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"Restseitenband-Modulationsverfahren'
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Die Erfindung betrifft ein Restseitenband-Modulationsverfahren mit
einem Sinus- und einem dazu orthogonalen Kosinuskanal, bei dem die Signale in beiden
Kanälen über je ein Filter geführt werden, das Ausgangssignal des einen Filters
direkt, dasjenige des anderen Filters dagegen mit einem um 900 in der Phase verschobenen
Signal eines Oszillators multipliziert wird und die Aussangssignale beider Kanäle
zueinander addiert werden.
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Die Erfindung betrifft ferner Anordnungen zur Durchführung des Verfahrens.
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Bislang sind drei Verfahren für die Restseitenband-Modulation bzw.
Einseitenband-Modulation bekannt geworden: 1. Das Filterverfahren, 2. das Phasenverfahren,
3. das Verfahren nach Weaver.
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Io Falle, daß die zu übertragenden Daten einen Gleichspannungsanteil
enthalten, sind alle diese Verfahren sehr aufwendig, wobei dann im Grunde nur das
Phasenverfahren unter Verwendung digitaler Filter anwendbar ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs
genannten Art sowie Anordnungen zur Durchführung dieses Verfahrens anzugeben, die
es ermöglichen, die Anzahl der erforderlichen Rechenoperationen und damit den Aufwand
zu verringkern.
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Diese Aufgabe wird bei dem Verfahren nach der Erfindung dadurch gelöst,
daß Datenbits mit geradzahligem Index immer einem1 Datenbits mit ungeradzahligem
Index dagegen stets den anderen der beiden Kanäle zugeführt werden, daß in beiden
Kanälen die
einlaufenden Datenbits mit einem jeweils von Datenbit
zu Datenbit alternierenden Vorzeichen versehen werden, daß die besatten Filter in
der Weise identisch aufgebaut sind, daß sie die Daten mit demselben Elementarzeichen
z(t), das eine gerade reelle Funktion der Zeit ist, falten, und daß die Frequenz
des besagten Oszillators gegen die eigentliche Trägerfrequenz fT um αB verschoben
ist, wobei B die Bandbreite des El-sentar-2 zeichens z(t) bzw. des Übertragungssystems
und α ein wählbarer Parameter ist.
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Bei einer ersten bevorzugten Anordnung zur Durchführung des Verfahrens
ist vorgesehen, daß die Datenbits einer Datenquelle über einen Umschalter einem
Vorzeichenuikehrer im Sinus- bzw.
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Kosinuskanal zuführbar sind, daß dem Vorzeichenuikehrer im Sinus-
und demjenigen im Kosinuskanal jeweils ein digitales Filter nachgeschaltet ist,
das aus einem Schieberegister mit Registergliedern besteht, die zur Bildung der
Gewichtsfaktoren ausgangsseitig in einer Spannungsteilerschaltung über je einen
ohmschen Widerstand zusammengeschaltet und über einen weiteren, allen Registergliedern
gemeinsamen ohmschen Widerstand, an dem das Signal des Sinus- bzw. Kosinuskanal
abgreifbar ist, an Nasse angeschlossen sind, daß die besagten digitalen Filter im
Sinus- und Kosinuskanal identisch aufgebaut sind und daß der Oszillator eine Uberlagerungsfrequenz
von T + T liefert.
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Dabei ist dem digitalen Filter im Sinus- und im Kosinuskanal je ein
Entkopplungsverstärker nachgeschaltet. Zur Glättung der Filteraussangssignale ist
in beiden Kanälen zwischen dem digitalen Filter und einem Mischer für die Multiplikation
mit dem Signal des Oszillators jeweils ein Tiefpaß angeordnet.
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Die Schieberegister der digitalen Filter sind so aufgebaut, daß sie
die Werte 't+1, "O" und -1" zu speichern vermögen.
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Zu diesem Zweck sind die Schieberegister jeweils aus zwei binären
Schieberegistern - vorzugsweise in NOS-Technolog -aufgebaut. Die Taktfrequenz der
Schieberegister ist gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequenz der Datenquelle.
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In jedem Schieberegistertakt, in dem in ein Schieberegister gerade
kein Datenbit eingespcichert wird, wird in das betreffende Schieberegister der Wert
"O" eingegeben.
