DE2708247C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Phasenschiebereinrichtung gemäß dem Oberbegriff des ersten Patentanspruchs. Eine derartige Phasenschiebereinrichtung geht aus "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-22, No. 6, Juni 1974, S. 658-674, hervor.

Wie allgemein bekannt ist, kann ein gebündelter Strahl Hochfrequenzenergie dadurch erzeugt und in seiner Richtung gesteuert werden, daß die Phase der von je einem aus einer Vielzahl von Antennenelementen in einer Antennenelementanordnung abgestrahlten Energie in geeigneter Weise eingestellt wird. Zwei grundsätzliche Möglichkeiten zur elektronischen Steuerung der Phase von Mikrowellensignalen bestehen in Form von Dioden-Phasenschiebern und von Ferrit-Phasenschiebern. Ferrit-Phasenschieber stellen für sie durchlaufende Mikrowellensignale ein nahezu gleichförmiges Ausbreitungsmedium dar und können daher über einen verhältnismäßig großen Bandbreitebereich betrieben werden. Ferrit-Phasenschieber haben jedoch den Nachteil, daß sie nicht reziprok sind. In Fällen, in welchen hinsichtlich der Polarisation eine Vielseitigkeit verlangt wird, beispielsweise in ECM-Systemen, müssen zusätzliche Bauelemente, beispielsweise nicht reziproke Polarisatoren und schaltbare Viertelwellenplatten in Zusammenwirkung mit dem Ferrit-Phasenschieber eingesetzt werden. Die Verwendung solcher nicht reziproker Polarisatoren und schaltbarer Viertelwellenplatten führt zwar in manchen Fällen zum Erfolg, doch hat sich herausgestellt, daß diese Lösung dann nicht brauchbar ist, wenn die betreffende Einrichtung in einem verhältnismäßig breiten Frequenzbandbereich arbeiten soll. Dies beruht darauf, daß die Bandbreite des Phasenschiebers auf diejenige der schaltbaren Viertelwellenplatte und damit auf etwa 20% beschränkt wird. Eine solche Einrichtung eignet sich daher nicht in Anwendungsfällen, in welchen ein Betrieb über eine Bandbreite von über einer Oktave gefordert wird, wie beispielsweise in ECM-Systemen und ECCM-Systemen. Weiter machen die zusätzliche Größe und das zusätzliche Gewicht, welche für die Ferrit-Phasenschieber eigentümlich sind, wenn eine Vielseitigkeit hinsichtlich der Polarisation verlangt wird, diese Geräte für den Einsatz in Verbindung mit einer auf einem Flugzeug oder Flugkörper befindlichen Antennenelementanordnung ungeeignet.

Es ist ferner bekannt, daß Diodenphasenschieber für den Aufbau von phasengesteuerten Antennenelementanordnungen für Flugzeuge oder Flugkörper geeignet sind, da sie geringes Gewicht aufweisen, temperaturunempfindlich sind und hohe Schaltgeschwindigkeiten erreichen. Diodenpolarisatoren können aus 90°- und 180°-Phasenschiebereinheiten aufgebaut werden, so daß eine Vielseitigkeit bezüglich der Polarisation in einfacher Weise in die Phasenschieberkonstruktion mit eingebaut werden kann. Diodenphasenschieber sind jedoch bezüglich der Bandbreite verhältnismäßig eingeschränkt. Ein bekannter Diodenphasenschieber ist in der Veröffentlichung "A Low Cost P-I-N Diode Phase Shifter For Airborne Phases Array Antennas" von F. G. Terrio, R. J. Stockton und W. D. Sato, erschienen in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Juni 1974, Seiten 688 bis 692, beschrieben. In einem solchen Phasenschieber werden als Schaltelemente P-I-N-Diodenplättchen verwendet, wobei die auswertbare Bandbreite solcher Geräte bei einem maximal zulässigen Phasenfehler von ±22,5° bei 40% liegt. Dasselbe Gerät besitzt bei einem maximal zulässigen Phasenfehler von ±10° eine Bandbreite von etwa 30%.

Bei der Anwendung in Flugzeugen oder Flugkörpern ist es wünschenswert, dicht eingegossene oder eingesiegelte Halbleiterpackungen zu verwenden, so daß zum Schutz der Dioden ein Eingießen oder Einsiegeln nicht erforderlich ist. Die Verwendung von gekapselten Dioden schränkt die Bandbreite des Phasenschiebers weiter ein, da aufgrund der Diodenkapselung in die Schaltung parasitäre Reaktanzen oder Streureaktanzen eingehen, wie in der Veröffentlichung "Diode Phase Shifters For Array Antennas" von J. F. White, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Juni 1974, Seiten 658 bis 674, ausgeführt. Außerdem sind bei Hochfrequenz-Phasenschieberschaltungen, welche in Streifenleiterbauart oder in Mikrostreifenbauart ausgeführt sind, im allgemeinen Abstände zu den Erdungsebenen von weniger als 2,5 mm vorgesehen, um Schwingungsmoden höherer Ordnung zu unterdrücken. Nachdem die Länge einer normalen Diodenkapsel mehr als das Zweifache des Abstandes zu der Erdungsebene ist, gilt die Verwendung gekapselter Dioden in Hochfrequenz-Phasenschieberschaltungen als unzweckmäßig. Die vorstehenden Überlegungen zeigen auf, daß es bisher außerordentlich schwierig war, einen Diodenphasenschieber zu schaffen, welcher mit gekapselten P-I-N-Dioden arbeitet und in einem Bandbreitenbereich über eine Oktave betrieben werden kann.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es demgemäß, eine Einrichtung zur Phasenverschiebung von Hochfrequenzsignalen so auszubilden, daß sie über einen Bandbreitebereich von einer Oktave betrieben werden kann, wobei insbesondere eine sowohl zur Phasenverschiebung als auch zur Schaltung des Polarisationssinnes dienende Einheit geschaffen werden soll, deren Schaltelemente von gekapselten P-I-N-Dioden gebildet sind und welche sich für die Verwendung in Flugzeugen oder Flugkörpern eignet.

