. S-- .· ν. Dip!.-j.-j. ··"■ -κ "-8 Munuion Cc-, r"ustfach RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1) Schalterkreis mit einem ersten Feldeffekttransistor und einer zwischen dessen Source- und Gateelektroden angeschlossenen Schaltsignalquelle, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltsignalquelle zur Kompensierung des Kanalwiderstandes des Feldeffekttransistors (01), wenn dieser in den Leitungszustand geschaltet ist, gegen wesentliche Änderungen mit der Temperatur folgende Merkmale aufweist:

einen ersten und einen zweiten Widerstand (R3 bzw. R2), denen jeweils an einem Ende ein erstes (V,.) bzw. ein zv/eites (V_R) Potential zugeführt wird,

einen Bipolartransistor (06), dessen Emitter mit dem zweiten Ende des ersten Widerstandes (R3) verbunden ist und dessen Basis eine konstante Vorspannung zugeführt wird, deren Wert zwischen den beiden Potentialen (V_L bzw. V„) liegt und die durch den negativen Temperaturkoeffizienten der Offsetspannung am Basis-Emitter-Übergang des Bipolartransistors herabgesetzt wird, welcher als Spannungsabfall positiven Temperaturkoeffizientens

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-2-über dem ersten Widerstand (R3) erscheint,

und einen elektronischen Schalter (04,O5) zur wahlweisen Verbindung des Kollektors des Bipolartransistors (Q6) mit dem zweiten Ende des zweiten Widerstandes (R3), dessen Spannungsabfall einen positiven Temperaturkoeffizienten zeigt, der vom Verhältnis der Werte des ersten und zweiten Widerstandes abhängt, und der zwischen Source- und Gateelektrode des Feldeffekttransistors (O1) gelegt wird.

2) Schalterkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Ende des zweiten Widerstandes (R2) mit dem Gate des Feldeffekttransistors (01) über die Basis-Eroitter-Strecke eines Emitterfolgertransistors (O3) gekoppelt ist.

3) Schalterkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Basis-Emitter-Strecke des Emitterfolgertransistors (O3) eine Diode (D1) antiparallel geschaltet ist.

4) Schalterkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter ein Paar Transistoren (Q4,O5) enthält, deren Emitter nit dem Kollektor des Bipolartransistors (Q6) zusamnengeschaltet sind, während die Basis eines der Transistoren (04) an einen Bezugsspannungspunkt (Abgriff des Spannungsteilers R4, R5, R6) angeschlossen ist und die Basis des anderen (05) des Transistorpaares an einen Eingangsanschluß (14) zur Zuführung eines Eingangsschaltsignales angeschlossen ist und der Kollektor dieses Transistors an das zv/eite Ende des zweiten Widerstandes (R2) angekoppelt ist.

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