DE2848148A1

DE2848148A1 - Radargeraet mit kontinuierlicher schwingung

Info

Publication number: DE2848148A1
Application number: DE19782848148
Authority: DE
Inventors: Daniel Ducrocq
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1977-11-08
Filing date: 1978-11-07
Publication date: 1979-05-10
Also published as: US4201986A; FR2408149B1; IT7851797A0; FR2408149A1; GB2010627A; GB2010627B; IT1106790B

Description

Patentanwälte

O O / Q 1 / Ö Dipl -Ing ΟιρΙ -Chein Dipl -Inc] ^ I ^t Ö

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

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8 München 60

6. November 1978

THOMSON - CSP

173, Bd. Hausamann

75008 PARIS / Frankreich

Unser Zeichen: T 3185

Radargerät mit kontinuierlicher Schwingung

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Radartechnik, insbesondere ein mit quas!-kontinuierlicher Schwingung arbeitendes Radargerät mit einer Sender-Empfänger-Einheit, wobei der Sender aus einer frequenzmodulierbaren Oszillatorstufe gebildet ist, die einem Leistungsverstärker zugeordnet ist, und der Empfänger ein Superheterodynempfänger ist, insbesondere ein Mehrkanal-Superheterodynempfänger, der die Richtungs-Verfolgung des Echos eines Ziels ermöglicht.

Die Erfindung befaßt sich ferner insbesondere mit einem Radargerät, das die Erfassung und Verfolgung eines Echosignals ermöglicht, das unerwünschten Signalen überlagert ist, beispielsweise Meeresreflexionssignalen, die auch als

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die im Impulsbetrieb arbeiten, dadurch verletzbar bzw. weniger wirksam gemacht werden, daß dieser Radartyp leicht von den Alarmempfängern des Feindes erfaßt und lokalisiert werden kann.

Um die vorstehend beschriebenen technischen und beim Betrieb auftretenden Schwierigkeiten zu beheben, die bei mit kurzen Impulsen arbeitenden Radargeräten zwangsläufig auftreten, wurde bereits vorgeschlagen, Impulse mit relativ langer Dauer auszusenden, beispielsweise mit dem hundertfachen oder mehr der Dauer von kurzen Impulsen, und die Trägerfrequenz dieser Impulse langer Dauer zu streuen, so daß ein Auflösungsvermögen erhalten wird, das gleichwertig demjenigen ist, das mit kurzen Impulsen erzielt wird. Diese Technik, die unter der Bezeichnung "Impulskompression" bekannt ist, ist ausführlich in zahlreichen Veröffentlichungen beschrieben; als Beispiel sei genannt M.L. Skolnik "Radar Handbook" (1970), Kapitel 20. Die Impulskompressionstechnik läßt sich in zwei Gruppen unterteilen: Bei der ersten werden passive und bei der zweiten aktive Einrichtungen verwendet. Die Erfindung befaßt sich insbesondere mit der zweiten Gruppe. Zahlreiche Schwierigkeiten und Einschränkungen treten auf, wenn diese Techniken der Impulskompression mittels aktiver Einrichtungen verwirklicht werden. Diese Techniken müssen nämlich strengen Bedingungen genügen, sowohl hinsichtlich der Linearität der Frequenzmodulation des Trägers als auch hinsichtlich der Selektivität und der Verzerrungen in den Empfangsschaltungen, und dies trifft um so mehr zu, als das Produkt der Frequenzstreuung AF mal der Dauer T des Impulses, wodurch das emittierte Signal gekennzeichnet ist, groß ist, beispielsweise liegt es in der Größenordnung von 10 bis 10-^ oder mehr.

Bei einer weiteren Technik, die mit der Impulskompressionstechnik verwandt ist, wird eine frequenzmodulierte Trägerschwingung verwendet, die in Verbindung mit Radarsensoren

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- 6 Störflecksignale bezeichnet werden.

Die Radarerfassung eines Gegenstandes, beispielsweise eines Schiffe auf See, macht es erforderlich, das von diesem Objekt ausgehende Echosignal von den an der Meeresoberfläche gestreuten und zurückgeworfenen Signalen zu unterscheiden. Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit des zu erfassenden Objektes gering oder gleich Null ist, so beruht ein Verfahren, das einen ausreichenden Kontrast zwischen dem Echosignal und den Störflecksignalen gewährleistet, auf der Realisierung eines Wellentyps, der ein hohes Auflösungsvermögen hinsichtlich der Entfernung aufweist.

Um ein hohes Auflösungsvermögen hinsichtlich des Abstandes zu erzielen, ist es bekannt, Radarsysteme vorzusehen, die mit impulsförmigen Schwingungen arbeiten, deren Dauer äußerst kurz ist, nämlich in der Größenordnung einer Zehntel Mikrosekunde (0,1 us) oder weniger, entsprechend einem Entfernungsauflösungsvermögen von etwa 15 m. Bei einem derartigen Impulsradar muß, wenn eine hohe Erfassungswahrscheinlichkeit angestrebt wird, die Spitzenleistung der ausgesandten Impulse hoch sein, d.h. in der Größenordnung von einigen 10 Kilowatt oder mehr. Derzeit werden für die Schaffung von Radargeräten, die im Stande sind, derartige Leistungen abzugeben, im allgemeinen Magnetron-Vakuumröhren verwendet, deren Grenzen und Nachteile wohl bekannt sind. Insbesondere benötigt eine derartige Röhre eine gepulste Versorgungsquelle mit hohem Spannungspegel, wobei die Aufheizzeit der Kathode beträchtlich ist. Die Zuverlässigkeit der Magnetron-Vakuumröhren nimmt nach langer Lagerzeit oder Ruhezeit beträchtlich ab. Zu erwähnen sind ferner die Schwierigkeiten, die bei der Verwirklichung einer Sende-Empfangs-Duplexvorrichtung auftreten, und zwar aufgrund der hohen Mikrowellenleistung und der kurzen Impulsdauer. Bei Militäranwendungen ist es ferner bekannt, daß die mit Radargeräten ausgerüsteten Waffensysteme,

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zum Einsatz gelangt, beispielsweise Funkhöhenmessersonden und Annäherungsdetektoren. Bei diesen Geräten wird eine präzise Messung der Entfernung eines einzigen Gegenstandes angestrebt, wobei das Entfernungsauflösungsvermögen nebensächlich oder sekundär ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Radargerät zu schaffen, bei dem die bei den Radartechniken nach dem Stand der Technik zwangsläufig auftretenden Nachteile nicht vorhanden sind.