Bei der eingangs genannten Phasenschiebereinrichtung wird diese Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des ersten Patentanspruchs angegebenen Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der vorstehend beschriebenen Einrichtung bilden Gegenstand der anliegenden Ansprüche 1-4. Nachfolgend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es stellen dar

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines in einem Flugzeug oder Flugkörper befindlichen Radarsystems mit einer Antennenelementreihe, wobei jedes Antennenelement mit einer Diodenphasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung verbunden ist, so daß ein gebündelter Strahl von Hochfrequenzenergie erzeugt werden kann,

Fig. 1A eine schaubildliche Darstellung der Antennenelementanordnung nach Fig. 1, teilweise aufgeschnitten gezeichnet, wobei eine Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung in ihrer Verbindung mit einem Antennenelement dargestellt ist,

Fig. 2 eine perspektivische Abbildung einer Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung gemäß der Erfindung,

Fig. 2A eine Aufsicht auf den Schaltungsaufbau der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung gemäß Fig. 2,

Fig. 3 eine stark vereinfachte, perspektivische Explosionsdarstellung eines Phasenschieberabschnitts der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung gemäß Fig. 2 und

Fig. 4 ein schematisches Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der hier vorgeschlagenen Einrichtung.

Aus Fig. 1 ist zu ersehen, daß ein in einem Flugzeug oder Flugkörper befindliches, nicht näher bezeichnetes Radarsystem eine Antennenelementreihe 10 aufweist, deren Einzelheiten weiter unten im Zusammenhang mit Fig. 1A näher erläutert werden. Außerdem ist eine Vielzahl von Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtungen 18 a bis 18 n vorgesehen. Eine zusammengefaßte Speiseschaltung 20 enthält, was nicht im einzelnen gezeigt ist, ein Monopuls-Rechennetzwerk beispielsweise an sich bekannter Art, und liefert von einem Sender 28 erzeugte Radarsignale über die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtungen 18 a bis 18 n an die Antennenelementreihe 10. Die Speiseschaltung 20 wandelt außerdem die Empfangssignale in Monopuls-Summen- und -Differenzsignale um, welche in den Empfänger 26 an sich bekannter Bauart eingegeben werden. Die Ausgangssignale des Empfängers 26 gelangen zu einem Auswertgerät 30, welches beispielsweise ein gebräuchliches Wiedergabesystem sein kann. Wie bekannt, ist ein solches System dazu geeignet, die von dem Sender 28 erzeugte Hochfrequenzenergie in einem Sendestrahl zu bündeln und gerichtet entsprechend den Befehlssignalen einer Strahlsteuerrecheneinheit 32 auszusenden. Der Betrieb des Senders 28, des Empfängers 26 und der Strahlsteuerrecheneinheit 32 wird durch eine gebräuchliche Synchronisationsschaltung 34 synchronisiert.

In Fig. 1A ist als Beispiel ein Antennenelement 12 einer Antennenelementreihe 10 herausgezeichnet, welches ein Paar zueinander senkrecht stehender Streifenleiterelemente 14, 16 als Strahler enthält. Die Wirkungsweise einer Antennenelementreihe dieser Art ist im einzelnen in der US-Patentschrift 38 36 976 beschrieben. Es sei hier lediglich darauf hingewiesen, daß nicht näher bezeichnete Koaxialkabel von den Streifenleiterelementen 14 und 16 wegführen und sich durch die nicht näher bezeichnete Erdungsebene der Antennenelementreihe 10 hindurch erstrecken, um Verbindung zu den Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtungen 18 a bis 18 n herzustellen.