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Eine zweite bevorzugte Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist
dadurch gekennzeichnet, daß die Datenbits einer Datenquelle einem Prozessor zuführbar
sind, der die einlaufenden Datenbits mit geradzahligen Indizes in einer ersten und
diejenigen mit ungeradzahligen Indizes in einer zweiten Gruppe erfaßt und Jeweils
mit dem richtigen Vorzeichen versieht, daß in einem fest programmierten Speicher
(z. B. einem ROM-Speicher) das Elementarzeichen z(t) als Folge zeitlich äquidistanter
Werte aus einem
vorgegebenen Zeitintervall abgespeichert ist, daß
mittels des Prozessors die Datenbits der ersten und der zweiten Gruppe jeweils für
sich getrennt mit dem gespeicherten Elementarzeichen z(t) rechnerisch faltbar sind
und daß die mit dem Elementarzeichen z(t) gefalteten Datenbits der ersten/zweiten
Gruppe über einen Speicher mit nachgeschaltetem Digital/Analog-Wandler und Tiefpaß
einem Mischer des einen/anderen Kanals zuleitbar sind, in dem sie direkt bzw. über
einen 90°-Phasenschieber mit einem Signal des Oszillators mit der Frequenz fT +
αB multiplizierbar sind.
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2 Das bevorzugte Elementarzeichen hat im Zeitbereich die Form z(t)
= sin2#Bt , wobei T = 1 die Bit-Schrittdauer 2#Bt (1-4B²t²) ist. Für den wählbaren
Parameter a wird vorzugsweise der Wert a = 0,7 gewählt.
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung
dargestellt und werden im folgenden näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt eine Anordnung gemäß dem bekannten Phasenverfahren.
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Ein zu übertragender binärer Datenstrom m(t) = D + D1 + 0 + Di + ...
+ DM (Di = Datenbits) einer Datenquelle 1 wird zum einen einem Filter 2 im Sinuskanal
und zum andern einem Filter 2'
im Kosinuskanal zugeführt. Im Filter
2 des Sinuskanals wird die Nachricht m(t) mit dem Elementarzeichen x(t) dieses Filters
gefaltet, wobei das Signal f(t) = m(t)*x(t) = Do . x(t) + D1 . x(t-T) + D2 . x (t-2T)
+ D3 . x (t-3T) + entsteht (das Symbol * kennzeichnet die Faltung zweier zeitabhängiger
Größen). Durch eine entsprechende Faltung mit dem Elementarzeichen y(t) des Filters
2' wird im Kosinuskanal das Signal f(t) = m(t)*y(t) = D . y(t) + D1 . y (t-T) +
D2 . y y 0 (t-2T) + D3 . y (t-3T) + ... gebildet (T = Bitschrittdauer).
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Die Elementarzeichen x(t) und y(t) der Filter 2 und 2' stellen zueinander
orthogonale Signale dar. Das Faltungsprodukt f(t) des Sinuskanals wird in einem
Mischer 3 mit einem Signal Tt multipliziert (wT = 2# . fT ; fT = Trägerfrequenz),
das aus dem Signal cos»Tt eines Oszillators 5 mit Hilfe eines 900 -Phasenschiebers
6 abgeleitet ist, während drs Faltungsprodukt f(t) des Kosinuskanals in einem Mischer
3' direkt mit dein y Signal cos#Tt des Oszillators 5 multipliziert wird. Bei einer
anschließenden Addition der Ausgangssignale der beiden Mischer 3 und 3' in einem
Addierer 4 erhält man dann das Summensignal:
Mit den Definitionen x(t) = z(t) . cosasBt und y(t) = z(t) sinawBt, wobei B die
Bandbreite (-6 dB) des Elementarzeichens im Frequenzbereich ist und a ein wählbarer
Parameter
ist, läßt sich stattdessen schreiben:
sich wobei definitionsgemäß asBT ~ 2 ist, so daß/daraus die folgen-2 de Beziehung
1 ergibt
Fig. 2 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Die Datenbits Di der Datenquelle 1 werden mittels eines Umschalters
7 in der Weise auf die beiden Kanäle verteilt, daß dem Sinuskanal beispielsweise
alle Datenbits mit geradzahligem Index, dem Kosinuskanal dagegen die Datenbits mit
ungeradzahligei Index zugeführt werden. Dabei weist jeder Kanal einen Vorzeichenumkehrer
8
bzw. 8' auf, mittels dessen die einlaufenden Datenbits mit einem von Datenbit zu
Datenbit wechselnden Vorzeichen versehen werden. Die Filter im Sinus- und im Kosinuskanal
sind hier identisch aufgebaut. Sie bestehen jeweils aus einem Schieberegister 9
bzw. 9' mit Registergliedern 9 bis 9N 9 bzw. 9 bis 9 , die zur Bildung der Gewichtsfaktoren
des Filters ausgangsseitig über je einen ohmschen Widerstand ' ' R1 bis RN bis R1,
bis RN zusammengeschaltet und über einen weiteren, allen Registergliedern eines
Filters gemeinsamen ohmschen Widerstand R bzw. Rt, an dem das mit dem Elementarzei-0
chen des Filters gefaltete Signal des betreffenden Kanals abgreifbar ist, an Masse
angeschlossen sind. Die Schieberegister 9 bzw. 9' sind so ausgelegt, daß sie die
Werte "+1", "O" und t'-1" speichern können. Sie bestehen jeweils aus zwei binären
Schieberegistern vornehmlich in MOS-Technik. Die Taktfrequenz der Schieberegister
9 bzw. 9' ist gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequenz der Datenquelle
1. In jedem Schieberegistertakt, in dem in ein Schieberegister gerade kein Datenbit
eingespeichert wird, wird in das betreffende Schieberegister der Wert "O" eingegeben.