Insbesondere ist es Aufgabe der Erfindung, ein Radargerät mit hohem Auflösungsvermögen zu schaffen, insbesondere hohem Entfernungsauflösungsvermögen, wobei Jedoch nur Festkörperbauteile verwendet werden sollen, die mit geringen oder mäßigen Spannungen betrieben werden können.

Mit dem erfindungsgemäßen Radargerät sollen sich wiederholende, aneinander angrenzende Signale mit einer langen Dauer T emittiert werden, wodurch erreicht werden soll, daß eine hohe Detektionswahrscheinlichkeit in einer Zeitspanne T und gleichzeitig ein gutes Unterscheidungsvermögen hinsichtlich der Entfernung erzielt werden.

Ferner soll es durch die Erfindung ermöglicht werden, das Entfernungsauflösungsvermögen leicht diskret oder kontinuierlich zu verändern.

Ferner soll durch die Erfindung ein Radargerät geschaffen werden, das mit zwei Betriebsweisen arbeiten kann und es ermöglicht, ein Zielechosignal entweder hinsichtlich seiner Entfernung oder hinsichtlich seiner Geschwindigkeit zu erfassen und zu verfolgen.

Diese Aufgabe wird durch ein Radargerät der eingangs beschriebenen Art gelöst, das gemäß der Erfindung dadurch ge-

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kennzeichnet ist, daß die Sender-Empfänger-Einheit mit zwei Funktionsweisen arbeiten kann: einer ersten Funktionsweise, bei der die ausgesandte Trägerwelle F linear über einen Bereich &F frequenzmoduliert ist, und einer ζweiten Funktionsweise, bei der diese Trägerwelle rein ist; daß der Sender Mittel enthält, die eine lineare Frequenzmodulation der Oszillatorstufe nach einer Sägezahnfunktion mit der Wiederholungsperiode Tj, ermöglichen; und daß der Empfänger wenigstens einen Verstärkerkanal, dessen Gesamtdurchlaßband im wesentlichen gleich dem Inversen der Periode T_R ist und dessen Verstärkung periodisch im Takt mit der Periode T_R gesteuert wird, und einen Generator enthält, der ein lokales Mikrowellensignal abgibt, dessen Phase kohärent mit dem ausgesandten Signal und dessen Frequenz um einen Wert verschoben ist, der gleich der VerstärkungsZwischenfrequenz plus der Differenzfrequenz ist, die durch die Laufzeit des Echos und die Doppler-Frequenzverschiebung verursacht wird.

Gemäß der Erfindung wird also bei der Emission ein kontinuierliches oder quas!-kontinuierliches Signal ausgesandt, dessen Trägerfrequenz linear frequenzmoduliert ist gemäß einer sich wiederholenden Sägezahnfunktion der Periode T_R; empfangsseitig werden die empfangenen Signale kohärent verstärkt in einem oder in mehreren Kanälen, deren Selektivität sehr gut ist, wobei die Kanäle dadurch gekennzeichnet sind, daß ihr gesamtes Durchlaßband in der Größenordnung des Kehrwerts der Wiederholungsperiode T_R liegt, was der optimalen Anpassung des ausgesandten Signals an das empfangene Echosignal entspricht.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radargeräts ;

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FIg. 2 die Schwingungsformen der Hauptsignale;

Fig. 3 eine Avisfuhrungsform von Einrichtungen, die es ermöglichen, die Linearität der Frequenzmodulation des Senders zu regeln;

Fig. 4a und 4b Abwandlungen der Ausführungsform nach Fig. 3> Fig. 5 eine Ausführung^form der Empfangseinrichtung;

Fig. 6 eine Ausführungsform des Mikrowellen-Leistungsverstärkers des Senders;

Fig. 7 ein vollständiges Schaltbild des erfindungsgemäßen Radargeräts; und

Fig. 8 eine Ausführungsform der Verstärkerkanäle des Empfängers.

Fig. 1 zeigt in Form eines Blockschaltbilds ein Radargerät, das in bekannter Weise eine Sender/Empfänger-Einheit und die zugeordneten Antennen enthält. Das Vorhandensein von zwei Antennen ergibt sich aus der Verwendung eines kontinuierlichen oder quas!-kontinuierlichen Sendersignals.

Gemäß der Erfindung enthält der Sender: eine Oszillatorstufe 10, die auf Mikrowellenfrequenz arbeitet, wobei die momentane Frequenz des Ausgangesignals elektronisch verschiebbar ist; dieser Oszillator enthält Mittel, die eine vollkommene Linearität der Frequenzmodulation gewährleisten, wobei diese Mittel im einzelnen später beschrieben werden; eine oder mehrere Vorstärkerstufen 15, die ggf. amplitudenmodulierbar sind, und zwar auf volles/verschwindendes Signal; dieser Verstärker kann beispielsweise ein Ausgangssignal abgeben, dessen Pegel einige Watt oder einige 10 Watt be trägt; einen Signalgenerator

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20 zur Modulation des Oszillators 10; er gibt sich wiederholende Sägezahnsignale der Periode T_R ab, wobei die Amplitude der Sägezähne diskret oder ggf. kontinuierlich durch ein Steuersignal CMD gesteuert wird; das Arbeiten dieses Generators kann durch ein Steuersignal M unterbunden werden; Hilfsausgänge geben Synchronisationssignale mit der Periode T_R ab, die es ermöglichen, Hilfsgeneratoren 25 und 70 zu steuern; einen Hilfssignalgenerator 25, der Rechtecksignale abgibt, die es ermöglichen, das vom Verstärker 15 abgegebene Signal zu tasten.

