DE2521355C3 - Geschwindigkeits-Steuerungs-System - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Geschwindigkeits-Steuerungs-System nach dem Gattungsbegriff des Anspruches 1.

Ein Geschwindigkeits-Steuerungs-System der in Rede stehenden Art ist aus der DE-AS 15 13445 bekanntgeworden. Dieses bekannte System arbeitet mit einer Modulationssignalquelle zur Erzeugung eines Modulations-Frequenzsignals. Ein Kodierer mit einem beweglichen Teil ist angeordnet, wobei das Teil mit einer Einrichtung verbunden werden kann, deren Geschwindigkeit gesteuert werden soll. Ferner sind Einrichtungen vorgesehen zur Lieferung des Modulations-Frequenzsignals zu dem Kodierer. Der Kodierer enthält Einrichtungen zur Umwandlung des Modulations-Frequenzsignals in ein phasenveränderliches Signal, wobei dieses Signal eine Phase besetzt, welches sich in Funktion der Stellung des beweglichen Teils des Kodierers ändert. Ferner sind mit der Modulationssignalquelle verbundene Bezugsfrequenzsteuereinrichtungen angeordnet, um ein veränderliches Bezugsfrequenzsignal zu erzeugen, das sich in Frequenz oder Phase von dem Modulations-Frequenzsignal durch ein auswählbares Differential unterscheidet. Schließlich sind Einrichtungen zum Vergleichen des phasenveränderlichen Signals mit dem veränderlichen Bczugs-Frcquenzsignal und zur Erzeugung eines Geschwindigkeits-Steucrungssignals als Funktion einer etwa vorhandenen Phasendifferenz zwischen dem phasenveränderlichen Signal und dem veränderlichen Bezugs-Froqucnzsignal vorgesehen.

Ausgehend von diesem bekannten System ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein elektronisches, programmierbares Geschwindigkeits-Stcuerungssyslem zu schaffen, das mit außerordentlich hoher Geschwindigkeit die Regelung vornimmt, so daß selbst bei höchsten Anforderungen an die Genauigkeit das Antriebssystem verwendet werden kann. Gleichzeitig soll die Regelung in einem extrem weiten Bereich von Geschwindigkeiten verwendbar sein, ohne daß dadurch die extrem hohe Genauigkeit über den gesamten Bereich eine Beeinträchtigung erfährt. Das zu schaffende Geschwindigkeits-Steuerungssyslem soll ferner erlauben, die gewünschte Geschwindigkeit digital auszuwählen, indem der numerische Wert der gewünschten Geschwindigkeit auf einem Satz von Digitalsteuerungen eingestellt wird. Auf diese Weise soll ermöglicht werden, die Geschwindigkeit mit hoher Sicherheit und Präzision auszuwählen und gleichzeitig die Fehlermöglichkeiten bei der Einstellung der

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Geschwindigkeitsauswahlsteuerungen möglichst gering zu machen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Aufgrund seiner extrem hohen Rtgelgenauigkeit eignet sich das erfindungsgemäße Geschwindigkeils-Steuerungssystem insbesondere für den Motorantrieb von astronomischen Nachführsystemen, wie auch für Präzisions-, Radar- und Lasernachführungen.

Durch das erfindungsgemäße Geschwindigkeitssteuersystem ist es möglich, z. B. die Geschwindigkeit des Motorantriebs für eine sich drehende Welle, ein sich in einer Richtung bewegendes Glied oder für irgendein i> anderes bewegliches Teil festzulegen. Auch wenn im folgenden das Geschwindigkeitssteuersystem im Zusammenhang mit einer sich drehenden Welle oder mit einem Antrieb erläutert wird, ist zu berücksich'igen, daß die Erfindung in gleicher Weise für eine lineare Bewegung oder für den Antrieb irgendeines anderen beweglichen Teiles geeignet ist.

Günstig ist die Verwendung eines Kodierers für die Position, der elektrische Signale liefert, die die Position einer rotierenden Welle oder eines anderen bewegli- 2~> chen Teils repräsentiert. Der Kodierer erzeugt vorzugsweise ein phasenveränderliches Signal, bei dem die Phase des Signals sich als Funktion des Wellenwinkels oder der Stellung ändert. Der Kodierer kann mit einem Hochfrequen7.cingangssignal oder mit mehreren Signa- «1 lcn versorgt werden, die durch den Kodierer in ein phasenveränderliches Signal umgesetzt werden. Somit moduliert der Kodicrer wirksam die Phase des Eingangssignals oder der Eingangssignale als eine Funktion des Drehwinkels der Welle oder der Stellung r> des beweglichen Teiles, um so ein phasenveränderliches Ausgangssignal zu erzeugen.

Das erfindungsgemäße Steuersystem umfaßt vorzugsweise eine Quelle oder einen Generator für eine variable Bezugsfrequenz, um ein Signal bei einer w Bezugsfrequenz zu erzeugen, die in Übereinstimmung mit der zu erreichenden und durch das Geschwindigkeitssteuersystem aufrechtzuerhaltenden gewünschten Geschwindigkeit verändert werden kann. Vorzugsweise werden das Bczugsfrequenzsignal und das Eingangssi- 4"> gnal von einem einzigen stabilen Oszillator oder einer anderen Sigrialquclle abgeleitet. Die Signale einer derartigen Quelle werden vorzugsweise elektronisch verarbeitet, um eine veränderliche Bezugsfrequenz zu erhalten, die sich von der ursprünglichen oder w Basisfrequenz um einen Wert unterscheidet, der der gewünschten Geschwindigkeit entspricht. Die dem Kodicrer zugeführien Signale liegen an der Basisfrcquenz.

Das Gcschwindigkeitssteuersystem umfaßt Vorzugs- r> weise Vergleichseinrichtungen, um die Frequenz des Bezugsfrequenzsignals mit dem phasenveränderlichen Signal zu vergleichen. Wenn das bewegliche Teil des Kodierers gedreht oder auf andere Weise angetrieben wird, wird die Phase des Ausgangssignals fortlaufend wi vorangebracht oder verzögert, entsprechend der fortlaufenden Änderung der Stellung des beweglichen Teiles. Die sich verändernde Phase des phasenveränderlichen Signals bewirkt eine Veränderung der Frequenz des Signals. t,-,

In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird d;;s Steuersignal gemäß irgendeiner Differenz zwischen der Frequenz und der Phase des Bezugsfrequenzsignals und der Frequenz oder Phase des phasenvariablen Signals erzeugt. Das Steuersignal kann so verwendet werden, daß die Geschwindigkeit des Motorantriebs verändert wird, so daß auf diese Weise die Frequenz und die Phase des phasenvariablen Signals mit der Frequenz und Phase des Bezugsfrequenzsignals gleichgemacht wird. Auf diese Weise kann die gewünschte Geschwindigkeit des beweglichen Teils genau erreicht und aufrechterhalten werden.

Digitalschalter oder andere elektronische Steuerelemente werden vorzugsweise angewendet, um die gewünschte Bezugsfrequenz auszuwählen. Auf diese Weise kann der numerische Wert der gewünschten Geschwindigkeit in den digitalen Steuerungen eingestellt werden.

Das Geschwindigkeitssteuersystem der vorliegenden Erfindung kann gemäß einer anderen Ausführungsform auch so angeordnet werden, daß eine flexible oder universal anwendbare Steuerung für allgemeine Zwecke erreicht wird. Bei einer bestimmten Anordnung, wie schon angedeutet, kann die gewünschte Geschwindigkeit oder Rate dadurch programmiert werden, daß die gewünschte Geschwindigkeit oder Rate auf digitalen Schaltern oder anderen Steuerelementen eingewählt · wird. Das Geschwindigkeitssteuersystem kann auch eine direkte digitale Steuerung der Geschwindigkeit oder Rate durch einen externen Computer oder ein anderes Steuersystem liefern. Diese Anordnung macht es möglich, verschiedene Geschwindigkeitsprofile zu erzeugen. Zum Beispiel kann ein gleichförmig erhöhtes Digitaleingangswori verwendet werden, um einen niedrigen Wert einer konstanten Beschleunigung anzunähern.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann das Bczugsfrequenzsignal auch von einer externen Quelle bezogen werden. Diese Anordnung macht es möglich, die Zeitbasis des Systems über einen engen Bereich zu ändern. Eine derartige Vorsorge ist bei gewissen astronomischen Anwendungen vorteilhaft, um fortlaufend Korrekturen an einer nahezu konstanten Rate vorzunehmen, um /.. B. atmosphärische Aberalioncn zu kompensieren.