In Fig. 2 ist beispielsweise eine der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtungen 18 a bis 18 n gezeigt, welche eine aus plattierten Streifenleitungen gebildete Packung 36, einen Eingangsanschluß 38, ein Paar von Ausgangsanschlüssen 40 a und 40 b, eine Anzahl von Diodenhalterungen 42 a bis 42 h, eine Anzahl von Anschlüssen 84 a bis 84 p zum Anlegen von Vorspannungen, einen Kabelbaum 46 zum Zuführen der Vorspannungen mit einem zugehörigen Verbinder oder Anschlußstecker 45 und einen Metallstreifen oder Metallbügel 43 enthält, dessen Aufgabe weiter unten erläutert wird. Jede der Diodenhalterungen 42 a bis 42 h enthält ein Paar gekapselter P-I-N-Dioden, wobei jedes Diodenpaar einen einzelnen Phasenschieberabschnitt oder ein Phasenschieberbit darstellt, wie ebenfalls weiter unten genauer ausgeführt wird. Man erkennt, daß beispielsweise die Phasenschieber- und Polarisationsschalteinrichtung 18 a aus acht Phasenschieberabschnitten oder Phasenschieberbits besteht, welche hier in einer Reihe angeordnet sind und einen Abschnitt für eine Phasenverschiebung von 22,5°, einen Abschnitt für eine Phasenverschiebung von 45°, ein erstes Paar von Abschnitten für eine Phasenverschiebung von 90°, ein Paar von Abschnitten für eine Phasenverschiebung von 180° und ein zweites Paar von Abschnitten für eine Phasenverschiebung von 90° umfassen. Die Wirkungsweise und das Zusammenwirken der einzelnen Phasenschieberabschnitte oder -bits wird nachfolgend im einzelnen beschrieben. Es sei hier zunächst gesagt, daß die Anordnung insgesamt als vierstelliger Phasenschieber und als Polarisationsschalter wirksam ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, dessen Polarisationssinn aus sechs gesonderten Möglichkeiten wählbar ist.

Fig. 3 zeigt beispielsweise einen einzelnen Phasenschieberabschnitt der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a. Der Phasenschieberabschnitt enthält einen mittleren Leiterbereich 48, der zwischen zwei Schichten 50 und 52 aus dielektrischem Werkstoff angeordnet ist. Die nach außen weisenden Flächen 49 bzw. 51 der Schichten 50 bzw. 52 tragen Leitermaterial, welches auf den dielektrischen Werkstoff aufgebracht ist und beispielsweise aus Kupfer besteht, so daß Erdungsebenen für den mittleren Leiterbereich 48 gebildet sind. Der mittlere Leiterbereich 48 hat im vorliegenden Falle die Gestalt einer Schaltung 56, 56′, die auf der Oberseite bzw. der Unterseite einer dünnen dielektrischen Schicht 54 angeordnet ist, welch letztere beispielsweise eine Stärke von 0,2 mm aufweist. Die im mittleren Leiterbereich befindliche Schaltung 56, 56′ weist Überlappungsbereiche in solcher Weise auf, daß jeweils 50 Ohm-Viertelwellen- Hybridkoppler 58 entstehen, welche nachfolgend vereinfacht als Hybridkoppler 58 bezeichnet werden.

Bekanntermaßen kann ein Diodenphasenschieber unter Verwendung eines solchen Hybridkopplers dadurch aufgebaut werden, daß die Ausgangsanschlüsse symmetrisch mit reflektierenden Diodenabschlüssen versehen werden. In einem derartigen Gerät hängt bei einer Leistungsaufspaltung von 3 dB zwischen den Ausgangsanschlüssen und bei einer 90°-Verschiebung zwischen den Phasen in den Ausgangsanschlüssen die inkrementelle Phasenverschiebung aufgrund des betreffenden Gerätes von der Ausgestaltung der reflektierenden Diodenabschlüsse ab. Der 90°-Phasenunterschied zwischen den Ausgangsanschlüssen eines gebräuchlichen Viertelwellen- Hybridkopplers ist verhältnismäßig wenig frequenzabhängig. Es hat sich jedoch gezeigt, daß für einen Betrieb in einem Bandbreitebereich entsprechend einer ganzen Oktave der Viertelwellen- Hybridkoppler 58 so ausgebildet werden muß, daß sich eine Kopplung von 2,7 dB in der Mitte des Frequenzbandes ergibt.

Von gleicher Wichtigkeit für den angestrebten Betrieb in einem Frequenzband entsprechend einer Oktave ist der Einfluß, welchen die von den abgewinkelten Abschnitten 60, 60′ eingeführten Ungleichförmigkeiten in dem Hybridkoppler 58 haben. Aus der Veröffentlichung "Microwave Filters, Impedance-Matching-Networks and Coupling Structures" von G. L. Matthaei, L. Young und E. M. T. Jones, McGraw-Hill Inc., New York, 1964, Seiten 796 bis 797, ist es beispielsweise bekannt, kapazitive Schrauben, die symmetrisch um den Koppler herum angeordnet sind, dazu zu verwenden, die von den abgewinkelten Abschnitten 60, 60′ eingeführten Ungleichförmigkeiten zu kompensieren. Vorliegend wird die erforderliche kapazitive Impedanz durch Bohrungen 62 a bis 62 d eingeführt, welche in die aus dielektrischem Werkstoff bestehenden Schichten 50 bzw. 52 eingebohrt und mit Plattierungsmaterial oder mit leitfähigem Epoxiharz gefüllt sind. Die Tiefe der Bohrungen 62 a bis 62 d und die Länge der abgewinkelten Abschnitte 60, 60′ stellen kritische Werte dar, und als optimale Abmessungen haben sich bei einem Abstand zwischen den Erdungsebenen von 2,5 mm ± 0,05 mm Werte von 0,7 mm ± 0,02 mm bzw. 2,5 mm ± 0,125 mm ergeben. Die Länge der Ausgangsanschlüsse 64, 64′ des Hybridkopplers 58 ist so bemessen, daß die P-I-N-Dioden 66, 66′, die als Abschluß dieser Ausgangsanschlüsse vorgesehen sind, längs der Mittellinie der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtungen 18 a bis 18 n angeordnet werden können. Da die P-I-N-Diode 66′ den Ausgangsanschluß 64′ abschließt, welcher auf der Unterseite der dielektrischen Schicht 54 verläuft, ist die Länge des Ausgangsanschlusses 64′ etwa 0,3 mm bis 0,45 mm geringer als diejenige des Ausgangsanschlusses 64 gewählt, um die zusätzliche Weglänge für die P-I-N-Diode 66 zu berücksichtigen, welche sich durch die dielektrische Schicht 54 hindurch erstreckt. Diese Maßnahme ist erforderlich, damit sichergestellt ist, daß die wirksame elektrische Weglänge der Ausgangsanschlüsse 64, 64′, mit Bezug auf den Hybridkoppler 58 symmetrisch bleibt, wodurch Phasenfehler und Fehlanpassungsverluste in dem Gerät auf minimalem Wert gehalten werden.