Die Antenne 30 ist die Sendeantenne. Sie ist mechanisch mit der Antenne 35 verbunden, die die Empfangsantenne bildet. Bei der Antenne 35 handelt es sich vorteilhafterweise um eine Monopuls antenne, die also drei Ausgänge enthält, nämlich, einen Summenausgang Σ , einen Differenzausgang £>G für die Seitenwinkelebene und einen Differenzausgang ÄS für die Höhenwinkelebene, wobei die Antenne 30 und die Antenne 35 vorteilhafterweise das gleiche Strahlungsdiagramm haben; wegen des gleichzeitigen Betriebs des Senders und des Empfängers sind die Antennen räumlich entkoppelt, um das Streusignal vom Sender zum Empfänger zu sohwächen.

Gemäß der Erfindung enthält der Vielkanal-Superheterodynempfänger (in Fig. 1 ist nur ein Kanal gezeigt): einen Einseitenbandgenerator 40, dessen Aufgabe darin besteht, die Frequenz des Mikrowellensignals um einen Betrag zu verschieben, die gleich dem Frequenzwert des von einem Verschiebungsoszillator 50 abgegebenen Signals ist; einen Verschiebungsoszillator 50, der ein Zwischenfrequenzsignal F, abgibt, erhöht um die Differenzfrequenz P^, die sich aus der Laufzeit des Radarechos und eventuell der Doppler-Frequenzverschiebung ergibt, die durch die Relativbewegung zwischen dem Radargerät und dem Ziel verursacht wird;

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einen Eingangsmischer 55» der einerseits die von der Empfangsantenne 35 empfangenen Signale und andererseits das vom Generator 40 erzeugte Überlagerungssignal erhält, wobei dieser Mischer Signale der Zwischenfrequenz IV abgibt; einen Zwischenfrequenz-Vorverstärker 60, der durch einen niedrigen Rauschfaktor, eine mäßige Verstärkung und relativ große Bandbreite gekennzeichnet ist, wobei dieser Vorverstärker einen Eingang aufweist, der eine Verstärkungsregelung ermöglicht und an den von einem Generator 70 erzeugte Bewertungssignale angelegt werden;

einen Zwischenfrequenzverstärker 65, dessen Durchlaßband relativ schmal ist und in der Größenordnung des Kehrwerts der Periode T_R der Senderfrequenzmodulation liegt; einen Bewertungssignalgenerator 70, der Signale abgibt, die es ermöglichen, die Verstärkung des Vorverstärkers 60 zu regeln, um die spektrale Breite der empfangenen Signale zu begrenzen, wobei diese Modulationssignale synchron mit den FrequenzmodulationsSignalen des Senders sind; eine Fangschaltung 75» die es ermöglicht, das Vorhandensein eines Echosignals am Ausgang des Verstärkers 65 zu erfassen, wobei diese Schaltung die Änderung der Funktionsweise des Empfängers gewährleistet und den Übergang vom Suchbetrieb zum Verfolgungsbetrieb mittels eines Umschalters K gestattet; eine Frequenzdiskriminatorschaltung 80, die es ermöglicht, einen Frequenzzentrierungsfehler des vom Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 65 abgegebenen Echosignals zu erfassen; einen Fehlerverstärker 85, der Korrekturnetzwerke enthält; er gibt ein Fehlersignal zum Verschiebungsoszillator 50 ab, um die automatische Frequenzzentrierung des Echosignals zu gewährleisten, das innerhalb des Durchlaßbandes des Verstärkers 65 empfangen wird;

eine Suchschaltung 95, die beispielsweise Sägezahnsignale abgibt; sie ermöglicht es, bei Suchbetrieb die Frequenz des Verschiebungsoszillators 50 zu verschieben, und zwar über den gesamten Bereich der Differenzfrequenzen F^ oder in einem ver-

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ringerten Bereich; in diesem Pall ist der Mittelwert der Sägezahnsignale durch eine Spannung V₀ festgelegt, die der Mittenfrequenz der bezeichneten Frequenzschwankung P, entspricht.

Das vorstehend beschriebene Radargerät kann mit zwei verschiedenen Funktionsweisen arbeiten:

einer ersten Funktionsweise, bei der die vom Oszillator 10 gelieferte Trägerfrequenz linear frequenzmoduliert wird und

einer zweiten Funktionsweise, bei der die vom Oszillator 10 abgegebene Träger! quenz rein, also unmoduliert ist.

Zu diesem Zweck empfängt der Signalgenerator 20 ein Steuersignal M, das zwei Zustände aufweist: im ersten Zustand ist der Generator 20 aktiv und gibt Sägezahnsignale der Wiederholungsperiode T_R und die Synchronisationssignale für die Generatoren 25 und 70 ab, und im zweiten Zustand ist der Generator 20 außer Betrieb, wodurch folglich der Betrieb der Generatoren 25 und 70 unterbunden wird.

Die Eingangsspannung des Verschiebungsoszillators 50 stellt die Schwankungsfrequenz F^ dar, wobei dieee Spannung bei V_R dazu verwendet werden kann, um folgendes anzuzeigen:

a) In der Arbeitsweise mit frequenzmodulierter Schwingung die Entfernung zwischen Radar und Zielobjekt, behaftet mit dem Fehler aufgrund der Doppler-Frequenzverschlebung;

b) bei der Arbeitsweise entsprechend der nicht frequenzmodulierten Trägerschwingung die relative Radialgeschwindigkeit zwischen Radargerät und Zielobjekt.

Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die Frequenz des Ausgangssignals des Verschiebungsoszillators dazu verwendet werden, um einen Meßwert zu liefern, der

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äquivalent demjenigen ist, der von der Spannung V_R geliefert wird.

Fig. 2 zeigt Schwingungsformen der Hauptsignale, die von den Funktionsblöcken in Fig. 1 erzeugt werden.

Kurve 2a zeigt die vom Generator 20 abgegebene Schwingungsform; es handelt sich um ein sich wiederholendes Sägezahnsignal der Periode T_R, bei dem die Zeitspanne T₁ der aktiven FrequenzmodulationZeitspanne des Senders und die Zeitspanne T₂ der Rücklaufzeit des Sägezahns entspricht. Die Periode T„ muß kürzer sein als die Korrelationswegfallzeit des von den zu erfassenden Zielobjekten zurückgeworfenen Signalechos und lang genug, damit eine tatsächliche Erfassung des Echosignals ermöglicht wird. Beispielsweise kann der Wert von T_R auf 10 ms festgelegt werden, wobei die Zeitspanne T₂ klein im Vergleich zu T₁ sein muß. In der Praxis ist die Beziehung T₂ <0,01 T₁ leicht zu erreichen.