Die Eingangssignalc hoher Frequenz für das Geschwindigkeitssteuersystem können von einem quarzgesteuerten Oszillator abgeleitet werden oder auch von einem Oszillator mit veränderlicher Frequenz, der es ermöglichen würde, die Oszillatorfrequcnz nach Wunsch einzustellen.

Es kann auch, wenn gewünscht, ein manuell betätigbarer Druckknopf oder eine andere, von Hand betätigbare Steuereinrichtung vorgesehen werden, um die Bezugsfrequenz um kleine Schrille manuell zu verändern. Auch kann eine ununterbrochen arbeitende Handsteuerung vorgesehen sein.

Eine andere Möglichkeit liegt darin, die Bezugsfrequenz von einem anderen Kodierer zu erhalten, so daß die Bezugsfrequenz die Geschwindigkeit einer übergeordneten Welle oder eines anderen beweglichen Teiles darstellt. Die Abwandlung führt zu einem Kaskaden-System, bei dem Geschwindigkeit und Phase der Welle oder des zu steuernden beweglichen Teiles in Übereinstimmung mit der Geschwindigkeit und der Phase ^er übergeordneten Welle oder des beweglichen Teiles gebracht wird.

In kurzer Zusammenfassung kann gesagt werden, daß die Aufgabe erfindungsgemäß durch ein System gelöst wird, das digitale elektronische Programmierung

verwendet, mn die Drehbewegung oder die Translalionsbewegung eines motorbetriebenen Teiles festzulegen. Die gewünschte Geschwindigkeit k;inn durch Betätigung eines Satzes von Digiiulschallcrn ausgewählt werden. Zum BeKpiel können vier Dezimalsohalter vorgesehen sein, um Rotationsgescrtwindigkeiten \'>n ((,OC: bis 9.999 Umdrehungen pro Minute einzustellen. Die Geschwindigkeit kann auch auf Null gestell; «erden. In dem im folgenden offenbarten System wird ein stabiler Oszillator verwendet, der ein in Hochfrequenzsigna! von z. B. 13,44 Megahertz erzeugt, das durch Frequenzteiler so verarbeitet wird, daß eine Modulationsfrequenz von z. B. 52,5 kHz erzeugt wird. Die Modulationsfrequenz wird einem optischen Kodierer zugeführt, der eine rotierende Welle aufweist, die r, mit einem rotierenden Glied verbunden werden kann, dessen Geschwindigkeit gesteuert werden soll. Df Kodierer ist so konstruiert und angeordnet, daß er ein phasenveränderliches Ausgangssignal von Modulationsfrequenz abgibt, wobei die Phase dieses Ausgangs- >e signals als Funktion des Wellenwinkels veränderlich ist. Das Hochfrequcnzsignal wird ebenfalls durch digitale Schaltkreise unter der Steuerung der digitalen Auswahlschalter verarbeitet, um ein veränderliches Bezugsfrequenzsignal zu erzeugen, das eine Frequenz besitzt, die 2j der Modulationsfrequenz +/— einer Zahl entspricht, die durch die Einstellung der Auswahlschalter bestimmt wird. Wenn also z. B. die Schalter auf 0,000 eingestellt sind, ist die Bezugsfrequenz gleich der Modulationsfrequenz von 52.5 kHz. Wenn die Schalter auf 0.001 jo eingestellt sind, kann die Bezugsfrequenz auf z. B. 52 500,08 Hz erhöht werden. Wenn die Schalter auf 9,999 eingestellt sind, kann die Bezugsfrequenz auf ungefähr 53 333.25 Hz eingestellt werden. Das Geschwindigkeitssteuersystem umfaßt Einrichtungen, um j> die Frequenz des phasenveränderlichen Signals mit der Frequenz des Bezugssignals zu vergleichen. Dieser Vergleichsschaltkreis steuert einen Motorbetriebsschaltkreis, der die Geschwindigkeit des Antriebsmotors für das sich drehende Teil erhöht oder vermindert, -to bis das phasenveränderiiche Signal die gleiche Frequenz und Phase des Bezugssignals besitzt. Der optische Kodierer kann eine hohe Auflösung haben, wie z. B. 5000 Zyklen pro Umdrehung. Aufgrund dieser hohen Auflösung und der hohen Modulationsfrequenz kann die 4·> Geschwindigkeit und der Phasenwinkel des Drehteiles mit extrem hoher Genauigkeit eingestellt und aufrechterhalten werden. Die digitale Erzeugung des Bezugsfrequenzsignals stellt sicher, daß seine Frequenz mit einer außerordentlich hohen Genauigkeit erzeugt und aufrechterhalten wird. Das im folgenden offenbarte System liefert somit eine Geschwindigkeitssteuerung von hoher Präzision, die für Motorantriebe von z. B. astronomischen Nachführsystemen benötigt wird, wie auch bei Präzisions-Radar- und Laserverfolgungseinrichtungen.

Weitere Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Geschwindigkeitssteuerungssystems,

Fig.2a. 2b. 2c. 2d. 2e zusammen ein schematisches Schaltkreisdiagramm des erfindungsgemäßen Geschwindigkeitssteuerungssystsms,

F i g. 3, 4 Wellendiagrarnme zur Erläuterung der Betriebsweise des Geschwindigkeitssteuerungssystems.

K i g. 5 eine schematische Darstellung einer modifi zierten Motorsleuerschaltung.die Einrichtungen bcsü/.i um das Steuersystem für eine breitere Aiiweiidci« "■ optimieren.

F i g. b eine schematische Darstellung einer anclcrci Ausführungsform des Motorsteuerschaltkreises, bei de der Motor geschaltet wird, wobei die Steuerichuluinj verschiedenerlei Anwendungsmöglichkeiten bietet aber nur in Verbindung mit einem modifizierten Sy.sten gezeigt ist,das einen Kaskadenbetrieb bietet und

F ι y. 7 eine schematische Darstellung einer anderer ■uisiührungsform des Bezugsfrequenz-Generator Schaltkreises, der externe digitale Steuerung für dk Bezugsi'requen/. liefert.

Wie schon angedeutet, illustriert das Blcckdiagramrr der Fig. 1 ein Geschwindigkeitssteuersyslem 10, da: zur Steuerung der Geschwindigkeit einer Welle odei eines anderen beweglichen Teiles dienen kann, das vor einem Motor 12 angetrieben wird. Ein Kodierer 14 is vorgesehen, um Signale zu erzeugen, die die Stellung der Welle oder des beweglichen Teiles repräsentiert.

Der Kodierer 14 ist so konstruiert und angeordnet daß er die Phase eines Hochfrequenzeingangssignal! moduliert oder verändert, um auf diese Weise eir phasenveränderliches Ausgangssignal auf der Signallei tung 16 zu liefern.

Der Kodierer 14 kann von unterschiedlicher Bauar sein, in der Darstellung ist er als optische Ausführungs form mit Kodierphotozellen 18 dargestellt, die modu liertes Licht von einer Kodierscheibe, Kodiertromme oder einem anderen beweglichen Kodierglied aufneh men können. Die Kodierscheibe kann mit Sinus- odei Kosinusspuren versehen sein, um die Lichtstrahler sinus- oder kosinusförmig 5000mal pro Wellenwinkel zi modulieren.