Bekanntermaßen nähert eine in Durchlaßrichtung vorgespannte P-I-N-Diode einen Kurzschluß an, während eine in Sperrichtung vorgespannte P-I-N-Diode einen Leerlauf annähert. Wenn ein Paar von P-I-N-Dioden, welche jeweils die Ausgangsanschlüsse eines Hybridkopplers abschließen, parallelgeschaltet wird, indem die Vorspannung von einer solchen in Durchlaßrichtung in eine solche in Sperrichtung wechselt, so ändert sich die Phase eines den Hybridkoppler durchlaufenden Signals um einen Betrag entsprechend der Schaltung der Dioden zwischen dem Durchlaßzustand und dem Sperrzustand. Im allgemeinen werden für die Verwendung in einem Phasenschieber die Dioden so geschaltet, daß sie einen Kurzschlußabschluß bei Vorspannung in Durchlaßrichtung und einen Leerlaufabschluß bei Vorspannung in Sperrichtung bilden, und daher ist theoretisch in einer solchen Anordnung eine Phasenverschiebung von 180° erreichbar, wenn eine Schaltung der Vorspannung zwischen dem Durchlaßzustand und dem Sperrzustand erfolgt. Praktisch bilden aber die P-I-N-Dioden weder einen idealen Leerlaufabschluß noch einen idealen Kurzschlußabschluß, und daher kann, wie in der obenerwähnten Veröffentlichung von Terrio und Mitarbeitern ausgeführt ist, durch Steuerung der Impedanz an den Diodenabschlüssen die Phasenverschiebung zwischen der Vorspannung in Durchlaßrichtung und der Vorspannung in Sperrichtung eingestellt werden. Bisher hat man Parallelzweigvorsprünge und Viertelwellentransformatoren zur Steuerung der Impedanz an den Diodenabschlüssen verwendet. Solche Einrichtungen sind jedoch bezüglich der Bandbreite begrenzt und haben einen großen Raumbedarf. Es hat sich herausgestellt, daß eine zufriedenstellende Phasenschieberwirkung über einen Bandbreitebereich von einer Oktave dadurch erreicht werden kann, daß an den Verbindungen zwischen den P-I-N-Dioden 66, 66′ und den Ausgangsanschlüssen 64, 64′ des Hybridkopplers 58 ein bestimmter Impedanzspielraum vorgesehen wird.

Ein derartiger Impedanzspielraum wird im vorliegenden Fall dadurch verwirklicht, daß die Impedanz des Diodenüberganges und die Streuimpedanzen der Diodenkapselung zusammen verwendet werden. Die nachfolgende Tabelle 1 enthält Kombinationen sowohl der Kapazität des Diodenüberganges als auch der Diodenkapselungsparameter, welche für einen Betrieb über einen Frequenzbereich entsprechend einer Oktave von 5 GHz bis 10 GHz in einem 50-Ohm-Gerät geeignet sind. Die geforderten Werte sind für Phasenschieberabschnitte in der Größe der Phasenverschiebung von 22,5°, 45°, 90° und 180° angegeben. Es hat sich herausgestellt, daß gekapselte Dioden der Kennummer 30 der Firma GHz-Devices Inc., 16 Maple Road, Chelmsford, Massachusetts, geeignete Streukennwerte für Phasenschieberabschnitte entsprechend Phasenverschiebungswerten von 180° besitzen, während gekapselte Dioden der Kennummer 46 des gleichen Herstellers sich bezüglich der Streukennwerte für Phasenschieberabschnitte entsprechend 90° eignen. Dioden mit den Kennummern UN 9338 und UN 9339 der Firma Unitrode, Corp., 580 Pleasant Street, Watertown, Massachusetts, eignen sich für die Phasenschieberabschnitte mit den Phasenverschiebungswerten von 22,5° bzw. 45°.