Kurve 2b zeigt die Schwingungsform des vom Generator 25 abgegebenen Signals, bei dem es sich um ein periodisches Rechtecksignal handelt, das es ermöglicht, das emittierte Signal während der Zeitspanne T₂, die der Rücklaufzeit des Sägezahns zur Modulation des Senders entspricht, zu unterbrechen.

Die mit durchgehendem Strich eingezeichnete Kurve 2c stellt die Frequenzhubfunktion der emittierten Trägerwelle zwischen den Grenzen AF/2 und -ΔΕ/2 symmetrisch um die Mikrowellen-Mittenfrequenz F_Q herum in Abhängigkeit von der Zeit dar, wobei die ModulationsSteigung ρ gleich dem Quotienten aus Frequenzhub AF und aktiver Dauer T₁ der Sägezahnmodulation ist, die ungefähr der Wiederholungsperiode T_R entspricht. Die Mittenfrequenz F_Q kann beispielsweise im Band X (10 GHz) liegen, und die Wahl von Δ F wird bestimmt durch das angestrebte Entfernungsauflösungsverraögen c?„> wobei AF = »rzrr» worin ο

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die Ausbreltungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen ist.

Beispielsweise ergibt eine nominelle Entfernungsauflösung von 15m etwa 10 MHz als AF, was bei dem beschriebenen Beispiel einer Steigung ρ ~ AF/T_R = 1 GHz/s ergibt. Die Steigung ρ der Frequenzmodulation kann vorteilhafterweise bei solchen Anwendungen, wo die Radarausrüstung bei sich nähernden Zielobjekten verwendet wird, negativ gewählt werden. Durch diese Wahl wird nämlich für jegliche Entfernung verhindert, daß die Differenzfrequenz F, den Wert Null durchläuft.

Die Anforderungen an die Linearität der Frequenzmodulation des Senders sind relativ streng, denn ungewollte Frequenzhubänderungen beeinflussen das Entfernungsauflösungsvermögen dn und in gewisser Weise auch das Erfassungsvermögen. Die Anforderungen an die Linearität sind um so strenger, als das Produkt AF«T_R groß und die Laufzeit der Radarsignale lang ist. Durch die Erfindung werden Mittel geschaffen, die diesen Linear!tatsanforderungen genügen; diese Mittel sind nachstehend ausführlich beschrieben.

Die gestrichelte Kurve 2c stellt die Frequenzhubfunktion des empfangenen Signals in Abhängigkeit von der Zeit dar, wobei das empfangene Signal um eine Zeitspanne TT= 2R/xx bezüglich des emittierten Signals verzögert ist, worin R die Entfernung zwischen Radargerät und Zielobjekt und c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen sind. Die Differenzfrequenz P, ist gegeben durch die Formel

^Fb - p* - τ- ⁼ § ^{(pR +} Vo)

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- Τ6 -

Der erste Ausdruck ρ Γ resultiert, aus der Laufzeit T des linear mit der Steigung ρ frequenzmodulierten Radarsignals; der zweite Ausdruck entspricht der· Döppler-Frequenzverschiebung F* = -T-^, worin V_ die radiale itelatlvgeschwindlgkeit zwischen Radar und Zielobjekt und A>_q die Wellenlänge,, auf der das Radargerät arbeitet, sind. Bei dem beschriebenen Beispiel entspricht der Ausdruck ρΈ" dem Wert 1 der Ausdruck F^ entspricht 66 Hz pro m/s.

Bei der Funktionsweise mit nicht modulierter Trägerwelle 1st der Wert ρ gleich Null, und es bleibt nur der zweite Term übrig, so daß gilt:

^2Tr

Kurve 2d zeigt das Aussehen der Bewertungssignale für die Empfängerverstärkung in Abhängigkeit von der realen Zeit t. Diese Signale ermöglichen es, das Spektrum der empfangenen Signale zu begrenzen und so Störungen zu unterdrücken. Die Form dieser Bewertungssignale kann durch eine Hamming-Funktion beschrieben werden oder durch ein Signal der Form 1 + cos 27Tijr-f worin T_R die Wiederholungsfrequenz ist. Die Zeitspanne T-, ist einerseits abhängig von der Zeitspanne T₂ für die Rücklaufzeit der Sägezähne, von der maximalen Laufzeit der Radarsignale und andererseits von der Zeitkonstante der Linearisierungsmittel des senderseitigen Pilotoszillators 10.

Es soll betont werden, daß mit dem erfindungsgemäßen Radargerät eine Einrichtung geschaffen werden soll, die es ermöglicht, eine Entfernungsauflösung zu erzielen, die gleichwertig derjenigen ist, die von einem Radargerät erreicht wird, das mit sehr kurzen Impulsen arbeitet. Die gelieferte Entfernungsmessung ist zweideutig bezüglich der Geschwindigkeit, der sich daraus ergebende Meßfehler ist jedoch kein wesentlicher

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Nachteil, denn durch, sorgfaltige Wahl der eingehenden Parameter unter Eiribe'zieinang der Bewegiangsgeschwindigkeit des Aufbaus, der das Eadargerlt -trägt, kann erforderlichenfalls dieser Fsüler auf ein Minimum reduziert werden.

Die durch die Erfindung geschaffenen Mittel und Einrichtungen werden aaaaaa im «einzelnen !beschrieben.