Die Hochfrequenzsignale zum Antrieb oder zui Modulation des Kodierers 14 können von einerr stabilen Oszillator 20 abgeleitet werden, der Vorzugs weise ein Quarzoszillator ist. In jedem Falle ist dei Oszillator 20 so angeordnet, daß er Signale bei einei verhältnismäßig hohen Oberwelle der zum Antrieb de; Kodierers 14 verwendeten Frequenz arbeitet. Zun Beispiel kann eine Frequenz von 52.5 kHz verwende werden, um den Kodierer 14 anzutreiben, während dei Oszillator 20 so angeordnet sein kann, daß er Signale be einer Frequenz von 13,44 MHz erzeugt, wobei da; Verhältnis zwischen den beiden Frequenzen 25f beträgt, das entspricht 2".

Ein Frequenzteilersystem 22 wird verwendet, um die Kodiererantriebsfrequenz vom Ausgang des Oszillator; 20 zu erhalten. Die Frequenzteiler 22 können se angeordnet werden, daß sie die Eingangsfrequenz de; Oszillators 20 durch 256 teilen.

In diesem Falle wird der Ausgang des Frequenzteiler; 22 verwendet, um ein Quadratursystem 24 zu betreiben das nicht nur Sinus- und Kosinusausgänge, bezeichne mit X und Y. erzeugt, sondern auch jnvertierte Sinus und Kosinusausgänge, die mit X und ^bezeichnet sind Diese Quadratursignale werden verwendet, um eir System von Kodierzerhackern oder Modulatoren 26 zi betreiben, die wiederum die Kodierfotozellen Ii modulieren.

Der Ausgang der Kodierfotozellen 18 wird elektro nisch verarbeitet, indem dieser Ausgang nacheinandei durch einen Verstärker 28, einen Zerhackerspitzen Unterdrückerschaltkreis 30, einen Tiefpaßfilter 32 unc einen Nulldurchgangsdetektor 34 geführt wird. Dei Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 34 liefert da;

pliasciiverändcrlichc Signal uiid ist mit der Leitung !6 für das phasenveränderliche Sigripl verbunden.

Wenn der Kodierer mil einer bestimmten Geschwindigkeit gedreht oder bewegt wird, wird die Phase des phasenveränderlichen Signals vorangebracht oder verzögert mit einer Rate, tlic von dieser Geschwindigkeit abhängt. Die Phase wird vorangebracht in der einen Drehrichturig und verzögert in der anderen Drehriehtung. Die Veränderung der Phase ist äquivalent zur Frequenzänderung des phasenvariablen Signals, so daß Signale, die die Geschwindigkeit des Kodierers anzeigen, dadurch erhalten werden können, daß das phasenveranderliche Signal mit einem Fiezugsfrequenzsigna! von vorbestimmten oder bekannter Frequenz verglichen wird.

Bei dem in F i g. 1 dargestellten System wird das Bezugsfrequenzsignal von der Ausgangsfrequenz abgeleitet, die von dem stabilen Oszillator 20 erzeugt wird. Statt den Ausgang des Oszillators 20 direkt zu verwenden, ist eine Signalleitung 36 mit dem Frequenzteiler 22 verbunden, um eine Antriebsfrequenz zu erhalten, die einen Teil der Oszillatorfrequenz darstellt. Diese Antriebsfrequenz wird einem variablen Digitalfrequenzänderungssystem 38 zugeführt, das eine Ausgangsfrequenz erzeugt, die sich um einen veränderlichen Wert von der Eingangsfrequenz unterscheidet, jedoch voll stabilisiert ist.

Wie in Fig. 1 dargestellt ist, wird der veränderliche Frequenzausgang des Frequenzänderungssystems 38 einem zusätzlichen Frequenzteilersystem 40 zugeführt, das die Frequenzteilung vollendet. Der Frequenzteiler 40 besitzt eine Ausgangsleitung 42, die das Bezugsfrequenzsignal liefert.

Die Signalleitung 16 für das phasenvariable Signal und die Leitung 42 für das Bezugsfrequenzsignal sind mit dem Eingang eines Phasenvergleichers 44 verbunden, der die zwei Signale vergleicht und Ausgangssignale erzeugt, die irgendeiner Phasendifferenz entsprechen. Diese Ausgangssignale werden einem Auf-Ab-Motorstcucrsystcm 46 zugeführt, das verwendet wird, um die Geschwindigkeit des Motors 12 zu steuern. Die Wirkung des gesamten Systems ist die, die Geschwindigkeit des Motors 12 zu verändern, bis die Phase des phasenveränderlichen Signals auf Leitung 16 genau die gleiche ist, wie die Phase des Bezugsfrequenzsignals aus der Leitung 42.

Somit wird die Geschwindigkeit des Motors sehr genau durch die Frequenz des Bezugsfrequenzsignals festgelegt. Indem diese Frequenz verändert wird, kann die Geschwindigkeit des Motors wie gewünscht gesteuert werden.

Weitere Einzelheiten des Geschwindigkeitssteuerungssystems 10 ergeben sich aus F ί g. 2, das aus den F i g. 2a bis 2e besteht Aus der F i g. 2a ist zu erkennen, daß der Oszillator 20 ein Quarzoszillator ist, dessen Frequenz durch einen Quarzkristall 48 gesteuert wird. Der Gewinn zur Erzeugung von Schwingungen wird durch erste und zweite NAND-Verknüpfungsglieder 50 und 52 geliefert die in Kaskade angeordnet sind, wobei zwischen diesen beiden Gliedern ein Koppelkondensator 54 angeordnet ist Der Quarzkristall 48 ist zwischen dem Ausgang des Verknüpfungsgliedes 52 und dem Eingang des Verknüpfungsgliedes 50 angeordnet Ein Widerstand 56 kann über den Kristall 48 angeordnet werden. Wie dargestellt ist, ist ein abgestimmter Kreis 58 zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verknüpfungsgliedes 50 angeordnet Der abgestimmte Kreis 58 umfaßt eine Induktivitätsspule 60, zu dem ein Kondensator 62 parallel geschaltet ist.

Der Oszillator 20 erzeugt die Zeilbasis für das Gcschvvindigkeits-Steuerungssystem, die bei einer geeigneten Frequenz, wie z. B. 13,44 MHz liegt. Diese Frequenz wurde ausgewählt, um die Geschwindigkeitsänderungen in Stufen von 0,001 Umdrehungen pro Minute zu ermöglichen, wenn ein Kodierer von 5000 Zyklen verwendet wird. Mit einem derartigen Kodierer erzeugt jede Umdrehung der Kodierscheibe 5000 Sinus- und Kosinuszyklen.

Der Ausgang des Oszillators 20 ist mit einem anderen NAN D-Verknüpfungsglied 64 verbunden, das Ausgangsimpulse von quadratischer Wellenform und gleichförmiger Amplitude liefert. Wenn ein externer Oszillator verwendet werden soll, um die Zeitbasis für das System zu liefern, kann der Ausgang eines derartigen externen Oszillators dem Eingang des Verknüpfungsgliedes 64 über ein Verbindungskabel 66 zugeführt werden.

Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 64 wird verwendet, um die Frequenzteiler 22 zu betreiben, die einen Zähler 68 und zwei /-/(-Kaskaden-Flip-Flops 70 und 72 (Master-Slave-Flip-FIops) umfassen können, die untereinander angeordnet sind. Der Zähler 68 kann in der Form eines integrierten Schaltkreises vorliegen, und eine Teilung durch 16 vornehmen. Die Flips-Flops 70 und 72 sind so angeschlossen, daß sie zusammen durch den Faktor vier teilen.

Der Ausgang des Flip-Flops 72 betreibt das

3u Quadratursystem 24, das Sinus- und Kosinussignale X und Y erzeugt^ wie_auch invertierte Sinus- und Kosinussignale Xund Y. Der Quadraturausgangsschaltkreis 24 treibt die Frequenz der Signale ebenfalls um den Faktor 4.

