DE2739780A1 - Verfahren zur regulierung der aus einem wechselstromnetz an einen verbraucher abgegebenen elektrischen leistung und einrichtung zur ausfuehrung des verfahrens - Google Patents

Description

V 1.6.19

DR-IHQ EUGEN MAIER
DR.-ING. ECUKAW WÖLK
PATENTANWÄLTE \

7 STUI To ART 1
PfSOHEKSTR. 19, TEL 24 27 ti-1

A 12 109

Poul Hahn Evers, 6984 Pura

Verfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung und Einrichtung zur Ausführung des Verfahrens

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung durch Steuerung der relativen Einschaltdauer mittels einer in den Strompfad zum Verbraucher geschalteten Leistungsschalteinrichtung.

Bekannte Verfahren der genannten Art machen Gebrauch von einer Regulierung des Stromflusswinkels nach dem Phasenanschnittverfahren, wobei sich in jeder Halbwelle der Netzwechselspannung

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ORfGlNAL INSPECTED

das Stromflussintervall entweder von einem bestimmten Zeitpunkt nach einem Nulldurchgang der Netzwechselspannung bis zum nachfolgenden Nulldurchgang oder aber von einem Nulldurchgang bis zu einem bestimmten Zeitpunkt vor dem nachfolgenden Nulldurchgang erstrecken kann. Nachteilig ist bei diesem bekannten Verfahren, dass der Gehalt an Stromoberwellen niedriger Ordnungszahl unerwünscht oder unzulässig hoch ist. Diese Eigenschaft macht umfangreiche Filter notwendig, um Normvorschriften, beispielsweise diejenigen der Europäischen Norm EN 50 006 zu erfüllen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem Abweichungen des Verbraucherstromes vom Sinusverlauf höchstens mit so hoher Frequenz auftreten, dass deren Verminderung zur Unterdrückung von Netzstörungen mit einfachen Filtermassnahmen möglich ist.

Erfindungsgemäss ist das Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, dass die relative Einschaltdauer mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer jeder Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass der mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle einer Sinuskurve mindestens angenähert nachgeführt wird.

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Die Erfindung bezieht sich zudem auf eine Einrichtung zur Ausführung des oben definierten Verfahrens, wobei die Einrichtung eine Gleichrichterbrücke enthält, deren eine Diagonale in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlossen ist.

Erfindungsgemäss ist diese Einrichtung gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer mindestens angenähert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, durch eine zweite Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Vergleichsschaltung, welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Istspannung grosser als die Sollspannung ist, durch einen Impulsoszillator zur Erzeugung von Rechteckimpulsen, deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und durch einen Speicher, dessen Setzeingang mit dem Ausgang des Impulsoszillators verbunden ist, dessen Rückstelleingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des Speichers erzeugtes Ausgangssignal des Speichers den Halbleiterschalter in seinem leitenden Zustand hält.

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Das erfindungsgemässe Verfahren und eine Einrichtung zu dessen Ausführung werden nachstehend anhand von Diagrammen und eines Schaltschemas beispielsweise erläutert.

Es zeigen:

Fig. la ein Diagramm der Oberschwingungen der Spannung eines gestörten Wechselstromnetzes,

Fig. Ib ein Diagramm der Oberschwingungen des Stromes von Leuchtstofflampen, die als Verbraucher an das Wechselstromnetz der Fig. la angeschlossen sind,

Fig. Ic ein Diagramm der Oberschwingungen desselben Stromes bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 2 ein .Schaltschema einer Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs in einem angenommenen, gestörten Wechselstromnetz,

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Fig. 3b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer ersten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Sollwertes,

Fig. 3c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer zweiten Gleichrichterschaltung der Fig. 2
zur Ableitung eines Istwertes,

Fig. 4a ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang eines Impulsoszillators der Fig. 2,

Fig. 4b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer Vergleichsschaltung der Fig. 2,

Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer bistabilen Kippschaltung der Fig. 2,

Fig. 4d ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Netzwechselstromes ,

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Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Kollektorstromes eines Halbleiter-Leistungsschalters der Fig. 2.

