DE2847363A1

DE2847363A1 - Transistorverstaerker fuer orchesteranlagen

Info

Publication number: DE2847363A1
Application number: DE19782847363
Authority: DE
Inventors: Werner Pinternagel
Original assignee: HOHNER AG MATTH; Matth Hohner AG
Current assignee: HOHNER AG MATTH; Matth Hohner AG
Priority date: 1978-10-31
Filing date: 1978-10-31
Publication date: 1980-05-14
Also published as: NO150940B; FR2440650A1; JPS5924562B2; BE878692A; YU162079A; NO150940C; NL7903840A; US4314207A; DE2847363C2; IT1207952B; GB2034546A; GB2034546B; FI792014A7; SE7906451L; NO792093L; IT7983410A0; JPS5561119A

Description

Transistorverstärker für Orchesteranlagen

Die Erfindung betrifft einen Transistorverstärker für Orchesteranlagen, der bis zu seiner Nennleistung hin aussteuerbar ist und dessen Verstärkungsgrad in einem bestimmten Aussteuerungsbereich bis zur Nennleistung hin konstant ist.

Die heute üblichen Schaltungen von Transistor-Endstufen sind überwiegend für Leistungs-Operationsverstärker ausgelegt. Damit sind diese sehr niederohmig im Ausgang. Hierdurch sind Innenwiderstände von etwa 0,1 Ohm gegeben. Durch hohe Gegenkopplungen lassen sich lineare Verstärkungsfaktoren erreichen, welche eine geradlinige Verstärkerkurve bis zum Clipping-Einsatz erzielen lassen. Der Klirrfaktor innerhalb dieses linearen Bereiches liegt dabei weit unter einem Prozent und ist damit praktisch noch mess-, jedoch nicht hörbar.

Nach Erreichen der Aussteuerungsgrenze der Transistoren ist sofort mit dem Clipping-Einsatz ein sehr steiler An-

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stieg des Klirrfaktors gegeben, bei dem ohne grösseren Übergang eine sehr stark wahrnehmbare grosse Verzerrung stattfindet, die sich am Oszillographen-Schirmbild als "Sägezahn"-Kurve darstellt. Möchte man einen Transistorverstärker bei Gesangsdarbietungen und sehr dynamischem Spiel bzw. Kompositionen mit Instrumenten einsetzen, dann wird es von Musikern als nachteilig empfunden, dass bei Lautstärkespitzen oder längerer bzw. ständiger Übersteuerung der Klirrfaktor jenseits des Clipping-Einsatzes so stark ansteigt, dass die gesamte Darbietung hierdruch gestört wird.

Während bei Heimgeräten, z.B. Verstärker Sc Rundfunk-, Stereo-, Tonband- und Hifi-Anlagen alle tonfrequenten Aufnahmen vor der Wiedergabe bereits per Hand oder automatisch unter einer Übersteuerungsgrenze eingepegelt wer-

den, ist das bei Orchester-Verstärkern völlig anders: Der Spannungspegel wächst in ungeregelter Form, z.B. beim harten Anschlag der Saiten einer Gitarre, eines Elektrobasses, wobei plötzlich ein Vielfaches des normalen Pegels erreicht wird, der zu extremen Übersteuerungen führt. Des weiteren verändert während des Gesanges bei tänzerischen Bewegungen z.B. ein(e) Sänger(in) den Mikrofonabstand zum Mund derartig, dass das Mikrofon als Schalldruck-Empfänger plötzlich ein Vielfaches seiner durchschnittlichen Spannung an den Verstärker abgibt.

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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Transistorverstärker der eingangs genannten Art so weiterzubilden, dass auch bei Überschreitung dessen Nennleistung wie es bei Musikverstärkern häufig vorkommt - der Klirrfaktor nicht so scharf ansteigt, dass die Musikdarbietung in diesem Aussteuerungsbereich verfälscht wird. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es also, den scharfen Einsatz des Clippingeffektes bei Überschreitung der Nennleistung des Transistorverstärkers zu vermeiden.