Wie dargestellt, umfaßt der Quadraturausgangsschaltkreis 24 drei zusätzliche /-/C-Flip-Flops 74, 76 und 78, deren Takteingänge mit dem Ausgang des Flip-Flops 72 verbunden sind. Der Flip-Flop 74 teilt die Frequenz durch zwei. Es ist zu erkennen, daß der (^-Ausgang des Flip-Flops 74 direkt mit den /- und /i-Eingängen des Flip-Flops 76 verbunden ist, der wiederum die Frequenz des Signals durch zwei teilt. Die Q- und (^-Ausgänge des Flip-Flop 76 liefern die Kosinus^ und die invertierten Kosinusausgangssignale Y und Y bei der gewünschten Ausgangsfrequenz, die in diesem Falle 52,5 kHz beträgt.

Um eine Umkehrung der Richtung der Drehung des

Motors 12 zu ermöglichen, sind die Q- und (^-Ausgänge des Flip-Flops 76 mit den Eingängen eines kommutierenden Flip-Flops oder Daten-Selektors 80 verbunden, der die tatsächlichen Kosinus- und invertierten Kosinusausgänge Kund Fanden Ausgangsanschlüssen 81 a und b liefert. (Durch Veränderung des binären Zustandes des Auswahleinganges 192 des Daten-Selektors 80 kann die Polarität dieser Ausgänge umgekehrt werden.)

Um die Sinus- und invertierten Sinusausgänge X und X zu erzeugen, sind NAND-Verknüpfungsglieder 82 und 84 mit dem /- und K-Eingang des Flip-Flops 78 verbunden. Ein Eingang von jedem Verknüpfungsglied 82 bzw. 84 ist mit dem (^-Ausgang des Flip-Flops 74 verbunden. Der verbleibende Eingang des Verknüpfungsgliedes 82 bzw. 84 ist mit dem Q~- und Q-Ausgang des Flip-Flops 76 verbundea Der Q- und der O-Ausgang des Flip-Flops 78 liefertden Sinus- und den invertierten Sinusausgang X und X, und zwar bei der gewünschten Frequenz, die in diesem Falle 52,5 kHz beträgt Diese Signale erscheinen an den Ausgangsanschlüssen 86a und b.
Die Wellenformdiagramme der Fi g. 3 illustrieren die

ίο

Arbeitsweise des Quadraiurausgangsschaltkreises 24. Das mit dem 72-ζ> bezeichnete Signal erscheint am (^-Ausgang des Flip-Flops 72 und wird den Takteingängen der Flip-Flops 74,76 und 78 zugeführt. Dieses Signal wird auch mit A/64 bezeichnet, weil es gleich der Quarzoszillator- oder Basisfrequenz A ist, geteilt durch 64.

Das mit 74-ζ> bezeichnete Signal erscheint am (^-Ausgang des Flip-Flops 74 und wird dem /- und /(-Eingang des Flip-Flops 76 zugeführt, wie auch dem einen Eingang von jedem der Verknüpfungsglieder 82 und 84. Dieses Signal besitzt die Frequenz A/128.

Das mit 76-ζ) bezeichnete Signal erscheint am (^-Ausgang des Flip-Flops 76 und besitzt die Frequenz von A/256. Dieses Signal liefert den Kosinusausgang Y. \*> Es wird dem einen Eingang des Verknüpfungsgliedes 84 zugeführt. Der invertierte Kosinusausgang A*wird dem Eingang des anderen Verknüpfungsgliedes 82 zugeführt.

Das mit »82-Ausgang« bezeichnete Signal erscheint an dem Ausgang des Verknüpfungsgl'edes 82. Es ist mit / bezeichnet, weil es dem /-Eingang des Flip-Flops 78 zugeführt wird. Das mit »84-Ausgang« bezeichnete Signal erscheint am Ausgang des Verknüpfungsgliedes 84 und ist mit K bezeichnet, da es dem /(-Eingang des Flip-Flops 78 zugeführt wird.

_Die Signale 78-ζ)und 78-iJerscheinen an dem Q-bzw. ^-Ausgang des Flip-Flops 78. Diese Signale sind auch mit X und mit X bezeichnet, da sie als Sinus- und invertierter Sinusausgang A"und X verwendet werden.

In dem Quadraturschaltkreis 24 werden die X- und jo V-Ausgangssignale wie auch die Y- und V-Ausgangssignale durch die negativ laufenden Kanten der 72-Q-Signale taktgesteuert, um den Fehler in der ^-Phasenverschiebung von Ybezüglich X möglichst klein zu machen. Aus Kürze und Bequemlichkeit werden J5 diese 72-Q-SignaIe, die zur Taktsteuerung dienen, als CL K bezeichnet.

In Fig. 3 sind aclit Zeitpositionen 71 _₈ angezeigt, die den aufeinanderfolgenden Impulskanten des Signals CLK entsprechen. Zur Zeitposition 71 ändert sich CLK von der binären 0 zur binären 1, während der /-Eingang 0 und der AC-Eingang 1 ist. Dies bewirkt, daß eine binäre 0 in dem Haupt-Flip-Flop-Abschnitt des Kaskaden-FIip-Flops 78 gespeichert wird. Wenn sich CLK von einer binären 1 zu einer binären 0 bei 7} ändert, wird der O-Zustand des Haupt-Flip-Flops zum Neben-Flip-Flop von 78 verschoben, so daß der Ausgang 78-ζ) in einen O-Zustand gebracht wird. Jedoch ist 78-ζ> bereits 0, so daß keine Zustandsänderung auftritt.

Zur Zeitposition 7"i ist/gleich 1 und AT gleich 1, so daß w eine binäre 1 in dem Haupt-Teil gespeichert ist. Zur Zeit Ta wirkt CLK 0, so daß der Neben-Teil seinen Zustand ändern muß. Somit wird der Ausgang 78-ζ) von einer 0 zu einer 1 geändert.

Bei T5 in F i g. 3 ist / gleich 1 und K gleich 0. Daher wird bei dieser Stellung 71, der Ausgang 78-ζ) in den binären Zustand gebracht. Jedoch befindet er sich bereits im binären Zustand 1, so daß keine Änderung erfolgt.

Zum Zeitpunkt Tj ist /gleich 1 und K gleich 1, so daß to die gleiche Situation vorhanden ist, wie zum Zeitpunkt T₃. Somit ist eine Änderung im Zustand für die Zeitstellung 7g veranlaßt wenn CLK auf 0 steht, so daß der Ausgang 78-ζ) von 1 auf 0 wechselt

Dieses Muster seU't sich unbegrenzt fort Wenn Rauschen oder andere äußere Einflüsse diese Folge stören, korrigiert sich der Schaltkreis selbst da in jeder Folge zwei erzwungene Zustände vorhanden sind. Der Ausgang 78-ζ) ist stets this Gegenteil oder Inverse des Ausganges 78-ζ). Somit liefern diese Ausgänge den Sinus- bzw. den invertierten Sinusausgang λ"und X.

Wie schon angedeutet, werden die Hochfrcqtienzsignale X, X, Kund Kverwendet, um die Positionssignale, die von den Kodierfotozellen 18 erzeugt werden, zu zerhacken oder zu modulieren. Wie in Fig. 2b dargestellt ist, verwendet die vorzugsweise Ausführungsform vier Fotozellen 18a, 18b, 18c und 18c/, die als Fotospannungszellen dargestellt sind, aber auch jeden anderen geeigneten Typ umfassen können. Die Fotozellen sind so ausgelegt, daß sie Lichtstrahlen aufnehmen, die Positionsinformationen hinsichtlich der Position der Kodierscheibe oder des Kodiergliedes liefern. Somit kann z. B. eine Fotozelle gegenüber einer Sinusspur auf der Kodierscheibe angeordnet sein, so daß diese Fotozelle ein Signal erzeugt, das sich in Übereinstimmung mit dem Sinus der Winkelstellung der Scheibe ändert. Eine andere Fotozelle kann gegenüber einer Kosinusspur auf der Scheibe angeordnet sein, so daß diese Fotozelle ein Signal erzeugt, das dem Kosinus des Scheibenwinkels entspricht. Die anderen zwei Fotozellen können gegenüber durchsichtigen oder transparenten Spuren angeordnet sein. Diese Anordnung macht es möglich, einen Gleichstromanteil der Fotozellensignale auszugleichen oder zu beseitigen, so daß der Ausgang gegenüber Veränderungen der Gleichstromkomponente unempfindlich wird. Zum Beispiel können die Fotozellen 18a und ISl- eegenüber der Kosinus- bzw. Sinusspur liegen, während die Fotozellen 186 und iSd gegenüber durchsichtigen Spuren angeordnet sind.