In Fig. la sind die Oberschwingungen mit Ordnungszahl η der Spannung E eines Wechselstromnetzes dargestellt, wie sie tatsächlich in zahlreichen, wenn nicht gar den meisten Fällen festgestellt werden können. Angesichts dieses beträchtlichen Oberschwingungsgehalts ist ohne besondere Massnahmen keine sinusförmige Stromentnahme eines an das Netz angeschlossenen Verbrauchers zu erwarten. Dies wird durch Fig. Ib erhellt, welche die tatsächlich gemessenen Oberschwingungen des Stromes I von parallelkompensierten Leuchtstofflampen darstellt, die an das Netz der Fig. la angeschlossen sind. Der Oberwellengehalt ist gegenüber Fig. la nochmals merkbar höher.

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In Fig. lc sind die Oberschwingungen des Stromes I für das gleiche Netz und den gleichen Verbraucher dargestellt, jedoch unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bzw. unter Zwischenschaltung einer nach dem erfindungsgemässen Verfahren arbeitenden Leistungsschalteinrichtung und unter einer Verminderung des Verbrauchs auf 50 % des Nennwertes. Auffallend ist hierbei, dass der Gehalt an Oberschwingungen niedriger Ordnung η erheblich herabgesetzt ist. Es treten, allerdings mit vergleichsweise geringer Amplitude, Oberschwingungen höherer Ordnung, insbesondere der Ordnungen um 100 und 200 auf, die bei dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel durch Regelzeitkonstanten und eine gewählte Schaltfrequenz um 10 kHz bedingt sind. Diese Störung kann aber durch ein später erwähntes Eingangsfilter auf tragbare Werte zurückgeführt werden.

Die in Fig. 2 dargestellte Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens enthält in an sich bekannter Weise

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eine Leistungsschalteinrichtung, mittels welcher ein Verbraucher mit einer je Halbwelle eines speisenden Wechselstromnetzes veränderbarer Dauer an dieses Wechselstromnetz anschaltbar ist, und zwar derart, dass sich ein mindestens angenähert sinusförmiger Verbraucherstrom ergibt, der einen minimalen Gehalt an Oberschwingungen der niedrigen Ordnungszahlen zur Netzfrequenz aufweist.

Klemmen V, an welche der Verbraucher anschliessbar ist, sind über die eine Diagonale einer Gleichrichterbrücke Gl, die in jedem Zweig eine oder mehrere Dioden aufweist, mit Netzklemmen N verbunden. In die Verbindungsleitungen der Verbraucherklemmen V mit den Netzklemmen N sind ein zwei Kondensatoren Cl, C2 und eine Drossel Ll enthaltendes Netzeingangsfilter sowie ein Strommesswiderstand Rl geschaltet. Die Netzklemme N, welche dem Nulleiter des Wechselstromnetzes zugeordnet ist, ist über eine Bezugsleitung Bl mit der Masse der Einrichtung verbunden.

In die andere Diagonale des Brückengleichrichters Gl ist über eine Drossel L2 und einen weiteren Strommesswiderstand R2 die Kollektor-Emitterstrecke eines Darlington-Transistors Tl geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand R3 mit seinem Emitter

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verbunden ist. Zur Steuerung des Transistors Tl ist dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand R4 mit dem Ausgang eines integrierten Komplementärtreibers T2 verbunden. Die Drossel L2 dient zur Begrenzung der Stromanstiegsgeschwindigkeit bei der impulsweisen Steuerung des Komplementärtreibers T2 und entsprechendem Kollektorstromverlauf des Transistors Tl. Zur Vermeidung von Spannungsspitzen ist der Drossel L2 eine Freilaufdiode Dl parallelgeschaltet. Die Steuerung des Komplementärtreibers T2 erfolgt potentialgetrennt über einen ersten Optokoppler Kl.

Die am Messwiderstand R2 bezüglich des Emitters des Transistors Tl liegende Spannung, welche dem Kollektorstrom des Transistors Tl proportional ist, ist an den einen Eingang einer Vergleichsschaltung Vl gelegt. Am andern Eingang der Vergleichsschaltung Vl liegt eine über ein Einstellpotentiometer Pl von der negativen Speisespannung des Komplementärtreibers T2 abgegriffene Referenzspannung. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung Vl ist über einen zweiten Optokoppler K2 einer nachfolgend beschriebenen Steuerlogik zugeführt und dient dazu, den Kollektorstrom des Transistors Tl auf einen einstellbaren Maximalwert zu begrenzen.