Zur Lösung der Aufgabe ist die Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass ab Erreichen der Nennleistung die Verstärkung selbsttätig verringerbar ist.

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Wesentliches Merkmal dieser technischen Lehre ist also, dass bei Überschreitung der Nennleistung des Transistorverstärkers trotzdem ein kleiner Klirrfaktor gegeben ist, weil bei Überschreitung der Nennleistung die Verstärkung selbsttätig verringert wird. Ein geeigneter Weg hierzu ist, den Gegenkopplungswiderstand des Transistorverstärkers in mehrere Einzelwiderstände aufzuteilen und diese mit zunehmender Aussteuerung des Verstärkers derart zuzuschalten, dass die Gesamtverstärkung hierdurch - entsprechend der elektrischen Dimensionierung - abnimmt.

Wesentlich ist also, dass im Gegenkopplungsaeig des Verstärkers ein Widerstand vorhanden ist, dessen Widerstandswert mit höherer Eingangsspannung des Verstärkers abnimmt.

In einer ersten Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung ist es vorgesehen, dass im Gegenkopplungszweig des Verstärkers parallel geschaltete Widerstände vorgesehen sind, denen jeweils Ze,hherdioden mit ansteigender Durchbruchsspannung vorgeschaltet sind. Mit zunehmender Eingangsspannung geraten dann nacheinanderfolgend die Ze_/knerdioden in Durchbruch und schalten dementsprechend nacheinanderfolgend eine immer höher werdende Zahl von Widerständen parallel, so dass insgesamt der Widerstand im Gegenkopplungszweig in Abhängigkeit von der Eingangsspannung abnimmt.

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In einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist es vorgesehen, dass die Widerstände durch elektronische Schalter (z.B. MOS-FET-Schalter) in Abhängigkeit von der Eingangsspannung zugeschaltet werden.

In einer weiteren Ausführungsform ist es vorgesehen, dass die Widerstandsabnähme des im Gegenkopplungszweig geschalteten Widerstands optoelektronisch (Fotozelle, der eine Leuchtdiode gegenüberliegt, deren Lichtemission von dem Eingangspegel abhängt) erfolgt.

Ebenso kann der Widerstand im Gegenkopplungszweig ein temperaturabhängiger, geheizter Widerstand sein, bei dem die zugeführte Heizleistung von dem Eingangsstrom des Verstärkers abhängt.

Die Erfindung wird nun an Hand lediglich einen Ausführungsweg darstellenden Ausführungsbeispieles näher erläutert. Hierbei gehen aus der Zeichnung und ihrer Beschreibung weitere erfindungswesentliche Merkmale und Vorteile der Erfindung hervor.

Es zeigt:

Fig. 1 schematisiert: gezeichnetes Schaltbild einer ersten Ausführungsform;

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Pig. 2 Tabelle zum Aufzeigen der Abhängigkeit der Schaltschwellen der Zehnerdioden von der Verstärkung;

Fig. 3 Verstärkung in Abhängigkeit von der Aussteuerung; wobei Kurve a eine Schaltung ohne Dioden zeigt, Kurve b eine Schaltung mit Dioden und ohne Last am Ausgang und Kurve c eine Schaltung mit Dioden und mit Last am Ausgang des Verstärkers;

Fig. 4 Darstellung des Klirrfaktors in Abhängigkeit von der Aussteuerung, wobei Kurve a eine Schaltung ohne Dioden zeigt, Kurve b eine Schaltung mit Dioden und ohne Last am Ausgang und Kurve c eine Schaltung mit Diode und 8 Ohm Last am Ausgang;

Fig. 5 Darstellung des Verhältnisses von Eingangs- zur Ausgangsspannung, wobei ersichtlich ist, dass mit 5 ZeKherdioden eine gekrümmte Kurve 16 erzielbar ist.