So sind gemäß der Darstellung in Fig. 2 beispielsweise in den Registergliedern 91
und 97 des Schieberegisters 9 im Sinuskanal gerade die Datenbits -D2 und D ein-0
gespeichert (geradzahliger Index) und in den dazwigchenliegenden Registergliedern
92 bis 96 desselben Registers jeweils der
Wert "O", während im
Registerglied 94' des Schieberegisters 9' im Kosinuskanal - d. h. in der Mitte zwischen
den von -D2 und D 0 belegten Registergliedern im Sinuskanal - gleichzeitig das Datenbit
-D1 (ungeradzahliger Index') gespeichert ist und in den davorliegenden Registergliedern
91 bis 92 jeweils der Wert "O". Die beiden identischen Filter falten die ihnen zugewiesenen
Datenbitfolgen mit demselben Elementarzeichen z(t), das eine gerade reelle Funktion
der Zeit ist, wobei man im Sinus- und im Kosinuskanal folgende Faltungsprodukte
erhält: f(t) sin = Do . z(t) - D2 . z(t-2T) + D4 . z(t-4T)- D6.z(t-6T) + und f(t)
cos = -D1. z(t-T) + D3. z(t-3T) - D5 . z(t-5T) + D7.z(t-7T) -+ .
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Wie sich dieser Darstellung unmittelbar entnehmen läßt, besteht der
Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens zum einen darin, daß nur noch ein Elementarzeichen
verwendet wird und somit die Filter beider Kanäle identisch aufgebaut werden können,
und zum andern darin, daß durch die Aufteilung des Datenstromes in Datenbits mit
geradzahligem und solche mit ungeradzahligem Index die Anzahl der in jedem Kanal
erforderlichen Rechenoperationen gegenüber dem bekannten Verfahren halbiert wird
(d. h. die Filz. B.
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ter werden einfacher), wodurch/eine noch zu erläuternde Ausführungsform
unter
Verwendung eines Prozessors realisierbar wird.
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Dem digitalen Filter im Sinus- und im Kosinuskanal ist jeweils ein
Entkopplungsverstärker V bzw. V' nachgeschaltet, dessen Ausgang über einen Tiefpaß
TP bzw. TP' (zur Signalglättung) mit einem Mischer 3 bzw. 3' verbunden ist. Im Mischer
3 bzw.
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3' wird das Signal des Sinus- bzw. Kosinuskanalfilters mit einem von
einem Oszillator 5' (zuzüglich eines 90 -Pharenschiebers 6 im Falle des Sinuskanals)
bereitgestellten Signal sintVT + α#B)t bzw. cos(caT + «xB)t multipliziert,
die Modulations-Trägerfrequenz ist hier also gegenüber dem bekannten Verfahren um
+## verschoben (während die empfangsseitig zur Demodulation erforderliche Trägerfrequenz
mit fT übereinstimmt).
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Die Ausgangssignale der Mischer 3 und 3' werden in einem Addierer
4 zueinander addiert und über einen weiteren Tiefpaß TP" geführt, wobei am Ausgang
des Addierers folgendes Summensignal anfällt (Beziehung 2):
Wie ein Vergleich dieser Beziehung 2 mit der Beziehung 1 zeigt, ist das Summensignal
f(t , nach dem vorliegenden Verfahren identisch mit dem Summensignal f(t)e des bekannten
Phasenverfahrens. Das neue Verfahren ist also - obwohl einfacher - gleich leistungsfähig.