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Die dargestellte Leistungsschalteinrichtung wirkt in der Weise, dass jeweils dann während jeder Halbwelle der Netzwechselspannung, wenn der Transistor Tl in den leitenden Zustand gesteuert ist, der Netzwechselstrom von der einen Netzklemme N über die Drossel Ll des Netzeingangsfilters, eine Diode des Brückengleichrichters Gl, die Drossel L2, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl, den Messwiderstand R2 und eine zweite Diode des Brückengleichrichters Gl zu dem an die Klemmen V angeschlossenen Verbraucher und zurück über den Messwiderstand an die andere Netzklemme N fliesst, bzw. in der umgekehrten Richtung. Ist der Transistor Tl in anderen Intervallen jeder Halbwelle gesperrt, so fliesst kein Strom in den Verbraucher.

In der in Fig. 2 dargestellten Einrichtung wird zur Erzeugung des gewünschten Laststromes des Verbrauchers eine mindestens angenähert sinusförmige Führungsgrösse abgeleitet und mit einer dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grosse verglichen, wobei das Vergleichsresultat in einem Takt, dessen Frequenz wesentlich grosser als diejenige der Netzfrequenz ist, der Steuerung des Darlington-Transistors Tl dient.

Zur Ableitung der genannten Führungsgrösse ist zwischen den über die Netzklemmen N angeschlossenen Phasenleiter und Nulleiter des speisenden Wechselstromnetzes ein frequenzabhängiger Spannungsteiler geschaltet, der die Reihenschaltung von Wider-

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ständen R5, R6, R7 und eines Potentiometers P2 umfasst, wobei der über eine Sicherung S an den Phasenleiter angeschlossene Widerstand R5 über einen Kondensator C3 mit dem Nulleiter verbunden ist. Die am Potentiometer P2 abgegriffene Spannung ist über einen Widerstand R8 dem Eingang einer Gleichrichterschaltung G2 zugeführt, der einen Rechenverstärker 01 und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D2, D3 und einen Widerstand R9 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G2 ist mit dem einen Eingang einer Vergleichsschaltung V2 verbunden.

Zur Ableitung der dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grosse ist die am Widerstand Rl bezüglich dem Potential des Nulleiters des Wechselstromnetzes bzw. der Masse der vorliegenden Einrichtung gemessene Spannung über ein zwei Widerstände und einen Kondensator C4 enthaltendes Siebglied dem Eingang einer weiteren Gleichrichterschaltung G3 zugeführt, welche ebenfalls einen Rechenverstärker 02 und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D4, D5 und einen Widerstand R12 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 ist mit dem anderen Eingang der Vergleichsschaltung V2 verbunden.

Jeweils dann, wenn die vom Laststrom-Istwert abgeleitete Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G3 am zweitgenannten

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Eingang der Vergleichsschaltung V2 die von der Netzwechselspannung frequenzabhängig abgeleitete Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G2 am erstgenannten Eingang der Vergleichsschaltung V2 erreicht, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 ein entsprechendes Impulssignal, welches einer bistabilen Kippschaltung FF, beispielsweise einem Flipflop, als Rücksetzsignal zugeführt ist. Der Setzeingang der Kippschaltung FF ist mit dem Ausgang eines Impulsoszillators IO verbunden, der in an sich bekannter Weise beispielsweise einen Vergleicher V3 enthält, von welchem der eine Eingang an einen Widerstände R13, R14, R15 enthaltenden Spannungsteiler einer Referenzgleichspannung und der andere Eingang an ein Entladeglied angeschlossen ist, das die Reihenschaltung eines Widerstandes R16 und eines Kondensators C5 enthält. Die Frequenz der vom Impulsoszillator IO erzeugten Rechteckimpulse beträgt beispielsweise 10 kHz und deren Tastverhältnis beispielsweise 50 zu 50. Das Ausgangssignal der Kippschaltung, das ein nach Massgabe des Ausgangssignals des Vergleichers V2 verändertes Tastverhältnis aufweist, ist dem lichtemittierenden Element des Optokopplers Kl zugeführt und steuert entsprechend den Komplementärtreiber T2 und damit den Darlington-Transistor Tl.

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Das lichtempfangende Element des Optokopplers K2 ist ebenfalls an denjenigen Eingang der Vergleichsschaltung V2 angeschlossen, welchem das vom Laststrom-Istwert abgeleitete Signal zugeführt ist. Somit setzt ein dem am Potentiometer P2 eingestellten maximalen Kollektorstrom des Transistors Tl entsprechendes Signal die bistabile Kippschaltung FF über den Optokoppler K2 vorzeitig zurück, wenn der Kollektorstrom den Maximalwert erreicht.