Fig. 3 zeigt als Blockschaltbild die Einrichtung, die es gestattet» eine lineare Modulation der Frequenz der Pilotoszillatorstufe 10 nach Fig. 1 zu gewährleisten. Der Oszillator 10 ist ein Mikrowellenoszillator mit niedrigem Leistungsniveau, beispielsweise mit einigen 10 Milliwatt, dessen Momentanfrequenz elektronisch verschoben werden kann. Ein geringer Bruchteil des Ausgangssignals des Oszillators 10 wird mittels eines Kopplers C. entnommen und an eine Detektionsvorrichtung 12 zur Detektion der Frequenzmodulation einer Trägerschwingung angelegt. Diese Vorrichtung ist im wesentlichen durch eine Breitband-Verzögerungsleitung LR und einen Mikrowellenmischer MX^ gebildet. Die Verzögerung der Leitung beträgt T , und ihr Durchlaßband ist größer als der Frequenzmodulationshub AF. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung wird an einen von zwei Eingängen des Mischers MX., angelegt, während der andere Eingang mit dem Eingang der Verzögerungsleitung verbunden ist. Die Frequenz des Schwetmngssignals, das am Ausgang des Mischers MX., verfügbar ist und gleich P¹Z₀ ist, worin ρ die Steilheit der Frequenzmodulation ist, wird mit der Frequenz des Signals verglichen, das von einem Kontrolloszillator 13 zur Kontrolle der momentanen Modulationssteigung geliefert wird, wobei dieser Vergleich durch einen Mischer MX₂ erfolgt. Das Ausgangssignal dieses Mischers wird an den Eingang eines Fehlerverstärkers 14 angelegt und dann zu dem Sägezahn-Modulationssignal, das von dem Generator 20 erzeugt wird, hinzuaddiert, bevor es an den Eingaig des Oszillators 10 angelegt wird.

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Das Signal CMD, das gemeinsam an den Generator 20 und den Oszillator 13 angelegt wird, ermöglicht es, einerseits die Amplitude der Sägezahnsignale und andererseits die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators 13 zu verändern, und in Korrelation damit die Steigung ρ der linearen Frequenzmodulation des Senders. Die Änderung der Steigung ρ kann um diskrete Werte oder kontinuierlich erfolgen. Das gemeinsam an den Generator 20 und den Oszillator 10 angelegte Signal M ermöglicht es, wie bereits erwähnt, den Betrieb des Generators 20 und des Oszillators 13 zu unterbinden, um die Funktionsweise des Radargeräts zu ändern.

Um eine kurze Ansprechzeit der Linearisierungsschleife für die Frequenzmodulation des Pilotoszillators 11 zu erzielen, muß das Produkt pr groß sein gegenüber dem Kehrwert der Wiederholungsperiode T_R der Modulation. Für T_R = 10 ms und ρ = 1 GHz entspricht beispielsweise der Wert Z = 10 us für die durch die Leitung eingeführte Verzögerung einer Schwebungsfrequenz von 10 kHz am Ausgang des Mischers MX₁, also in Korrelation mit der Frequenz F des vom Oszillator 13 abgegebenen Signals.

Es mag mit Schwierigkeiten verbunden sein, eine Mikrowellenverzögerungsleitung mit niedrigen Verlusten zu verwirklichen, die eine Verzögerung von 10 us aufweist; im Handel können jedoch Verzögerungsleitungen beschafft werden, bei denen die Größe des Produktes aus Durchlaßband und Verzögerung größer als 100 ist und die im 100-MHz-Frequenzband arbeiten.

Fig. 4a zeigt Änderungen, die an der Schaltung nach Fig. 3 vorgenommen werden müssen, wenn eine Verzögerungsleitung verwendet wird, die auf einer Zwischenfrequenz F_x arbeitet. Das am Ausgang des Kopplers C₁ verfügbare Mikrowellensignal wird in eine Zwischenfrequenz Fy umgesetzt, und zwar mittels einer Frequenzaustauseherstufe, die aus einem lokalen Umsetzoszillator 110 und dem Mikrowellenmischer MX, gebildet ist.

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Das Ausgangssignal dieses Mischers MX, wird im Breitband-Zwischenfrequenzverstärker 120 verstärkt und dann an eine Detektionsvorrichtung 12 zur Detektion der Modulationslinearität angelegt. Ein Breitband-Begrenzungsverstärker 130 ist zwischen die Vorrichtung 12 und den Mischer MX₂ eingeschaltet, um die Auswirkungen von eventuellen Amplitudenverzögerungen, die in den vorausgehenden Bauteilen erzeugt werden, auf ein Minimum zu reduzieren. Je nach der Frequenzstabilität der Oszillatoren 11 und 110 kann es zweckmäßig sein, in die Schaltung eine automatische Frequenzregelsctileife einzufügen, die es ermöglicht, die mittlere Frequenz der von diesen Oszillatoren abgegebenen Signale nachzuregeln. Diese Schleife enthält bei der beschriebenen Ausführungsform folgende Elemente: einen Breitband-Frequenzdiskriminator 140 und einen Fehlerverstärker 150, in dem Korrekturnetzwerke enthalten sind, die es ermöglichen, die Ansprechzeit der Schleife festzulegen, die groß sein muß gegenüber der Wiederholungsperiode T„ der senderseitigen Frequenzmodulation signale. Das Ausgangssignal des Verstärkers 150 kann an den Oszillator 11 angelegt werden, wie dies in der Zeichnung gezeigt ist, oder auch an den Oszillator 110.

Fig. 4b zeigt als Blockschaltbild eine andere Ausführungsform der Einrichtungen, die es ermöglichen, eine lineare Frequenzmodulation des Radarsenders zu erzielen.

Bei dieser Ausführungsform wird die lineare Frequenzmodulation an einem Lokaloszillator 200 vorgenommen, der auf einer Zwischenfrequenz arbeitet, die beispielsweise im 100-MHz-Band liegt. Das Ausgangssignal dieses Oszillators wird zum einen in die Trägerfrequenz des Radarsenders umgesetzt, und zum anderen wird ein geringer Bruchteil dieses Signals an den Eingang der Frequenzmodulation-Linearisierungsschleife angelegt.

Die Einrichtungen für die Frequenzumsetzung sind gebildet

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aus: einem Mikrowellen-Lokaloszillator 30Ό,, der auf der Sender-Trägerfrequenz arbeitet _P und einer Mischstufe MX,* deren Schwebungsfrequenz durch ein selektives, an sich bekanntes Mikrowellenfilter 400 ausfiltriert wird«

Die Einrichtung, die es ermöglicht;, die Frequenzmodulation zu linearisieren, ist gebildet aus den Blöcken "T20, 12, 130* MX₁, MX₂, 13, 14 und 20» die identisch sind mit den Blocken, die in Fig. 4a mit denselben Bezugs zeichen bezeichnet sinu. und die vorstehend beschrieben wurden.