Von Bedeutung ist dabei folgender Zusammenhang zwischen den Elementarzeichen der
beiden Verfahren:
Fig. 3 zeigt ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel, dessen Besonderheit in
dem Einsatz eines Prozessors zu sehen ist. Der Datenstrom m(t) einer Datenquelle
wird hier einem Prozessor 10 zugeleitet. Der Prozessor versieht die einlaufenden
Datenbits Di
mit dem richtigen Vorzeichen und ordnet sie ia eine
erste Gruppe mit geradzahligen und in eine zweite Gruppe mit ungeradzahligen Indizes.
In einem in Fig. 3 nicht mit dargestellten fest programmierten Speicher (ROM) ist
das Elementarzeichen z(t) als Folge zeitlich äquidistanter Werte aus einem vorgegebenen
Zeitintervall abgespeichert, worauf später im Zusammenhang mit Fig. 4a näher eingegangen
wird. Mittels des Prozessors 10 werden die Datenbits der ersten und der zweiten
Gruppe jeweils für sich getrennt mit dem gespeicherten Elementarzeichen z(t) rechnerisch
gefaltet. Dabei berechnet der Prozessor 10 in einem Zeitraster, das demjenigen des
abgespeicherten Elementarzeichens z(t) entspricht, zunächst alle im jeweiligen Zeitpunkt
t relevanten Produkte Di . z(t-iT) mit geradzahligem Index i, summiert diese Produkte
zum erwähnten Faltungsprodukt f(t)in = D . z(t) - D2 . z(t-2T) + D4 0 z(t-4T) -
D6 . z(t-6T) + ... - für den Sinuskanal auf und leitet dieses Faltungsprodukt einem
Speicher 11 im Sinuskanal zu.
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Dann berechnet der Prozessor entsprechend alle Produkte Di . z(t-iT)
mit ungeradzahligem Index i und daraus das Faltungsprodukt f(t) cos = -D1 . z(t-T)
+ D3 . z(t-3T) - D5 . z(t-5T) + D7 . z(t-7T) - ... + für den Kosinuskanal, das einem
Speicher 11' im Kosinuskanal übermittelt wird. Die den Speichern 11 und 11' vom
Prozessor 10 zugeleiteten Faltungsprodukte f(t) sin und
f(t)¢08
für den jeweiligen Zeitpunkt t des vorgegebenen Zeitrasters werden über je einen
Digital/Analog-Wandler 12 bzw.
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12' und je einen (Glättungs-)Tiefpaß TP bzw. TP' einem Mischer 3 bzw.
3' im Sinus- bzw. Kosinuskanal zugeführt. Der weitere Ablauf entspricht genau demjenigen
bei der Anordnung gemäß Fig. 2.
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Fig. 4a zeigt ein besonders vorteilhaftes Elementarzeichen sin2#Bt
in Gestalt der Zeitfunktion z(t) = 2#Bt(1-4B²t²) . Die Bandbreite B ist dabei über
die Beziehung T = 1 mit der Tele-2αB graphie-Bit-Schrittdauer T und einem
wählbaren Parameter a verknüpft. In der Darstellung gemäß Fig. 4a ist für den Parameter
CL der Wert CL = 0,7 gewählt, bei dem das Elementarzeichen optimale Eigenschaften
aufweist. Da das Elementarzeichen als gerade Funktion (z(t) = z(-t)) einen zur Ordinate
symmetrischen Verlauf hat, ist in Fig. 4a lediglich der Teil mit t-O dargestellt.
Diese Funktion z(t) nimmt bereits ab /B.t/ = 1,4 nur noch vernachlässigbare Werte
an (( 10 ). Wie sich ihrem in Fig. 4b dargestellten Frequenzspektrum entnehmen läßt,
ist sie bandbegrenzt. Das Frequenzspektrum zeigt einen cos²-Verlauf: mit
Die Trägerfrequenz fT ist - im Unterschied zu den bekannten Restseitenband-Modulationsverfahren
- bewußt nicht auf die Mitte der Nyquist-Flanke (vgl. gestrichelte Linie) abgestimmt,
CLB sondern auf eine Frequenz im Abstand 2 von der Mitte des Spektrums (vgl. durchgezogene
Linie). Damit wird - in Verbindung mit der speziellen Form des Elementarzeichens
- erreicht, daß das auszusendende geträgerte Signal nur eine minimale Amplitudenmodulation
aufweist. Dieses bringt zwei besondere Vorteile mit sich, indem es zum einen die
Optimierung der mittleren Signalleistung der Senderendstufe gestattet und zum andern
die Verwendung einer Endstufe ermöglicht, an die nur geringe Anforderungen hinsichtlich
der Linearität der Verstärkung zu stellen sind. Es sei noch darauf hingewiesen,
daß bei Verwendung dieses bevorzugten Elementarzeichens empfangsseitig ein an das
Zeichen angepaßtes Filter (sog. Matched-Filter) erforderlich ist.