Die Speise- und Hilfsspannungen für die beiden beschriebenen, durch die Optokoppler Kl und K2 galvanisch getrennten Schaltungsteile der vorliegenden Einrichtung werden durch eine über die Sicherung S an das Wechselstromnetz angeschlossene Gleichrichtungs- und Siebschaltung G4 ebenfalls getrennt erzeugt. Hierbei sind die einen, für die beschriebene Steuerlogik bestimmten Hilfs· spannungen +El und -El (z.B. -6V) über die Bezugsleitung Bl auf das Potential des Nulleiters des Wechselstromnetzes und die anderen, für die Leistungssteuerung bestimmten Hilfsspannungen +E2 und -E2 (z.B. -6V) über eine Bezugsleitung B2 auf den Emitter des Darlington-Transistors Tl bezogen.

Die Funktionsweise und Wirkung der anhand der Fig. 2 beschriebenen Einrichtung wird im folgenden anhand der zeitlichen Diagramme von Strom- und Spannungsverläufen der Fig. 3 und 4 erläutert.

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In Fig. 3a ist der Spannungsverlauf eines gestörten Wechselstromnetzes dargestellt, wie er in der Praxis oft zu beobachten ist. Hierin ist gezeigt, wie im Zeitpunkt ti einer Halbwelle der Netzwechselspannung eine Störung auftritt.

In Fig. 3b ist der entsprechende Spannungsverlauf am Ausgang der Gleichrichterschaltung G2 dargestellt, welche die Führungsgrösse (d.h. den Sollwert) für die Vergleichsschaltung V2 liefert. Als Folge der getroffenen Filtermassnahmen mit Hilfe des Kondensators C3 vor der "idealen" Gleichrichtung mit der den Rechenverstärker 01 enthaltenden Gleichrichterschaltung G2 ist die im Zeitpunkt ti auftretende Abweichung von der sinusförmigen Idealkurve unterdrückt. Dies hat zur Folge, dass die vorgängig beschriebene Leistungsschalteinrichtung über den Istwert-Sollwertvergleich und die entsprechende Anschaltung des Verbrauchers an das Netz gleichfalls eine Filterwirkung gegenüber den Oberschwingungen des Netzes bewirkt. Durch den beschriebenen Vergleich in der Vergleichsschaltung V2 wird die Einschaltdauer des Darlington-Transistors Tl verlängert, wenn Einbrüche in der Netz· wechselspannung vorhanden sind bzw. verkürzt, wenn ein Ueberschwingen vorhanden ist. Hierbei sei dahingestellt, ob durch schaltungstechnische Massnahmen wie diejenige der Anordnung und Bemessung des Kondensators C3 ein der Spannung proportionales

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Verhalten der Stromentnahme sinnvoll ist oder ob ein nichtlineares Verhalten mit positivem oder negativem Vorzeichen zweckmässig erscheint. Der in Fig. 3b dargestellte Verlauf der Führungsgrösse basiert auf der Annahme, dass durch den im Spannungsteiler R5, R6, P2, R7 der Fig. 2 angeordneten Konden-

sator C3 mindestens angenähert der ursprünglich erwartete sinusförmige Verlauf des Stromes erzielt werden soll.

In Fig. 3c ist der Spannungsverlauf am Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 dargestellt, wobei durch die gestrichelte Sinuskurve angedeutet ist, dass die entsprechende Stromkurve wegen der taktweisen Ein- und Ausschaltung des Transistors Tl innerhalb jeder Halbwelle des Netzstromes Oberschwingungen im Bereich der 100. und 200. Harmonischen aufweist, wenn die Taktfrequenz (Frequenz des Impulsoszillators 10) 10 kHz beträgt. Aus Fig. Ic ist das Ausmass dieser Oberschwingungen ersichtlich, deren Wirkung durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, Ll der Fig. 2 gedämpft wird.

In den Fig. 4a bis 4e ist der zeitliche Verlauf verschiedener Signale der Einrichtung der Fig. 2 im Bereich des Zeitpunkts ti der Fig. 3a bis 3c dargestellt, also in zeitlich gedehntem Massstab.