Das Zerhacker- oder Modula_uonssystem_26 kombiniert die Zeitbasissignale X, X, Y und Y mit den Positionssignalen, die von den Fotozeilen 18a bis iSd erzeugt werden. Es ist zu erkennen, daß die Ausgangsanschlüsse 86a. 866, 81a und 81b für die X-, X-, Y- und V-Signale innen in der F i g. 2b wie auch in der F i g. 2a erscheinen, um diese Signale dem Zerhackersystem 26 zuzuführen. In dem dargestellten System 26 werden Zerhackentransistoren 88a bis d verwendet, um die Fotozellensignale aufgrund des Zeitbasissignals zu zerhacken. Die entsprechenden Transistoren 88a bis d sind mit entsprechenden Fotozellen 18a bis d verbunden. Für die Beschreibung reicht es aus, daß der mit der Fotozelle 18i> und dem Transistor 88a verbundene Schaltkreis beschrieben wird, da die einzelnen Schaltkreise für die anderen Fotozellen gleichartig aufgebaut sind.

Die Ausgänge aller Fotozellen 18a bis d sind mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß 90 verbunden, so daß die Ausgänge der Fotozellen additiv kombiniert werden. Es ist zu erkennen, daß eine Seite der Fotozelle 18a mit Masse verbunden ist, während die andere Seite über einen aus zwei Widerständen 92a und 94a und einen Koppelkondensator 86a bestehenden Linienschaltkreis mit dem Ausgangsanschluß 90 verbunden ist Ein Belastungswiderstand 98a ist über der Fotozelle 18a angeordnet

Der Kollektot-Eriiitter-Weg des Zerhackertransistors 88a ist zwischen Masse und der Verbindung der Widerstände 92a und 94a angeordnet. Wenn also der Transistor 88a leitend ist schließt er den Ausgang der Fotozelle 18a kurz. Wie dargestellt ist ist der /V-Eingangsanschluß 86a mit der Basis des Transistors 88a durch einen Parallelschaltkreis angeschlossen, der aus einem Widerstand 100a und einem Kondensator 102a in Parallelschaltung gebildet wird. Ein Widerstand 104a kann zwischen der Transistorbasis und Masse

angeschlossen sein.

Der Zerhacker oder das Modulationssyslem 26 verwendet die Prinzipien, die symbolisch durch die folgende trigonometrische Beziehung dargestellt wird:

sin ivf cos θ+ cos wisin 0 = sin (wt + Θ).

In dieser Gleichung ist w=2 f. wobei f=52,5 kHz ist. Der Winkel Θ ist der Phasenwinkel innerhalb eines jeden Zyklus der Kodierscheibe. Es gibt 500C Zyklen um die Kodierscheibe herum, so daß jeder Zyklus 'Λα,ο einer Umdrehung umfaßt.

G"nauer gesagt, die Kombination, die durch cm dargestellte Zerhacker- oder Modulationssystem 26 erreicht wird, wird durch die folgende Gleichung dargestellt:

X{\ + cos«) + X + V-(I μ sine) + Y.

Dies'.- Kombination kann mathematisch reduziert werden auf

sin(H'f4 B)-Vj sin 3

sin 5(iW+0)...

Die ungeraden harmonischen Tenne werden eingerührt aufgrund der Quadratwellenmodulation oder der Zerhackerwirkung, die von den X- und V-Signalen betrieben wird.

Die Summation der vier modulierten Fotozellensignale ergibt sich am Anschluß 90, wie schon angedeutet. Dieses Verfahren macht ungleiche Gewinnfaktoren und ähnliche Fortpflanzungszeiten möglichst klein, die ansonsten Fehler in die Erzeugung des phasenvariablen Signals einführen könnten.

Wie schon angedeutet wurde, werden die von dem Zerhacker oder Modulationssystem 26 kombinierten Ausgangssignale durch den Verstärker 28 verstärkt und dann in dem Zerhackerspitzenunterdrückerschaltkreis 30 weiterverarbeitet. Wie in Fig. 2b dargestellt ist, verwendet der Verstärker 28 ein Operationsverstärkermodul 92', der mit einem Eingangsanschluß an den Ausgangsanschluß 90 des Modulationssystems 26 angeschlossen ist. Ein Lastwiderstand 94' kann zwischen dem Anschluß 90 und Masse angeschlossen sein. Wie dargestellt ist. ist zwischen Masse und dem anderen Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 92' die Parallelschaltung eines Widerstandes 96' und eines Kondensators 98' angeschlossen.

Der dargestellte Operationsverstärker 92' verwendet einen Rückführungswiderstand 99, der zwischen dem Ausgang und dem ersten Eingang zusammen mit Leistungsversorgungsfilterwiderständen 100' und 102', Leistungsversorgungsfilterkondensatoren 104'und 106', einem Rückführungskondensator 108 und einem Rückführungswiderstand 110 parallel zum Kondensator 112 geschaltet ist.

Das Zerhacken der Fotozellensignale erzeugt Zerhackerspitzen in den kombinierten Ausgangssignalen. Diese Zerhackerspitzen werden unterdrückt oder zurückgewiesen durch den Schaltkreis 30. In dem in Fig.2b dargestellten Schaltkreis werden die Zerhackerspitzen dadurch zurückgewiesen, daß ein Serienschalter in der Form eines Feldeffekttransistors (FET) 114 verwendet wird, der zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 92' und dem Eingang eines Quellenfolgers angeschlossen ist der einen anderen FET 116 benutzt. Die Signale zur Betätigung des FET-Schalters 114 werden von dem Zeitbasisschaltkreis der F i g. 2a abgeleitet In diesem Falle werden sie von einem Anschluß 118 abgeleitet der mit dem (^-Ausgang des Flip-Flops 72 verbunden ist Die Frequenz der Signale am Anschluß 118 betragt /'/64, wobei diese Signale auf der ersten Zeile der K i g. 3 dargestellt sind. Der Anschluß 118 erscheint auch in F i g. 2b.
Im Zerhiickerspitzenunterdrückerschaltkreis 30 der F i g. 2b werden die Signale vom Anschluß 118 zu dem FET-Schalter 114 geliefert, und zwar über zwei Treibertransistuicn 120 und 122, die Ausgangssignale erzeugen, die zwischen —5 und +5 Volt schallen. Wie dargestellt ist, ist ein Eingangswiderstand 124 zwischen

in dem Anschluß 118 und der Basis des Transistors 120 angeschlossen. Ein anderer Widerstand 126 ist zwischen der Basis und dem +5-Volt-Anschluß angeschlossen.

Es ist zu erkennen, daß eine Diode 128 zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors J20 angeschlos-

i¹! sen ist. Der Emitter des Transistors 120 ist mit dem + 5-Volt-Anschluß verbunden.

Wie zu erkennen ist, ist ein Widerstand 130 zwischen dem Kollektor des Transistors 120 und der Basis des Transistors 122 gelegt, während ein Kondensator 132 parallel zum Widerstand 130 liegt. Ein anderer Widerstand 134 ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 122 angeschlossen, während dieser Emitter an dem — 5-Volt-Anschluß liegt.