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Im folgenden sollen anhand der Fig.4a noch einige Details der Anordnung
gemäß Fig. 3 näher erläutert werden. Wie bereits erwähnt, werden die Werte z(t-iT)
zur Berechnung der Produkte D. . z(t-iT) einem fest programmierten Speicher (ROM)
entnommen. Da~das Elementarzeichen z(t) eine gerade Funktion ist (z(t) = z(-t))
brauchen die Werte mit tK O nicht mit tabelliert
zu werden. Es
werden daher in dem Speicher nur Werte von z(0) bis z(nT) gespeichert, wobei n eine
positive ganze Zahl ist.
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Die Zahl n bestimmt sich dadurch1 daß die Funktion z(t) für /t/ #
nT vernachlässigbare Werte - beispielsweise kleiner als 10 - annehmen soll. Beim
Elementarzeichen gemäß Fig. 4a ist n=2, d. h. es werden in diesem Fall in den Speicher
Werte von z(O) bis z(2T) aufgenommen.
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Bei einer Telegraphiegeschnindigkeit von 3000 Baud beträgt die Bit-Schrittdauer
T gerade 333µsec. Dieses Zeitintervall T wird beispielsweise in 16 gleiche Abschnitte
der Länge T unterteilt und für jeden Abschnitt jeweils ein Wert der Funktion z(t)
im Speicher festgehalten. Insgesamt enthält der Speicher also für den Bereich O
# t # 2T die Werte z(O), T z(Çy) bis z(-Ty). Werden bei der Faltung jeweils vier
aufeinanderfolgende Datenbits D. berücksichtigt (davon Je zwei im Sinus-und im Kosinuskanal),
so muß der Prozessor in jedem Tz-Abschnitt jeweils vier Produkte D. . z(t-iT) bilden
und jeweils die Produkte mit geradzahligem und diejenigen mit ungeradzahligem Index
i für sich getrennt aufsummieren. Aufgrund des gewählten Zeitrasters wiederholt
sich diese Prozedur pro Bit-Schrittdauer 16-mal (nämlich bei 16 aufeinanderfolgenden
T Zeitabschnitten).
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16 Wie sich Fig. 4a entnehmen läßt, werden dabei bei der Produktbildung
Di
. z(t-iT) die Datenbits D. und D. ein und des-1 i+2 selben Kanals jeweils mit um
2T zeitlich auseinanderliegenden Werten der Funktion z(t) multipliziert (dabei wird
z(t) für /t/> 2T der Einfachheit halber gleich Null gesetzt, weil dort ohnehin
jz(t)/C10 ist). Die genannten Operationen sind bereits mit Standard-Prozessoren
realisierbar. Die Anzahl der Operationen läßt sich noch reduzieren, falls mit einer
weniger feinen Auflösung des Elementarzeichens z(t) gearbeitet werden T kann. Beim
16 Zeitraster beträgt die Abweichung des jeweiligen gespeicherten Funktionsnertes
vom augenblicklichen Funktionswert im zugehörigen 5 4C. T + Zeitabschnitt maximal
weniger als - 5 ,.
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Diese weniger als - 5 % betragende Stufung der gespeicherten z(t)-Werte
wird mittels einfacher Tiefpässe wieder geglättet (vgl. Tiefpässe TP und TP' in
Fig. 3). Auf die Tiefpässe folgt in jedem Kanal ein multiplikativer Mischer 3 bzw.
3', von denen der eine mit einem in Phase, der andere mit einem in Quadraturphase
stehenden Oszillatorsignal eines Oszillators 5' gespeist wird, wobei das Oszillatorsignal
ein kohärentes Signal der Frequenz fT + CLB ist. Das Ausgangssignal am Ausgang des
Addie-2 rers 4 ist ein geträgertes Restseitenband der Trägerfrequenz fT.
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Wird beispielsweise aus Gründen der Kompatibilität mit üblichen Sende
geräten für das Ausgangssignal ein Spektrum von 300 bis 3300 Hz gewählt, so wird
dieses Ausgangssignal mit einem
Oszillatorsignal der Frequenz fo
= fT + ## = 1000 + 0,714 . 2,1 . 10³ = 1749,7 Hz ermischt.
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