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Fig. 4a zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung des Impulsoszillators 10, der Rechteckimpulse mit konstanter Frequenz und einem Tastverhältnis 1 abgibt. An sich ist es auch möglich, eine sich ändernde oder zusätzlich gesteuerte Impulsfrequenz vorzusehen. Unter dem Einfluss der von der Netzwechselspannung abgeleiteten Führungsgrösse verschiebt sich dieses Tastverhältnis, wie dies nachfolgend dargestellt ist.

Fig. 4b zeigt den Verlauf des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung V2, d.h. das Ergebnis des Vergleichs der Führungsgrösse (Referenzspannung) mit dem aus dem gemessenen Stromwert abgeleiteten Istwert. Wenn das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung G3 dasjenige der Gleichrichterschaltung G2 übersteigt, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 das in Fig. 4b dargestellte impulsförmige Signal, welches die bistabile Kippschaltung FF zurücksetzt.

Fig. 4c zeigt das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF, der das Ausgangssignal des Impulsoszillators IO als Setzsignal und das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung V2 als Rückstellsignal zugeführt ist. Daraus ist ersichtlich, dass jeweils ein dem Optokoppler Kl zugeführtes, wirksames Ausgangssignal vorliegt, bis ein Rückstellsignal der Vergleichsschaltung V2 eintrifft, worauf das nächste wirksame Ausgangssignal seinen

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Anfang nimmt, sobald der nächste Taktimpuls des Impulsoszillators IO als Setzsignal erscheint. Das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF ist über den Optokoppler Kl an den Steuereingang des Komplementärtreibers T2 geführt, der einen entsprechenden Ansteuer- bzw. Ausräumstrom für den Leistungstransistor Tl liefert. Demnach ist der Steuerstrom des den Verbraucher mit dem Wechselstromnetz verbindenden bzw. von ihm trennenden Transistors Tl impulsweise der durch den Kondensator C3 korrigierten und durch das Potentiometer P2 eingestellten Netzwechselspannung nachgeführt.

Fig. 4d zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf am Messwiderstand Rl der Fig. 2, wiederum im Bereich des Zeitpunkts ti der Fig. 3a bis 3c. Hieraus ist die durch unregelmässige Leitintervalle des Transistors hervorgerugene Welligkeit des Stromes ersichtlich, die durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, Ll geglättet wird. Ferner ist auch in der zeitlich gedehnten Darstellung ersichtlich, dass der Strom im Mittel entsprechend Fig. 3b, d.h. entsprechend der Führungsgrösse, ansteigt.

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In Fig. 4e ist schraffiert der zeitliche Spannungsverlauf am Messwiderstand R2 der Fig. 2 dargestellt, welcher den Verlauf des Kollektorstromes des Transistors Tl wiedergibt. Die Maximalwerte der Spannungs- bzw. Stromimpulse liegen auf einer gestrichelt dargestellten Kurve, die Funktion der Spannung und/oder der Last ist. Aus Fig. 4e erkennt man auch die Wirkung der Drossel L2 an der massigen Geschwindigkeit des Spannungs- bzw. Stromanstiegs .

Das vorliegende Verfahren und die vorliegende Einrichtung können zur Regulierung beliebiger netzbetriebener Verbraucher, insbesondere solcher mit anteilig hoher kapazitiver Beschaffenheit, so wie blindlastkompensierter Verbraucher vorteilhaft zur Anwendung gelangen.

Eine wichtige Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht zur Regulierung der Helligkeit einer Beleuchtungsanlage. Insbesondere kann das Verfahren zur Regulierung von Leuchtstoffröhren als Beleuchtungseinrichtung ohne wesentlichen Eingriff in bestehende Installationen und bei gleichzeitig optimaler Kompensation der Blindleistung vorteilhaft angewandt werden. Die Regulierung der Helligkeit einer elektrischen Beleuchtungseinrichtung ist nicht nur vom Standpunkt der optimalen, gleichbleibenden Arbeitshelligkeit bei schwankendem Tageslicht, son-

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dem auch im Hinblick auf Einsparung von Energie von zunehmender Bedeutung.

Eine weitere Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht in der Regulierung von Elektro-Motoren.