Fig. 5 zeiFjt eine Ausführungsform der Empfangsschaltungen in Form eines Blockschaltbilds. Es wird daran erinnert, daß das gesamte Durchlaßband B der Zwischenfrequenz-Verstärker anordnung schmal sein muß, und zwar in der Größenordnung aes Kehrwerts der Wiederholungsperiode T_R der Frequenzmodulation des Senders liegen muß, und daß die Selektivität dieser Verstärkeranordnung hoch sein muß, um unerwünschte Signale zu unterdrücken, insbesondere die Signale, die durch direkte oder indirekte Kopplung zwischen Sende- und Empfangsantenne entstehen, und sie muß eine wirksame Unterscheidung zwischen dem Echosignal eines Zielobjektes und den an der Meeresoberfläche entstehenden Streusignalen ermöglichen. Um ferner zu vermeiden, daß parasitäre Signale durch Nichtlinearitäten der aktiven Elemente entstehen, beispielsweise durch die Transistoren, muß das die Selektivität des Zwischenfrequenz ve rs tärke rs bestimmende Filter vor letzterem angeordnet sein.

Um diese Anforderungen zu erfüllen, insbesondere diejenige der Selektivität des Empfängers, ist es zweckmäßig, Filter mit piezoelektrischen Resonatoren zu verwenden, die allgemein als Quarzfilter bezeichnet werden, und mit einer relativ niedrigen nominellen Zwischenfrequenz von einigen MHz zu arbeiten. Aus diesem Grunde 1st die Verstärkerkette des

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Empfängers aus mehreren Elementen gebildet, die auf verschiedenen ZwJLsciheiifjFequenzen arbeiten:

einem Vojrverstärker 60, der gekennzeichnet ist durch einen geringen Rauschfaktor, eine mäßige Verstärkung, ¹Um Hodulationsphänomene zu reduzieren, und ein Diarcfclaßband, das mit dem Frequenzspektrum der von dem Generator 70 gelieferten Bewertungssignale kompatibel ist?

einem selektiven Verstärker 65, dessen Durchlaßband in der Größenordnung des 10- bis 30-fachen des endgültigen Durchlaßbandes ist und der auf einer Frequenz FI₁ arbeitet, die im MHz-Band liegt, wobei das die Selektivität definierende Quarzfilter vorgeschaltet ist; einem Frequenzumsetzer, der aus einem Mischer MR, und dem lokalen Umsetzoszillator 66 gebildet ist; einem Verstärker 67 mit relativ schmalem Band, der auf einer Zwischenfrequenz FI₂ arbeitet, die im Band von einigen hundert kHz liegt, und bei dem eines oder mehrere selektive Filter eingeschaltet sind, bei denen es sich vorteilhafterweise um Quarzfilter handeln kann.

Die Wahl einer relativ niedrigen Zwischenfrequenz FI₁ in Verbindung mit dem Erfordernis, daß das lokale Mikrowellensignal, das den Eingangsmischer 55 des Empfängers speist, mit dem emittierten Signal kohärent ist, führt zur Verwirklichung eines Generators 40, der besondere Eigenschaften aufweist. Bei der Ausführungsform nach Flg. 5 ist der Generator 40 aus einem Mikrowellenfrequenz-Oszillator gebildet, der dem Sendesignal phasenstarr naohgeregelt ist und in der Frequenz um die Größe FI₁ + F., die von dem Verschiebungsoszillator 50 geliefert wird, verschoben ist. Dieser Generator 40 enthält einen Lokaloszillator 41, der auf Mikrowellenfrequenz arbeitet und elektronisch steuerbar 1st, wobei das Ausgangssignal dieses Oszillators einerseits dem Eingangsmischer

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der Verstärkerkette des Empfängers und andererseits einem Mischer MR₁ zugeführt wird, der ein Referenzsignal empfängt, das am Ausgang des in Fig. 4 gezeigten Kopplers C₂ verfügbar ist. Das Ausgangesignal des Mischers MR₁ wird von einem Zwischenfrequenz-Begrenzungsverstärker 42 verstärkt, wobei das Durchlaßband dieses Verstärkers äußerst breit sein muß, um dessen Durchlaufzeit möglichst gering zu machen. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers 42 wird mit dem vom Verschiebungsoszillator 50 gelieferten Signal in einem Mischer MR₂ gemischt. Das Fehlersignal am Ausgang des Mischers MR₂ wird in einem Fehlerverstärker 43 verstärkt,in dem die Korrekturnetzwerke enthalten sind, die die Übertragungsfunktion der so gebildeten automatischen Phasenschleife festlegen. Das Durchlaßband dieser Phasenverriegelung bei geschlossener Schleife muß ausreichend groß sein, damit die Phase des vom Oszillator 41 abgegebenen Signals kohärent mit der Phase des emittierten Signals ist. Um die Frequenzänderung des ausgesandten Signals im voraus zu berücksichtigen, wird das Ausgangesignal des Fehlerverstärkers 43 zu dem vom Generator 20 abgegebenen Sägezahnsignal hinzuaddiert.

Fig. 6 zeigt in Form eines Blockschaltbildes eine Ausführungsform des Mikrowellen-Leistungsverstärkers des in Fig. 1 gezeigten Senders. Das vom Pilotoszillator 10 abgegebene Ausgangssignal niedriger Leistung, d.h. in der Größenordnung von einigen zehn Milliwatt, wird in einer Reihe von Stufen verstärkt, beispielsweise mit Injektionssynchronisation. Die Eingangsstufe enthält einen Mikrowellenzirkulator CIR₁, der einer Avalanche-Diode 16 zugeordnet ist, und die Ausgangsstufe gleichen Aufbaus enthält einen Zirkulator CIR₂, der einer oder mehreren Avalanche-Dioden 17» die parallelgeschaltet sind, zugeordnet 1st. Je nach dem gewünschten Leistungspegel kann die Anzahl der Verstärkerstufen variieren, ebenso die Anzahl der parallel angeordneten Dioden. Die Technik der Verstärker mit durch Injektion synchronisierten

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Dioden ist an sich wohlbekannt und wird daher nicht weiter im einzelnen beschrieben. Für Frequenzbänder, die unter dem X-Band liegen, können die Diodenelemente durch Transistoren ersetzt werden. Die Unterbrechung des ausgesandten Signals kann entweder dadurch erhalten werden, daß die Avalanche-Dioden mit Rechteckspannungen gespeist werden, oder aber durch einen Modulator 19 mit PIN-Dioden, der von den vom Generator 25 abgegebenen Signalen gespeist wird. Zwischen dem Ausgang der Ausgangsstufe 17 und dem Modulator 19 kann vorteilhafterweise ein Einwegisolator 18 angeordnet sein. Wie erwähnt, ist die Verwendung eines Modulators 19 oder einer Unterbrechereinrichtung fakultativ.