Tabelle 1

Geeignete P-I-N-Diodenparameter für einen Betrieb über eine Bandbreite von einer Oktave

Nunmehr sei wieder Fig. 3 betrachtet. Diodenaufnahmekontakte 68 und 68′ sind, beispielsweise mittels eines Hochtemperaturlotes, was hier jedoch nicht im einzelnen gezeigt ist, an den Enden der Ausgangsanschlüsse 64 bzw. 64′ befestigt. Die Diodenaufnahmekontakte 60 und 68′ erstrecken sich durch Bohrungen 70 a bzw. 70 b, die in der dielektrischen Schicht 50 vorgesehen sind und haben mit den anodenseitigen Elektroden der P-I-N-Dioden 66 und 66′ Verbindung. Kreisscheibenförmige Bereiche 72 a bzw. 72 b, welche durch Entfernen, beispielsweise durch Abätzen eines Teiles des äußeren Leiterbelages 49 gebildet sind, umgeben konzentrisch die Bohrungen 70 a bzw. 70 b. Die Durchmesser der Diodenaufnahmekontakte 68 und 68′ und der kreisscheibenförmigen Bereiche 72 a bzw. 72 b sind so gewählt, daß sich etwa eine Koaxialanordnung von 50 Ohm ergibt. Nicht näher bezeichnete Konstruktionen zur Unterdrückung von Schwingungsmoden sind um die kreisscheibenförmigen Bereiche 72 a bzw. 72 b vorgesehen und werden von plattierten Bohrungen gebildet, die sich von dem äußeren Leiterbelag 49 durch die dielektrischen Schichten 50, 54 und 52 zu dem äußeren Leiterbelag 51 hin erstrecken.

Die Vorspannung für die P-I-N-Dioden 66 und 66′ wird über für den Betrieb über die Frequenzbandoktave hinweg geeignete Drosseln zugeführt, welche konzentrierte Induktionen 74 und 74′ enthalten, die in die Dielektrikumsschicht 54 eingebettet sind. Die konzentrierten Induktionen 74 und 74′ haben die Gestalt dreier vollständiger 360°-Windungen eines 0,038 mm dicken Kupferdrahtes, der mit einer geeigneten hochtemperaturfesten Isolation beschichtet ist, was nicht im einzelnen gezeigt ist, wobei ein ebenfalls in der Zeichnung nicht dargestellter dielektrischer Kern eingesetzt ist, welcher eine relative Dielektrizitätskonstante von 1,8 besitzt. Der dielektrische Kern kann aus einem Material hergestellt werden, welches von der Firma Emerson & Cumming Inc., Canton, Massachusetts, unter der Bezeichnung Stycast L₀K Dielectric Foam, bezogen werden kann. Die konzentrierten Induktionen 74 und 74′ sind, beispielsweise mittels eines bei hoher Temperatur schmelzenden Lotes, an Metallfahnen 76 bzw. 76′ befestigt, die auf einander gegenüberliegenden Seiten der dielektrischen Schicht 54 gelegen sind und, ebenfalls mittels bei hoher Temperatur schmelzenden Lotes, an die mittlere Schaltung 56 bzw. 56′ angeschlossen sind. Außerdem sind Stifte 78 bzw. 78′ an den Metallfahnen 76 bzw. 76′ festgelötet und reichen über nicht näher bezeichnete Bohrungen der dielektrischen Schicht 50 und der äußeren Leiterschicht 49 hindurch.

Sind die Dioden-Aufnahmekontakte 68 und 68′, die konzentrierten Induktionen 74 bzw. 74′ und die Stifte 78 bzw. 78′ festgelötet, so wird eine zusammengesetzte Streifenleiterpackung in an sich bekannter Weise aufgebaut. Während dieses Herstellungsvorganges wird eine 0,038 mm starke Klebefilmschicht, welche nicht eingezeichnet ist, auf beide Seiten der Dielektrikumschicht 54 aufgebracht. Die Anordnung wird dann in eine Klebepresse an sich bekannter Bauart eingebracht und auf eine Temperatur von 216± 3°C erwärmt, wobei eine Verbindung unter Einwirkung eines Druckes von etwa 7 at hergestellt wird. Nach Herstellen der Verbindung wird die Außenseite der Streifenleitungspackung plattiert, jedoch mit Ausnahme der obenerwähnten Bohrungen. Die P-I-N-Dioden 66 und 66′ werden dann, beispielsweise mittels eines leitfähigen Epoxiharzes, an den Diodenaufnahmekontakten 68 bzw. 68′ befestigt. Sodann wird die Diodenhalterung 42 h über die Dioden 66 und 66′ gesetzt und an der Trägerplatte 44 mittels Schrauben befestigt, die nicht näher bezeichnet sind und welche sich durch die Streifenleitungspackung zu nicht näher bezeichneten Gewindebohrungen der Diodenhalterung 42 h erstrecken. Der Durchmesser von in der Diodenhalterung 42 h vorgesehenen, zylindrischen Hohlräumen 80 bzw. 80′ ist so gewählt, daß sich in etwa eine 50-Ohm-Koaxialkonstruktion ergibt, deren Mittelleiter jeweils von einer der P-I-N-Dioden 66 und 66′ gebildet ist. Es sind zwei verschiedene Durchmesser vorzusehen, nämlich einer von etwa 6,3 mm für die Phasenschieberabschnitte bzw. Phasenschieberbits von 22,5°, 45° und 180° und ein anderer von 6,85 mm für den Phasenschieberabschnitt oder das Phasenschieberbit von 90°. Kurzschlußkappen 82 bzw. 82′ mit in der Zeichnung nicht dargestellten Ausnehmungen, welche so bemessen sind, daß die kathodenseitigen Elektroden der Dioden 66 bzw. 66′ darin Aufnahme finden können, sind beispielsweise mittels eines geeigneten, leitfähigen Epoxiharzes sowohl an den P-I-N-Dioden 66 bzw. 66′ als auch an der Diodenhalterung 42 h festgekittet. Schließlich werden die Anschlüsse 84 und 84′ in der aus Fig. 2 ersichtlichen Weise zussammengeschlossen und mit dem Kabelbaum 46 zum Zuführen der Vorspannungen verbunden.