Wie aus der Zeichnung hervorgeht, ist ein Lastwider-

2^r) stand 136 zwischen dem Kollektor des Transistors 122 und dem +5-Volt-Anschluß angeschlossen. Eine Diode 138 liegt zwischen diesem Kollektor und der Eingangselektrode oder Steuerelektrode des FET-Schalters 114. In diesem Fall ist ein Widerstand 114 zwischen der

jo Steuerelektrode und der Senkenelektrode des FET 114 angeschlossen. Die Quellenelektrode des FET 114 ist über einen Widerstand 142 mit der Steuerelektrode des Quellenfolger-FET 116 verbunden. Ein Kondensator 144 liegt zwischen der Steuerelektrode und Masse. Ein

r> Lastwiderstand 146 befindet sich zwischen der Quelle des FET 116 und dem -5-Volt-Anschluß.

Der Kollektor des Transistors 122 schaltet zwischen ungefähr +5 Volt, wenn der Transistor nichtleitend ist, und —5 Volt, wenn der Transistor leitend ist. Wenn der Kollektor sich in seinem hohen Zustand bei +5 Volt befindet, leitet der FET-Schalter 114, so daß der Ausgang des Verstärkers 28 der Steuer- oder Eingangselektrode des Quellenfolger-FET 116 geliefert wird. Entsprechend folgt der Ausgang des Quellenfolger-FET

4^r> 116 dem Verstärkerausgang.

Wenn der Kollektor des Transistors 122 sich in seinem niedrigen Zustand von —5 Volt befindet, ist der FET-Schalter 114 nichtleitend oder offen. Während dieser Zeitperiode hält die Steuerelektrode des

^r)0 Quellenfolger-FET 116 den letzten Spannungspegel, der am Ausgang des Verstärkers 28 vor dem Öffnen des Schalters vorhanden war. Eine solche Haltewirkung tritt während der Zeit auf, wenn hindurchdringende Zerhackerspitzen am Ausgang des Verstärkers 28 vorhanden sind. Somit werden die Zerhackerspitzen beseitigt oder zurückgewiesen. Zusätzlich werden, wenn es unähnliche Anstiegs-, Abgangs- oder Fortpflanzungszeiten unter den vier Zerhackertransistoren 88a bis d gibt durch den Zerhackerspitzenunterdrückerschalt-

bo kreis 30 irgendwelche zugehörigen Fehler beseitigt indem die Schaltwirkungen normalisiert oder standardisiert werden, indem die Schaltwirkung des FET-Schalters 114 ausgedrückt wird.

Der Ausgang des Quellenfolgers FET ! 16 wird dem Eingang des Tiefpaßfilters 32 zugeführt der verschiedene Formen annehmen kann, aber hier als aktives Filter dritter Ordnung dargestellt ist das einen Operationsverstärker 150 verwendet Wie dargestellt ist. sind ein

Koppelkondensator 152 und drei Filterwiderstände 154, 156 und 1>8 zwischen dem Ausgang des Quellenfolgers FET 116 ur.d dem invertierten Eingang des Verstärkers 150 angeschlossen. Ein Widerstand 160 ist zwischen Masse und Verbindungszwischenkondensator 152 und Widerstand 154 gelegt. Filterkondensatoren 162 sind parallel zwischen Masse und Veroindungspunkt der Widerstände 154 und 156 gelegt. Die Filterkondensatoren 164 sind parallel zwischen Masse und invertiertem Eingang des Verstärkers 150 angeschlossen. Zusätzlich verwendet der Filterschaltkreis 32 Rückführungskondensatoren 166, die durch den Ausgang des Verstärkers 150 und der Verbindung zwischen Widerständen 156 und 158 liegen. Ein Leistungsversorgungsfilterwiderstand 168 und ein Leistungsversorgungsfilterkondensator 170 liegen am Verstärker 150.

Das aktive Filter 32 vermindert die dritten ur.d höheren Oberwellen auf vernachlässigbare Drehpegel, wodurch nur das fundamentale Frequenzsignal am Ausgang des Operationsverstärkers 150 anliegt. Dieses Grundfrequenzausgangssignal kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden:

/C sin (ivf + Θ).

Der Ausgang des Filters 32 wird dem Eingang eines Nulldurchgangsdetektors 34 zugeführt, der. wie in Fig. 2b dargestellt, einen Vergleichermodul 174 benutzt. Ein Koppelkondensator 176 ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers 150 und einem Eingang des Vergleichers 174 angeschlossen. Wie dargestellt ist. ist ein Rückführungswiderstand 178 zwischen diesem Eingang und Masse gelegt. Es ist zu erkennen, daß die Widerstände 180 und 182 zwischen dem anderen Eingang und Masse liegen. Ein Rückführungswiderstand 184 ist zwischen dem Ausgang des Vergleichers 174 und der Verbindung zwischen den Widerständen 180 und 182 angeschlossen. Ein Lastwiderstand 186 liegt zwischen dem Ausgang und dem + 5-Volt-Anschluß.

Der Nulldurchgangdetektor 34, der den Komperator 174 verwendet, erzeugt ein mit der TTL-Technik kompatibles, phasenvariables Rechteckwellensignal PV. Eine leichte positive Rückführung wird in dem Vergleicherschaltkreis verwendet, um eine Spannungstriggerpunkthysteresis zu erhalten und singuläre Ausgangsübergänge bei jedem Signalüberschreiten des Eingangssinuswellensignals sicherzustellen.

Der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 34 ist mit einer Leitung oder Anschluß 190 für ein phasenveränderliches Signal verbunden, die ebenfalls mit PV bezeichnet ist.

Wie schon früher in Verbindung mit F i g. 2a angedeutet wurde, können die Y- und F-Signale durch Betätigung des integrierten Schaltkreises 80 ausgetauscht werden, wobei dieser Schaltkreis 80 einen kommutierenden Flip-Flop oder Datenselektor umfassen kann. Der Schaltkreis 80 bildet einen Teil des Rotationsrichtungs-Auswahlsystems.

Der Datenselektor 80 wird aufgrund von Signalen betätigt, die einer Eingangsleitung 192 zugeführt sind, die auch als Auswahlleitung bezeichnet wird. Diese Signale werden von der Richtung des Drehsteuersystems geliefert, wodurch möglich wird, zwischen einer Drehung in Uhrzeigerrichtung und einer Drehung entgegen Uhrzeigerrichtung zu wählen. Wenn die Auswahleingangsleitung 192 mit Masse verbunden wird, so daß die Auswahleingangsspannung 0 ist, werden die mit XA und 2A bezeichneten Eingänge des Datenselektors 80 mit den Ausgängen verbunden, die mit 1 und 2 bezeichnet sind. Wenn die Auswahleingangsleitung 192 mit einer hohen Spannung versorgt wird, werden die mit Iß und 2ß bezeichneten Eingänge mit den Ausgängen 1 und 2 verbunden. Eine Veränderung des Auswahleingangspegels hat somit die Wirkung, daß die Signalausgänge l'und Fvertauscht werden. Wenn diese Signale vertauscht werden, wird die Wirkung des Zerhackeroder Modulationssystems 26 geändert, die durch die folgende andere Gleichung dargestellt wird:

X(I + cos©) + X+ F(I + sine) + Y.

Diese Kombination erzeugt nach Filterung einen Filterausgang, der von sin(wi-6) repräsentiert wird, statt durch den Ausdruck sin (wt + B). Während eine Drehung entgegen Uhrzeigerrichtung einen positiv ansteigenden Kodierphasenwinkel (Θ) erzeugt, wenn der Auswahleingang 0 ist, bewirkt eine Drehung in Uhrzeigerrichtung einen positiv ansteigenden Phasenwinkel, wenn der Auswahleingang sich in einem hohen Zustand befindet.