Fig. 7 zeigt das schematische Schaltbild eines gesamten Radargeräts nach der Erfindung, das mit zwei Funktionsweisen arbeitet: Die Funktionsweise mit linear frequenzmodulierter Trägerschwingung ermöglicht die Erfassung und Verfolgung des Echos eines festen oder schwach bewegten Zielob^ektes, und die Funktionsweise mit reiner Trägerschwingung ermöglicht die Erfassung und Verfolgung des Echos eines Zielobjektes mit hoher Geschwindigkeit. In Fig. 7 finden sich die in den Fig. 1, 4 und 5 dargestellten Elemente wieder, die zuvor bereits beschrieben wurden. Es ist anzumerken, daß der Mikrowellen-Leistungsverstärker 15 kontinuierlich arbeitet, denn der Generator 25 ist fakultativ; wenn die Bewertungssignale, die dem Empfänger durch den Generator 70 zugeführt werden, eine ausreichende Blockierung während der Zeitspanne T₂ gewährleisten, die der RUcklaufzeit der Sägezähne entspricht, ist es nicht erforderlich, das Ausgangssignal der Leistungsstufe 15 zu unterbrechen.

Es ist eine andere Ausführungsform der Suchschaltung 90 gezeigt. Gemäß dieser Ausführungsform wird in der Schaltung 90 die Kapazität des Tiefpaß-Korrekturnetzwerks ausgenutzt, das in den Fehlerverstärker 85 eingeschaltet ist, um Übergangserscheinungen im Moment des Übergehens vom Suchbetrieb

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auf Verfolgungsbetrieb zu reduzieren. Ferner wurde eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung bei 2110 hinzugefügt. Wie nachstehend erläutert wird, ermöglicht es die Hinzufügung von Einrichtungen, die komplementär zum Empfänger sind, insbesondere ein oder mehrere Verstarkerkanäle, eine RichtungsVerfolgung des Zielobjektes zu gewährleisten.

Fig. 8 zeigt in Form eines Blockschaltbildes eine Ausführungsform der Verstärkerkanäle des Empfängers, die es ermöglichen, Ausrichtungsfehlersignale zu gewinnen, insbesondere um die Ausrichtung der Antennen dem verfolgten Zielobjekt nachzuregeln.

Die Empfangsantenne 35 enthält eine dem Reflektor zugeordnete Mikrowellen-Kombinationsschaltung 35', die ein Summensignal Σ und zwei Differenzsignaüe AG und AS abgibt, die der Seitenwinkelablage bzw. der Höhenwinkelablage der Antenne entsprechen. Nach kohärenter Frequenzänderung im Eingangsmischer 55 wird das Signal Σ im Zwischenfrequenz-Vorverstärker 60 verstärkt und an den Eingang des selektiven Verstärkers 65 angelegt, der sich wie ein äußerst selektives Frequenzfenster verhält, wobei die kombinierte Verstärkung der Elemente 60 und 65 auf einen relativ mäßigen Wert festgelegt ist, damit dieser über die Zeit stabil bleibt. Die Elemente 60' und 60" sowie 65' und 65" sind von identischem Aufbau wie die Elemente 60 und An den Ausgängen der Verstärker 65, 65' und 65" sind also drei Signale verfügbar, die dieselbe Verstärkung und Frequenzfiltrierung erfahren haben. Um die Pegel dieser drei Signale zu normieren, werden die zwei Differenzsignale AG und AS in der Frequenz mit dem Summensignal Σ multiplexiert. Die Frequenzmultiplexierung erfolgt mittels der Trägerunterdrückungsmodulatoren MOD., und MOD«, die von den Signalen eines Tonfrequenzoszillatorss200 gesteuert werden, der zwei orthogonale Signale der Frequenz Fo abgibt. Die Höhe der Frequenz F₁-, übersteigt den Wert des Durchlaßbandes der selek-

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tiven Verstärker 65, 65' und 65". Bas zusammengesetzte Signal, das aus dieser Multlplexoperation resultiert, wird im Verstärker 68 -verstärkt, dessen Durchlaßband größer ist als das Zweifache der Multlplexfrequenz Fg, und wird dann in einem Schmalbandverstärker 69 filtriert, der nur diejenige komponente des Signals aufrechterhält, die dem Summensignal£ entspricht. Eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung 210 ermöglicht es, den Ausgangspegel des zusammengesetzten Signals zu normieren. Das Ausgangssignal des Verstärkers 69 wird an einen kohärenten Demodulator 220 angelegt, der ferner das zusammengesetzte Signal empfängt, das am Eingang des Verstärkers 69 verfügbar ist. Die Komponenten des Ausgangssignals des Demodulators 220 werden durch Phasen/Amplituden-Detektoren 230, 240 extrahiert, die jeweils die Richtungsabweichungssignale Eg bzw. 6« liefern. Diese Signale £_g und e_G ermöglichen es, die Ausrichtung der Antennen 30 und 35 über in Fig. 8 nicht gezeigte Servomechanismen zu steuern, die nicht beschrieben werden, da sie als solche bekannt sind.

Die vorstehend beschriebene Erfindung weist außer den bereits erwähnten Vorteilen den Vorzug auf, daß jegliche Vakuumröhren entfallen können und so eine besonders zuverlässige Radarausrüstung geschaffen werden kann, deren Inbetriebnahmeverzögerung praktisch gleich Null ist. Die Form der ausgesandten bzw. emittierten Schwingung, die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie kontinuierlich ist, also eine geringe Spitzenleistung aufweist, gewährleistet eine geringe Erkennbarkeit des das Radargerät tragenden Aufbaus; durch die kontinuierliche Arbeitsweise werden ferner nur geringe Interferenzen mit der Umgebung und den internen Signalbehandlungsschaltungen verursacht. Da praktisch die gesamte Verstärkung der empfangenen Signale in einem schmalen Zwischenfrequenzband erfolgt, ist das Gerät wenig empfindlich gegen parasitäre Signale, insbesondere Netzfrequenzs ignale.