Aus Fig. 2A entnimmt man, daß die zusammengesetzte Phasenverschiebungs- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a eine Anzahl in Reihe geschalteter Phasenschieberabschnitte aufweist. Der Eingangsanschluß 38 ist über eine Gleichstromsperre 86 a an den eine Phasenverschiebung von 22,5° bewirkenden Phasenschieberabschnitt 88 angeschlossen. Gleichstromsperren 86 a bis 86 j werden jeweils durch Überlappungsbereiche von Viertelwellenlängen-Streifenleitungen des mittleren Leiterbereiches gebildet, ähnlich den gekoppelten Leitern der Hybridkoppler 58, wobei die Gleichstromsperren jeweils zwischen benachbarten Phasenschieberabschnitten gelegen sind. Die Gleichstromsperre 86 b trennt den 22,5°-Phasenschieberabschnitt 88 von dem 45°-Phasenschieberabschnitt 90. Der Ausgang des 45°-Phasenschieberabschnittes 90 ist zu einem Hybridkoppler 92 geführt, dessen isolierter Anschluß 93 mit einem 50-Ohm-Streifenleitungsabschluß 94 abgeschlossen ist. Der Streifenleitungsabschluß 94 ist ein Bauteil, welches unter der Bezeichnung Model EMC 92-125-T von der Firma EMC Technology Inc., 1300 Arch Street, Philadelphia, Pennsylvania 19107, bezogen werden kann. Der Streifenleitungsabschluß 94 wird nach dem Zusammenkleben und Plattieren des Bauteils eingesetzt. Ein Abschnitt aus dielektrischem Werkstoff wird, was in Fig. 2 nicht gezeigt ist, über die Streifenleitungsbelastung 94 gelegt. Dann wird ein Metallstreifen 43 (siehe Fig. 2) über den dielektrischen Werkstoff gelegt und mit der Plattierung der Packung verlötet, um die Erdungsebene kontinuierlich zu gestalten. Die Ausgangsanschlüsse (nicht näher bezeichnet) des Hybridkopplers 92 sind über Gleichstromsperren 86 c bzw. 86 d mit den 90°-Phasenschieberabschnitten 96 bzw. 96′ verbunden und haben dann über die Gleichstromsperren 86 e und 86 f Verbindung mit den 180°-Phasenschieberabschnitten 98 und 98′. Die 180°-Phasenschieberabschnitte 98 und 98′ sind über Gleichstromsperren 86 g bzw. 86 h mit einem Hybridkoppler 100 verbunden und haben über die 90°-Phasenschieberabschnitte 102 bzw. 102′ sowie die Gleichstromsperren 86 i und 86 j Verbindung zu den Ausgangsanschlüssen 40 a und 40 b.

Anhand von Fig. 4 soll die Wirkungsweise bei der Polarisationsschaltung der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a erklärt werden. Wenn in der folgenden Betrachtung davon die Rede ist, daß die einem bestimmten Phasenschieberabschnitt angehörenden Dioden in Gegenrichtung vorgespannt sind, so wird angenommen, daß in dem betreffenden Phasenschieberabschnitt eine Phasenverschiebung Null erzeugt wird und daß sich der betreffende Phasenschieberabschnitt dann in dem "AUS"-Zustand befindet. Wenn umgekehrt die zu einem Phasenschieberabschnitt gehörigen Dioden in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind, so prägt dieser Phasenschieberabschnitt einem durch ihn laufenden Signal eine Phasenverschiebung auf, und der betreffende Phasenschieberabschnitt wird als im "EIN"-Zustand befindlich bezeichnet. In der nachfolgenden Tabelle 2 sind die erforderlichen Einstellungen der Phasenschieberabschnitte angegeben, welche für jeden der sechs wählbaren Polarisationssinne erforderlich sind, die von der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a gewählt werden können. Die beiden Polarisationen in Diagonalrichtung stellen polarisierte Signale dar, welche räumlich mit ihren Polarisationsebenen um 90° gegeneinander versetzt sind, und die beiden zirkularen Polarisationen entsprechen einem Polarisationssinn nach der Regel der linken Hand bzw. der Regel der rechten Hand.

Wie oben erwähnt, hat die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a Verbindung mit einem Antennenelement 12, das aus einem Paar senkrecht aufeinander stehender Streifenleitungsstrahler 14 und 16 besteht. Für eine entweder vertikale oder horizontale lineare Polarisation braucht nur einer der Streifenleitungsstrahler angeregt werden.