Das Rotationsrichtung-AuswahlsysteiTi vertauscht auch den variablen Phasensignalausgang PV und den Bezugfrequenzsignalausgang R, zusätzlich zur Vertauschung der V- und K-Signale. F i g. 2d illustriert die

:-, Einrichtungen, ι le in der dargestellten Geschwindigkeitssteuerungseinrichtung verwendet werden, um P\ und R zu vertauschen. Die Leitung PV für den phasenvariablen Ausgang ist auch mit 190 bezeichnet, wie schon erwähnt, während die Leitung R für die Bezugsfrequenz mit 194 bezeichnet ist. Es ist zu erkennen, daß die PV-Leitung 190 und die /^-Leitung 194 mit alternativen Eingängen eines Datenselektors 1% verbunden sind, der mit dem Datenselektor 80, siehe Fig. 2a. verbunden ist. Somit steuert das Signal der

j-, Auswahlleitung 192 den Datenselektor 1%, wie auch den Datenselektor 80. Wenn das Auswahleingangssignal auf der Leitung 192 0 ist, wird das variable Phasensignal PVzum Ausgangsanschluß 3 des Datenselektors 196 übertragen. Eine Ausgangsleitung 198 ist mit diesem Anschluß verbunden. Das Bezugsfrequenzsignal R wird dem Ausgangsanschiuß 4 des Datenselektors 196 zugeführt. Eine Ausgangsleitung 200 ist mit diesem Ausgangsanschluß verbunden. Wenn das Auswahleingangssignal auf der Leitung 192 hoch liegt, wird PVzum

<!> Anschluß 4 übertragen und somit der Ausgangsleitung 200 zugeführt, während R dem Anschluß 3 übermittelt wird und somit der Ausgangsleitung 198 zugeführt wird. Somit werden PV und R vertauscht, während sie dem Phasendetektor oder Komparator 44 zugeführt werden, wie in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben wurde. Eine nacheilende Phasenbeziehung zwischen PV und R erzeugt eine positive Fehlerspannung vom Phasenvergleicher 44, wenn der Auswahlsignaleingang den einen Zustand aufweist, und eine negative Fehlerspannung für den anderen Zustand des Auswahlcingangssignals.

Das Geschwindigkeitssteuerungssystem ist vorzugsweise so angeordnet, daß der Kodierer immer in eine Richtung sich dreht, die ein positiv ansteigendes variables Phasensignal PV erzeugt, so daß das

bo PV-Signal stets 52,5 kHz oder größer ist. Diese Anordnung paßt zu dem Kennzeichen des Erzeugersystems zur Erzeugung des Bezugsfrequenzsignals R. Dieses Erzeugungssystem ist so angeordnet, daß es Frequenzen von 52,5 kHz oder höher erzeugt, wie noch

h5 im folgenden in größeren Einzelheiten beschrieben werden wird.

In der Richtung der Drehung des Steuersysj^ms befriedigt eine Vertauschung der Signale Kund Ydie

Bedingung, daß stets eine ansteigende Phase für beide Drehrichtungen vorhanden is:. Ein Vertauschen von R und PV befriedigt die Richtungserfordernisse für die Fehlersignalkorrektur, die von dem Phasenvergleicher 44 erzeugt wird. Somit bewirkt eine Vertauschung von Λ und PVeine richtige Polarität für das Fehlersignal.

Die Sinus- und die Kosinusspur auf der Kodierscheibe oder auf einem anderen Teil erzeugt in den Fotozellen Sinus- und Kosinussignale. Diese Kodierspuren sollten so geformt sein, daß die Sinus- und Kosinussignale sinusförmige Wellenformen besitzen.

Es sei wiederholt, daß das in Fig.2a und 2b dargestellte System ein in der Phase veränderliches Signal PV erzeugt, das eine Frequenz von 52,5 kHz besitzt, plus oder minus der Fotozellenfrequenz. Aufgrund der Anordnung der Drehrichtung des Steuersystems besitzt das variable Phasensignal PV stets eine Frequenz von 52,5 kHz plus der Fotozellenfrequenz.

F i g. 2c illustriert Einzelheiten der dargestellten Schaltkreise zur Erzeugung des Bezugsfrequenzsignals R, das in diesem Falle die Frequenz von 52,5 kHz besitzt, plus einem Inkrementwert, der proportional ist zur gewünschten Geschwindigkeit oder Rate, mit der der Motor 12 angetrieben werden soll. Selbstverständlich wird die Kodierscheibe oder das Kodierglied mit der gleichen Geschwindigkeit angetrieben.

Die in Fig.2c dargestellten Schaltkreise umfassen das variable Digitalfrequenzänderungssystem 38 und die Frequenzteiler 40. die in Verbindung mit Fig. 1 erwähnt wurden. Die Frequenzänderungsschaltkrcise 38 werden vorzugsweise mit den Signalen synchronisiert, die von dem quarzgesteuerten Oszillator 20 geliefert werden. In diesem Fall werden Taktimpulse zur Synchronisation der Frequenzänderungskreise 38 von dem Zähler 68 der F i g. 2a mit Hilfe einer Signalleitung 202 abgeleitet, die sowohl in Fig. 2a als auch Fig. 2c gezeigt ist. Der Zähler 68 besitzt einen Ausgangsanschluß 204, der mit der Signalleitung 202 verbunden ist imd Impulse von einer Frequenz von /,/2 liefern kann, wobei Λ die Frequenz der von dem Quarzoszillator 20 erzeugten Impulse ist. Somit besitzen die Taktimpulse auf der Signallcitung 202 die Frequenz von 13,44/2 oder 6,72MHz.

Der Frequenzänderungsschaltkreis 38 verwendet ein System von synchronen Dividierschaltkreisen 212, 213, 214, 215 und 216, die in der Form von integrierten Schaltkreisen vorliegen können. Der Dividierschaltkreis 212 umfaßt ein synchrones Zählersystem, das durch 64 teilt. Jeder Dividierschaltkreis 213, 214, 215 und 216 umfaßt ein synchrones Zählsystem, das durch 10 dividiert. Die Dividierschaltkreise 212 bis 216 sind in Kaskade angeordnet, so daß eine vollständige Serie von Dividierschaltkreisen die Eingangsfrequenz durch einen Faktor von 640 000 dividiert.

Ein System von Selektorsteuerungen ist mit den Dividierschaltkreisen 213 bis 216 verbunden, um die Geschwindigkeit oder Rate einzustellen, die von dem Geschwindigkeitssteuersystem geliefert werden soll. In diesem Falle nimmt die Auswahlsteuerung die Form von vier zehnteiligen Schaltern 213a, 214a, 215a und 216a an. Für diesen Zweck sind handgesteuerte Schalter zweckmäßig. Jeder der Schalter 213a bis 216a ist auf 10 Stellungen einstellbar, die mit 0 bis 9 bezeichnet werden mögen. Diese Schalter können direkt in Form von Umdrehungen pro Minute, die von dem Geschwindigkeitssteuerungssystem erreicht werden sollen, geeicht sein. Jeder geeichte Geschwindigkeitsbereich kann verwendet werden, das dargestellte Steuerungssystem besitzt den Bereich von 0 bis 9,999 Umdrehungen pru Minute in Stufen von 0,0Oi Umdrehungen pro Minute. Somit werden durch die Schalter 213a bis 216.3 die Einer, Zehntel, Hundertstel und Tausendstel einer Umdrehung pro Minute eingestellt.

Jeder der Schalter 213a bis 216a kann eine Spannung von dem + 5-Anschluß aufnehmen und eine derartige Spannung in ausgewählter Weise den mit 1, 2, 4 und 8 ίο bezeichneten digitalen Steueranschlüssen zuführen, die mit entsprechenden Anschlüssen an zugehörigen Dividierschaltkreisen 213 bis 216 verbunden sind. Indem Spannungen zu verschiedenen Kombinationen der digitalen Anschlüsse geliefert werden, kann das Eingangswort für die entsprechenden Dividierschaltkreise von 0 bis 9 verändert werden.

Die Signalleitung 202 ist mit jedem der Dividierschaltkreise 212 bis 216 verbunden, um so Taktimpulse allen Schaltkreisen zuzuführen. Die Dividierschaltkreise 212 bis 216 sind in Kaskade mittels Signalleitungen 218, 219,220 und 221 verbunden.

Die Dividierschaltkreise 212 bis 216 besitzen Z-Ausgänge, die mit den Eingängen eines vielfach NAND-Verknüpfungsgliedes 224 verbunden sind, das als eine Impulssummiereinrichtung arbeitet.