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Die quantitativen Größen der wesentlichen Parameter des erfindungsgemäßen Radargerätes können variieren in Abhängigkeit von Arbeitsbedingungen und Auflagen, denen das Gerät genügen soll. Dies gilt insbesondere für die Wellenlänge, auf der gearbeitet wird, die Wiederholungsperiode T_R und den Frequenzhub ΔΡ der Frequenzmodulation der vom Sender ausgesandten Schwingung und für das gesamte Durchlaßband B des Empfängers.

Die Erfindung kann sowohl für zivile als auch für militärische Zwecke der Radarerfassung benutzt werden.

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Leerseite

Claims

Patentanwälte Dipl -Int) m Dipl -Ing üipl -Chem G. Leiser E. Prinz Dr. G. Hauser E r η s b e r g f· r s t r ei s s f 1 ^r> 8 München 60

6. November 1978

THOMSON - CSP

173, Bd. Haussmann

75008 PARIS / Frankreich

Unser Zeichen: T 5185

PATENTANSPRÜCHE

1.)Radargerät, das mit quasi-kontinuierlicher Schwingung -" arbeitet und eine Sender-Empfänger-Einheit enthält, wobei der Sender durch eine frequenzmodulierbare Oszillatorstufe, die einer Leistungsverstärkerstufe zugeordnet ist, gebildet ist, und wobei der Empfänger ein Superheterodynempfänger, insbesondere ein Mehrkanal-Superheterodynempfänger ist, der die Richtungsverfolgung des Echos eines Zielobjektes ermöglicht, dadurch gekennzeichnet, daß die Sender-Empfänger-Einheit mit zwei Funktionsweisen arbeiten kann: einer ersten Funktionsweise, bei der die ausgesandte Trägerwelle (F_Q) linear über einen Bereich (äF) frequenzmoduliert ist, und einer zweiten Funktionsweise, bei der diese Trägerwelle rein ist; daß der Sender Mittel enthält, die eine lineare Frequenzmodulation der Oszillatorstufe nach einer Sägezahnfunktion

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mit der Wiederholungsperiode (Tp) ermöglichen; und daß der Empfänger wenigstens einen Verstärkerkanal, dessen Gesamtdurchlaßband im wesentlichen gleich dem Inversen der Periode (T_R) ist und dessen Verstärkung periodisch im Takt mit der Periode (T_R)gesteuert wird, und einen Generator enthält, der ein lokales Mikrowellensignal abgibt, dessen Phase kohärent mit dem ausgesandten Signal und dessen Frequenz um einen Wert verschoben ist, der gleich der VerstärkungsZwischenfrequenz plus der Differenzfrequenz (P^) ist, die durch die Laufzeit des Echos und die Doppler-Frequenzverschiebung verursacht wird.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum linearen Modulieren der Oszillatorstufe des Senders eine Frequenzlinearität-Steuerschleife bilden, die einen Detektor für die Steilheit (p) der Frequenzmodulation enthält, dessen AusgangsSignalfrequenz in einem Vergleicher mit der Frequenz eines lokalen Signals verglichen wird, das von einem Steilheit-Referenz-Oszillator mit fester Frequenz (F ) abgegeben wird, und daß das Ausgangssignal des Vergleichers an den Steuereingang der Oszillatorstufe des Senders nach Verstärkung in einem Fehlerverstärker angelegt ist.

3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzmodulationssteilheit-Detektor aus einer Mischvorrichtung mit zwei Eingängen gebildet ist, die am ersten Eingang einen Bruchteil des vom lokalen Oszillator des Senders abgegebenen Signals und am zweiten Eingang dieses selbe Signal nach einer Verzögerung (rx) in einer Verzögerungsleitung empfängt, und daß die Verzögerung (rx) so gewählt ist, daß das Produkt aus dieser Verzögerung frx) und der angestrebten Modulationssteilheit (p) gleich dem Wert der Frequenz (F) des Steilheit-Referenz-Oszillators ist.

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4. Radargerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzmodulationssteilheit-Detektor auf einer Zwischenfrequenz (F„) arbeitet und hierzu eine Frequenzumsetzerstufe vorgesehen ist, die zwischen den Detektor und den Ausgang der Oszillatorstufe des Senders eingefügt ist.

5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsfrequenz der Frequenzumsetzerstufe durch eine auf die Zwischenfrequenz (P„) zentrierte ifrequenzregelschleife der Frequenz der Oszillatorstufe des Senders nachgeregelt ist.

6. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit (p) der Frequenzmodulation, die gleich F/T_R ist, negativ ist.

7. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker des Senders Mittel enthält, die eine Unterbrechung des ausgesandten Mikrowellensignals im Takt der Wiederholungsperiode (T„) ermöglichen.

8. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärkerkanal des Empfängers einen Vorverstärker mit geringer Selektivität und geringer Verstärkung und einen selektiven Verstärker, die auf eine Zwischenfrequenz (FI₁) zentriert sind, und einen Schmalbandverstärker enthält, der auf eine kleine Zwisohenfrequenz (FI₂< FI₁) zentriert ist und dessen Bandbreite ungefähr gleich dem Inversen der Wiederholungsperiode (T_R) ist.

9. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger der ein lokales Mikrowellensignal abgebende Generator ein hinsichtlich seiner Frequenz elektronisch steuerbarer Oszillator ist, dessen

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Frequenz einerseits von den Sägezahnsignalen der Wiederholungsperiode (T_R) verschoben wird und andererseits mit einer Frequenzverschiebung gleich der Differenzfrequenz (F_b) dem von der Oszillatorstufe des Senders abgegebenen Mikrowellensignal phasenstarr nachgeregelt ist.

10. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem mit reiner Trägerwelle gearbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Unterbindung der Frequenzmodulation des Senders und in Verbindung damit der Verstärkungssteuerung der Verstärkerkanäle des Empfängers ermöglichen.

11. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem mit linear frequenzmodulierter Trägerwelle gearbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Änderung der Frequenzmodulationssteilheit ermöglichen.

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