Tabelle 2

Einstellung der Phasenschieberabschnitte zur Umschaltung des Polarisationssinnes

Es sei nun der Fall betrachtet, daß eine vertikale Richtung der Polarisation gewünscht wird. Betrachtet man Fig. 4 in Verbindung mit Tabelle 2, so erkennt man, daß für diese Bedingung nur der Phasenschieberabschnitt 112 in den EIN-Zustand gestellt ist. Die Signale in den Übertragungsleitungsabschnitten 113 und 115 stehen phasenmäßig aufeinander senkrecht, nachdem sie den Hybridkoppler 111 durchlaufen haben. Es sei angenommen, daß das über den Übertragungsleitungsabschnitt 115 laufende Signal gegenüber demjenigen auf dem Übertragungsleitungsabschnitt 113 phasenmäßig nacheilt. (Dieselbe Annahme wird in der gesamten folgenden Betrachtung gemacht, d. h., ein Signal, welches den Hybridkoppler 117 von dem Übertragungsleitungsabschnitt 113 zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 123 hin durchläuft, besitzt eine Phasennacheilung von 90° gegenüber einem Signal, welches den Hybridkoppler 117 von dem Übertragungsleitungsabschnitt 113 kommend in Richtung zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 121 durchläuft. Umgekehrt besitzt jedes Signal, welches den Hybridkoppler 117 von dem Übertragungsleitungsabschnitt 115 zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 121 hin durchläuft, eine Phasennacheilung von 90° gegenüber einem Signal, welches den Hybridkoppler 117 von dem Übertragungsleitungsabschnitt 115 zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 123 hin durchläuft.) Nachdem sich die beiden Phasenschieberabschnitte 110 und 116 im AUS- Zustand befinden, wird durch diese Phasenschieberabschnitte keine zusätzliche relative Phasenverschiebung aufgeprägt. Beim Durchlaufen des Phasenschieberabschnittes 112, welcher sich im EIN-Zustand befindet, erfährt das über den Übertragungsleitungsabschnitt 113 laufende Signal eine 180°-Phasenverzögerung relativ zu dem auf dem Übertragungsleitungsabschnitt 115 befindlichen Signal, nachdem sich der Phasenschieberabschnitt 118 im AUS-Zustand befindet. Die Signale auf den Übertragungsleitungsabschnitten 113 und 115 haben daher vor Erreichen des Hybridkopplers 117 eine Phasenverzögerung von 180° bzw. 90° erfahren. Wie zuvor ausgeführt, wird das auf dem Übertragungsleitungsabschnitt 113 befindliche Signal bei der Weitergabe zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 117 in dem Hybridkoppler 117 nicht nochmals phasenverzögert. Das von dem Übertragungsleitungsabschnitt 115 kommende Signal erfährt jedoch in dem Hybridkoppler 117 bei der Weitergabe zum Übertragungsleitungsabschnitt 121 eine zusätzliche 90°-Phasenverzögerung und erreicht daher den Übertragungsleitungsabschnitt 121 insgesamt um 180° phasenverzögert. Die somit an den Übertragungsleitungsabschnitt 121 abgegebenen Signale liegen folglich in Phase und addieren sich, so daß ein entsprechendes Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 122 auftritt. Andererseits erfährt das von dem Übertragungsleitungsabschnitt 113 kommende Signal beim Durchgang durch den Hybridkoppler 117 in Richtung zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 123 eine zusätzliche Phasenverzögerung von 90°, so daß die gesamte relative Phasenverzögerung 270° beträgt. Das von dem Übertragungsleitungsabschnitt 115 kommende Signal durchläuft den Hybridkoppler 117 zu dem Übertragungsleitungsabschnitt 123 ohne eine zusätzliche Phasenverzögerung und trifft folglich an dem Leitungsabschnitt 123 mit einer Gesamtphasenverzögerung von 90° ein. Die an dem Übertragungsleitungsabschnitt 123 auftretenden Signale haben daher eine 180°-Phasenverschiebung und befinden sich also in Gegenphase, so daß sie sich gegenseitig auslöschen und demzufolge kein Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluß 124 auftritt.

Vorstehendes gilt für den Betrieb des Polarisationsschalterteiles der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a zur Erzeugung einer vertikalen Polarisationsrichtung. Soll die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a eine horizontale Polarisationsrichtung erzeugen, so sind Einstellungen entsprechend Tabelle 2 vorzunehmen, wobei sich die Signale in entsprechender Weise an den beiden Ausgängen entweder auslöschen oder miteinander kombinieren, so daß dann nur ein Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluß 124 auftritt. Für sämtliche übrigen Polarisationsrichtungen treten Ausgangssignale an beiden Ausgangsanschlüssen 122 und 124 auf.