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Claims (15)

1. Patentansprüche

   erfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung durch Steuerung der relativen Einschaltdauer mittels einer in den Strompfad zum Verbraucher geschalteten Leistungsschalteinrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass die relative Einschaltdauer mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer jeder Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass der mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle einer Sinuskurve mindestens angenähert nachgeführt wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltung der Leistungsschalteinrichtung während jeder Halbwelle in Zeitintervallen vorgenommen wird, deren Länge wesentlich kürzer als die Länge der Halbwelle ist, dass der dem Verbraucher zugeführte Strom dauernd gemessen wird, und dass innerhalb der Zeitintervalle die Ausschaltung der Leistungsschalteinrichtung dann vorgenommen wird, wenn eine vom gemessenen Strom abgeleitete Spannung grosser als die Spannung einer mindestens angenähert sinusförmigen Referenz-Halbwelle mit der Netzfrequenz ist.

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3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltung der Leistungsschalteinrichtung in gleichmässigen Zeitintervallen vorgenommen wird.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenz-Halbwellen von der Netzwechselspannung abgeleitet werden.
5. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Netzwechselspannung verformt, beispielsweise gesiebt wird.
6. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass durch Einstellen der Amplituden der Referenz-Halbwellen die während jeder Halbwelle an den Verbraucher abgegebene Leistung festgelegt wird.
7. 7. Einrichtung zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einer Gleichrichterbrücke, deren eine Diagonale in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlossen ist, gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung (R5,R6,P2,R7,G2) zur Erzeugung einer mindestens angenähert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, durch eine zweite Schaltungsanordnung

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   (R1.G3) zur Ableitung einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Vergleichsschaltung (V2), welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Istspannung grosser als die Sollspannung ist, durch einen Impulsoszillator (10) zur Erzeugung von Rechteckiropulsen, deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und durch einen Speicher (FF), dessen Setzeingang mit dem Ausgang des Impulsoszillators (10) verbunden ist, dessen Rückstelleingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung (V2) verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter (Tl) derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des Speichers (FF) erzeugtes Ausgangssignal des Speichers (FF) den Halbleiterschalter (Tl) in seinem leitenden Zustand hält.
8. 8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaltungsanordnung einen einstellbaren, zwischen den Netzwechselstrom führende Leitungen geschalteten Spannungsteiler (R5,R6,P2,R7) und eine erste, an den Abgriff (P2) des Spannungsteilers angeschlossene Gleichrichterschaltung (G2), und die zweite Schaltungsanordnung einen in einer der den Netzwechselstrom führenden Leitungen geschalteten Messwiderstand (Rl) und eine zweite, an den Messwiderstand (Rl) angeschlossene Gleichrichterschaltung (G3) enthält.

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9. 9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsteiler (R5,R6,P2,R7) der ersten Schaltungsanordnung mindestens ein reaktives Schaltungselement (C3), z.B. einen Kondensator, enthält.
10. 10. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Abgriff des Spannungsteilers (R5,R6,P2,R7) ein Potentiometer (P2) zur Einstellung der während jeder Halbwelle an den Verbraucher abgegebenen Leistung ist.
11. 11. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass jede Gleichrichterschaltung (G2;G3) einen Rechenverstärker (Ol;O2) und eine Diodenanordnung (D2,D3;D4,D5) enthält.
12. 12. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Speicher (FF) eine bistabile Kippschaltung, z.B. ein Flipflop ist.
13. 13. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Speichers (FF) mit dem Halbleiterschalter (Tl) über einen Optokoppler (Kl) und einen komplementären Treiber (T2) in Verbindung steht.

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14. 14. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass
    der Halbleiterschalter (Tl) ein Darlington-Transistor ist,
    dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand (R4) an den
    Ausgang des komplementären Treibers (T2) und dessen Kollektor-Emitterstrecke über eine Stromanstiegsbegrenzungsdrossel (L2) an die genannte Diagonale der Gleichrichterbrücke (Gl) angeschlossen ist.
15. 15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass zur Begrenzung des Kollektorstromes des Halbleiterschalters (Tl)
    in dessen Kollektorstromkreis ein Messwiderstand (R2) geschaltet ist, der mit dem einen Eingang einer weiteren Vergleichsschaltung (Vl) verbunden ist, an deren anderen Eingang eine einstellbare, konstante Referenzspannung gelegt ist, und dass der Ausgang der weiteren Vergleichsschaltung (Vl) über einen Optokoppler (K2) mit demjenigen Eingang der erstgenannten Vergleichsschaltung (V2) in Verbindung steht, welchem die vom Verbraucherstrom abgeleitete Istspannung zugeführt ist.

    Der Vertreter:

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