In Fig. 1 ist ein handelsüblicher Transistorverstärker 2 gezeigt, der beispielsweise 80 Watt Ausgangsleistung aufweist. Die zu verstärkende niederfrequente Spannung wird an der Eingangsklemme 1 angelegt, während an der Ausgangsklemme 3 der Lautsprecher 17 angeschlossen ist.

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Am invertierenden Eingang des Verstärkers 2 ist über Masse ein Kondensator C5 und in Serie ein Widerstand Rl und eine Widerstandskombination R2 angeschlossen. Die Widerstandskombination R2 liegt im Gegenkopplungszweig 4 des Verstärkers 2.

Im Zusammenhang mit der Fig. 2 wird nun die Funktion der Zeh'herdioden 5 bis 9 edäutert.

Sofern gemäss Zeile 1 der Tabelle in Fig. 2 die an dem Widerstand R7 abfallende Spannung kleiner ist als 6, 2 Volt, so wird die Schaltschwelle der Zenerdiode 5 nicht überschritten, so dass gemäss Zeile 1 der Tabelle als einziger Widerstand R2 der Widerstand R7 im Gegenkopplungszweig 4 wirksam ist.

Überschreitet die an R7 abfallende Spannung den Wert von 6,2 Volt, dann schaltet die Zenerdiode 5 durch und schaltet den 120K Ohm Widerstand 10 parallel zu dem Widerstand R7. Es ergibt sich für R2 somit einoresultierender Widerstand von 17,1 K Ohm und die Verstärkung sinkt von 27,4 auf 21,9 ab.

Analog dieser Beschreibung schaltet dann bei 8,2 Volt Spannungsabfall am Widerstand R7 zusätzlich zu der

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Zenerdiode 5 noch die Zenerdiode 6 durch, so dass als resultierender Widerstand R2 im Gegenkopplungszweig 4 gemäss Zeile 3 der Tabelle ein Wert von 15 K Ohm und eine Verstärkung von 19,3 die Folge ist.

Wird schliesslich die Spannung von 24,4 Volt überschritten, so sind alle Zenerdioden 5 bis 9 durchgeschaltet, so dass als resultierender Widerstand für R2 sich nur noch ein Wert von 10,9 K Ohm und eine Verstärkung von 14,3 ergibt. Aus dieser Darstellung ist ersichtlich, dass mit zunehmendem Spannungsabfall am Widerstand R7 der gesamte resultierende Widerstand R2 im Gegenkopplungszweig 4 von 20 K Ohm auf 10,9 K Ohm abnimmt.

Fig. 3 zeigt die Abhängigkeit der Verstärkung im Vergleich zur Eingangsspannung für drei verschiedene Anwendungsfälle:

Die Kurve a zeigt eine Schaltung, bei der lediglich beispielsweise ein Widerstand R7 vorhanden ist, wobei ersichtlich ist, dass ab einer gewissen Eingangsspannung die Verstärkung sehr stark abnimmt, wobei gemäss Fig. 4 gleichzeitig der Klirrfaktor sehr stark zunimmt.

Die Kurven b und c zeigen, dass mit Verwendung von Dioden die Verstärkung mit zunehmender Eingangsspannung gedrosselt wird, so dass gemäss den Kurven b und c in der Fig. 4 der

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Klirrfaktor nur sehr langsam zunimmt.

In Fig. 4 ist ersichtlich, dass ein herkömmlicher Transistorverstärker nach der Kurve a arbeitet, während gemäss der vorliegenden Erfindung gemäss den Kurven b und c der Klirrfaktor mit steigender Aussteuerung nur langsam zunimmt'/ so dass ein scharfer Einsatz des Clippingeffektes erfindungsgemäss vermieden wird.

Fig. 5 zeigt, wie mit Hilfe der 5 Zenerdioden 5 bis 9 schliesslich eine Kurve 16 erzeugt wird.