Ist einmal ein bestimmter Polarisationssinn gewählt, so kann die Phasenverzögerung, welche durch die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a erzeugt wird, in Schritten von 22,5° auf einen bestimmten von insgesamt 16 gesonderten Werten eingestellt werden. Es sei bemerkt, daß die 90°-Phasenschieberabschnitte 114 und 120 nur zur Erzeugung der beiden zirkularen Polarisationssinne dienen und daß nur die verbleibenden sechs Phasenschieberabschnitte dazu verwendet werden, die Phasenverzögerung der die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a durchlaufenden Signale zu steuern. Eine kurze Überlegung macht deutlich, daß beide zirkularen Polarisationssinne mit nur einem einzigen 90°-Phasenschieberabschnitt erzeugt werden könnten. Ein Paar von 90°-Phasenschieberabschnitten wird vorliegend nur eingesetzt, um große Gleichgewichtsabweichungen bezüglich Phase und Amplitude zu vermeiden, welche unzuträgliche Axialverhältnisse verursachen würden. Die Einstellungen der Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a, welche für jeden Polarisationssinn die sechzehn Phasenverzögerungsschritte bewirken, sind in den nachfolgenden Tabellen 3 bis 8 festgehalten. In den Tabellen bedeutet "0" einen AUS-Zustand des betreffenden Phasenschieberabschnittes, und eine "1" bezeichnet den EIN-Zustand. Die aufgeführten verschiedenen Einstellungen werden durch Signale der Strahlsteuerrecheneinheit 32 herbeigeführt.

Der Fachmann erkennt aus der obigen Beschreibung, daß die Phasenschieber- und Polarisationsschaltereinrichtung 18 a leicht auch so abgewandelt werden kann, daß sie nur lineare oder zirkulare Polarisation oder eine Kombination von linearer und diagonaler Polarisationsrichtung zuläßt. Wenn beispielsweise eine Kombination einer linearen Polarisation und einer diagonalen Polarisation gewünscht wird, so kann eine entsprechende Einrichtung dadurch verwirklicht werden, daß die 90°-Phasenschieberabschnitte 114 und 120 weggelassen werden. Wird nur eine zirkulare Polarisation gewünscht, so sind nur fünf Phasenschieberabschnitte und ein einziger 90°-Hybridkoppler erforderlich, welcher zwischen dem 90°-Phasenschieberabschnitt und einem Paar von 180°-Phasenschieberabschnitten gelegen ist. Wenn weiter nur eine lineare Polarisation erforderlich ist, so sind fünf Phasenschieberabschnitte und ein Paar von 90°-Hybridkopplern ausreichend, welche am Eingangsanschluß bzw. am Ausgangsanschluß eines Paares von 180°-Phasenschieberabschnitten gelegen sind.

Falls dies für die Auslegung der Treiberschaltungen zweckmäßig ist, können die Mikrowellen-P-I-N-Dioden des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels auch durch Mikrowellen-N-I-P-Dioden ersetzt werden. Schließlich ist vorstehend eine Ausführungsform beschrieben worden, bei welcher die Dioden senkrecht zu der Streifenleitungsschaltung gehaltert sind, doch können die Dioden ebensogut in der Ebene der Streifenleitungsschaltung gelegen und gehaltert sein, ohne daß hierdurch die Wirkungsweise der beschriebenen Einrichtung gestört würde.

Tabelle 3

Polarisationssinn: Vertikal

Tabelle 4

Polarisationssinn: Horizontal

Tabelle 5

Polarisationssinn: Diagonal (1)

Tabelle 6

Polarisationssinn: Diagonal (2)

Tabelle 7

Polarisationssinn: Zirkular (1)

Tabelle 8

Polarisationssinn: Zirkular (2)

Claims (4)

1. Phasenschiebereinrichtung zum Speisen eines Strahlers einer phasengesteuerten Antennenelementreihe mit Hochfrequenzsignalen in Schritten einstellbarer Phasenverschiebung, mit einer Streifenleiteranordnung, die zum Erzeugen der Phasenverschiebungsschritte dienende Phasenschieberabschnitte aus Hybridkopplern und deren Anschlußarme abschließende PIN-Schaltdioden enthält, gekennzeichnet durch zwei weitere in der Streifenleiteranordnung vorgesehene Hybridkoppler (92, 100), deren einer (92) über einen (88) der Phasenschieberabschnitte zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 22,5° und einen (90) der Phasenschieberabschnitte zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 45° mit dem auszusendenden Hochfrequenzsignal beaufschlagbar ist, und dessen Ausgangsanschlüsse jeweils über einen (96, 96′) der Phasenschieberabschnitte zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 90° und einen (98, 98′) der Phasenschieberabschnitte zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 180° mit je einem Eingangsanschluß des anderen Hybridkopplers verbunden sind, dessen Ausgangsanschlüsse mit je einem von zwei zueinander senkrecht stehenden Streifenleiter-Strahlerelementen des Strahlers gekoppelt sind.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsanschlüsse des anderen Hybridkopplers (100) jeweils über einen der Phasenschieberabschnitte zum Erzeugen einer Phasenverschiebung von 90° mit den Streifenleiter-Strahlerelementen gekoppelt sind.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Streifenleiteranordnung zwischen benachbarten Phasenschieberabschnitten Trennabschnitte aus Viertelwellenlängen- Streifenleiterüberlappungen (86 a bis 86 i) enthält.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die PIN-Schaltdioden der Phasenschieberabschnitte gekapselte PIN-Schaltdioden (66, 66′) sind, die vom Ende des zugehörigen Anschlußarmes des Hybridkopplers als Mittelleiter einer an der Streifenleiteranordnung befestigten Koaxialleitungsstruktur zu einer Kurzschlußkappe (82, 82′) reichen.