Fährt man die Kurve in Fig. 5 ausgehend vom Koordinatenkreuz nach oben, so fährt man zunächst auf der Kurve 11, bis man die Spannungslinie von 6,2 Volt schneidet, wo die Zenerdiode 5 eingeschaltet wird, so dass die Kurve 11 jetzt in die Kurve 12 übergeht. Im Schnittpunkt mit der Spannungskurve 8,2 Volt geht die Kurve 12 in die Kurve 13 über, die ihrerseits im Schnittpunkt mit der Spannungslinie 13 Volt in die Kurve 14 übergeht, die dann im Schnittpunkt der Spannungslinie 38,2 Volt in die Kurve 15 übergeht, die ihrerseits dann im Schnittpunkt mit der Spannungslinie 24,2 Volt in die Kurve 16 übergeht. Diese daraus resultierende Kurve 16 zeigt, dass ein nichtlinearer Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangs-

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spannung gegeben ist, so dass der Klirrfaktor bei überschreiten der Nennleistung nur langsam ansteigt.

Zu Fig. 4 sei noch bemerkt, dass sich ein gleiches Diagramm ergibt, wenn man den Klirrfaktor auf der Ordinate gegen die Ausgangsleistung auf der Abszisse aufträgt. Beim Aussteuerungswert 1,0 wäre dann die Nennleistung von 80 Watt erreicht. Hieraus ersieht man, dass bei einem herkömmlichen Transistorverstärker, der dem Kurvenverlauf der Kurve a folgt, der Klirrfaktor praktisch sprunghaft ansteigt, so dass ein derartiger Verstärker für Musikdarbietungen jenseits der Nennleistung praktisch unbrauchbar ist. Es wird auch deutlich, dass der Klirrfaktor bei den Kurven b und c bei Überschreitung der Nennleistung (1,0 des Wertes der Aussteuerung) nur langsam ansteigt, so dass der erfindungsgemässe Transistorverstärker ausgezeichnet für einen Musikverstärker mit hoher Dynamik, auch jenseits des Nennleistungsbereiches, geeignet ist.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 wurden gegeneinander geschaltete Zenerdioden 5 bis 9 verwendet, um eine Schalthysterese zu vermeiden.

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Claims

Betreff.

30. Oktober 1978 Anmelder: Matth. Hohner AG, 7218 Trossingen 1

Patentansprüche

( 1.1 Transistorverstärker für Orchesteranlagen, der bis zu seiner Nennleistung hin aussteuerbar ist und dessen Verstärkungsgrad in einem bestimmten Aussteuerungsbereich bis zur Nennleistung hin konstant ist, dadurch gekennzeichnet , dass ab Erreichen der Nennleistung die Verstärkung selbsttätig verringerbar ist.
2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass der Widerstand (R„) im Gegenkopplungszweig (4) des Verstärkers (2) mit höheren Eingangsspannungen (U ) abnimmt.

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Fernsprecher: Fernschreiber: Sprechzeit: Bankkonten:

Lindau (0 83 82) 6917 05 4374 nach Vereinbarung Bayer. Vereinebank Lindau (B) Nr. 120 8578 (BLZ 735 200 74)

Hypo-Bank Lindau (B) Nr. 6670-278 920 (BLZ 735 206 42) Volksbank Lindau (B) Nr. 51720 000 (BLZ 735 90120)

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Postscheckkonto: München 295 25-80Θ
3. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass im Gegenkopplungszweig (4) des Verstärkers (2) parallel geschaltete Widerstände (10) vorgesehen sind, denen jeweils ZeXnerdioden (5, 6, 7, 8, 9) mit ansteigender Durchbruchsspannung vorgeschaltet sind.
4. Transistorverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass im Gegenkopplungszweig (4) ein nichtlinearer Widerstand vorgesehen ist, dessen Widerstandswert in Abhängigkeit von der Aussteuerung verringerbar ist.
5. Transistorverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , dass dieser nichtlineare Widerstand ein Fotowiderstand oder ein temperaturabhängiger Widerstand ist.

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