Der erste Dividierschaltkreis 212 ist fest verdrahtet und besitzt ein digitales Eingangswort von 63. Auf diese Weise sind die Eingänge A, B. C, D, E und F des Dividierschaltkreises 212 mit dem +5-Volt-Anschluß jo verbunden. Diese Eingänge entsprechen den Komponenten von 1, 2, 4, 8, 16 und 32 des Eingangswortes. All diese Eingänge summieren sich auf 63.

Im allgemeinen wird der Z-Ausgang des Digital-

N
Schaltkreises 212 die Frequenz von ίακζλ haben,wobei

J5 "^

fa.K das dem Takteingang zugeführte Signal ist, während Ndas digitale Eingangswort darstellt. Somit ist die Z-Ausgangsfrequenz des Dividierschaltkreises 212 in dem dargestellten System ^ iyJ.Eine genauere Darstellung ist die, daß der Z-Ausgang von 212 aus 63 Ausgangsimpulsen für jeweils 64 Taktimpulse ist. Somit wird jeder 64. Impuls ausgelassen. Die Dekaden-Dividierschaltkreise 213, 214, 215 und 216 sind mit 212 in Kaskade angeordnet. Wenn irgendein Z-Ausgang der Schaltkreise 213 bis 216 Impulse erzeugt, erscheinen diese Impulse in den Leerräumen oder bei den fehlenden Impulsintervallen des Z-Ausganges von dem Dividierschaltkreis 212.

so Wenn die Dividierschaltkreise 212 und 213 zusammen betrachtet werden, kann 213 0 bis 9 von jeweils 10 Lücken füllen, die von 212 gelassen werden. In ähnlicher Weise kann 214 0 bis 9 von jeweils 10 Lücken füllen, die von dem kombinierten Z-Impulsfolgen von 212 und 213 gelassen werden. Wenn M verwendet wird, um die gesamte vierstellige Dezimalzahl auf den handgesteuerten Schaltern 213a bis 216a darzustellen, kann die am Ausgang der Pulssummiereinrichtung 224 erzeugte Frequenz dargestellt werden durch die folgende Gleichung:

630 000 + M
MÖÖÖÖT

Die Z-Ausgangssignale des Dividierschaltkreises sind negative Impulse, die niemals koinzident auftreten, so daß 224 hier· als Impulssummiereinrichtung arbeitet.

Der Ausgang der Impulssummiereinrichtung 224 wird einem Frequenzteilersystem 40 zugeführt, das durch 63 und dann durch 2 teilbar ist. Somit umfaßt das Frequenzteilersystem 40 Zähler 226 und 228, die in Verbindung mit einem Vielfach-NAND-Verknüpfungsglied 230 miteinander verbunden sind, so daß eine Teilung durch 63 erfolgt. Der Ausgang dieses Schaltkreises ist mit dem Takteingang eines /K-Kaskaden-Flip-Flops 232 verbunden, das so angeschlossen ist, daß eine Teilung durch 2 erfolgt. Der Ausgang des Flip-Flops 232 liefert das Bezugsfrequenzsignal R an die Ausgangsleitung 194, die vorher in Verbindung mit F i g. 2d erwähnt wurde.

Infolge der aufeinanderfolgenden Teilungen durch 63 und 2 ist die Frequenz fg des Bezugsfrequenzsignals R gegeben durch die Gleichung

Wie schon angedeutet wurde, teilen die in den Dividierschaltkreisen 212, 213, 214, 215 und 216 enthaltenen Zählschaltkreise die Eingangstaktfrequenz in Faktoren von 64, 10, 10, 10 bzw. 10. Die gesamte Frequenzteilung der Dividierschaltkreise beträgt daher 640 000. Mit einer Eingangsfrtquenz von fJ2 oder 13,44/2 mHz wiederholt sich das Impulsmuster, das von den kombinierten Z-Ausgängen erzeugt wird, zumindest so oft wie

f. 1

Jr =

630000 + M f_x 1

640000

L Mf_x

256 63 · 2 560 000

2 63-2

= 52 500 + M

20

60

Die folgenden drei Beispiele erläutern dieses Verfahren:

Beispiel I

Digitaleingang = 0,000. M = 0. Ausgangsfrequenz

des Verknüpfungsgliedes 224 beträgt _Jo

6300(X) //;
64ÖÖÖÖ \2

d. h. jeder 64.lmpuls fehlt.

/« = 52,5 kHz. ^J>

Beispiel 2

Digiialeingang = 9,999. M = 9999. Ausgangsfrequenz des Verknüpuingsgliedes 224 beträgt

639(KK) //;
640 (KK) \ 2

Jeder 640 (KX). Impuls fehlt.

./« = 52,5 + 9999 (7Λ = 53 333,25 Hz.

2 640000 l

oder 15mal pro Sekunde.

Bei der niedrigsten Einstellung von 0,001 Umdrehungen pro Minute wird die Phase von Rso vorangebracht,

daß die mittlere Frequenz von R um ^, Hz erhöht wird.

Da diese zusätzliche Frequenz mit einer Rate von 15 Phasenschritten pro Sekunde erreicht wird, ist zu erkennen, daß es

, Schritte
Jⁱ⁷

Beispiel 3

Digiialeingang = 0,001. M = I.Ausgangsfrequcn/.dcs Verkniipfungsglicdcs 224 beträgl

630 001
640 (K)(Y

/« = 52 500,08 Hz.

W)

Das Bezugssignal R kann als variables Phasenbezugssignal angesehen werden, in welchem Fall zu erkennen ist, daß die Phase von R tatsächlich in einzelnen Schritten voranschreitet, statt kontinuierlich. Die Systemanordnung kann so manipuliert werden, daß die 65 Größe der Phasenschritte auf irgendeinen beliebig kleinen Wert vermindert wird, wodurch man sich einer kontinuierlichen Phasenverschiebung eng annähert. - J⁷ _ !«n^Schritle Zyklen Zyklus

60 Sek.-

gibt. Für den dargestellten Kodierer sind 500 Zyklen pro Umdrehung oder 259,2 Bogensekunden pro Zyklus vorhanden. Jeder Phasenschritt ist daher äquivalent zu ''59 ~>
~l8(f ⁼ ''-^⁹ Bogensekunden.

Die Anzahl der Phasenschritte pro Kodierzyklus ist eine konstante bei 180 für alle Einstellungen der Umdrehungen pro Minute. Jedoch ist die Anzahl der Stufen pro Sekunde gegeben durch 15M.

Wie oben dargestellt, kann die Anzahl der Phasenschritte in R pro Kodierzyklus durch die Ausführung erhöht werden. In ähnlicher Weise könnte die Anzahl der Phasenschritte pro Sekunde nach Wunsch erhöht werden. Jedoch ergab sich bei der tatsächlichen Verwendung des dargestellten Systems, daß keine offensichtliche Schrittbewegung der Kodierwelle auftrat, selbst bei niedrigster Geschwindigkeitseinstellung von 0,001 Umdrehungen pro Minute. Die mechanischen Zeitkonstanten des Motorkodierrotors ohne irgendeine externe Last betrug ungefähr 50 Millisekunden. Daher werden bei 15 Schritten pro Sekunde oder bei 66 Millisekunden zwischen den Schritten die ohnehin schon außerordentlich kleinen 1,39 Bogensekunden schritte sehr wirksam geglättet.

Unter Berücksichtigung der Anzahl von Veränderungen pro Sekunde im Befehlssignal R sollte man nicht dazu verleitet werden, anzunehmen, daß Fehlerkorrekturen von derartig kleinen Raten erhältlich sind. Der Phasenvergleich von PV und R, der von dem Fehlerrückführsystem bewirkt wird, wird mit 52,5 kHz oder einer höheren Frequenz für alle Einstellungen durchgeführt.

Wie schon vorher in Verbindung mit F i g. 2d crwähni wurde, sind die Ausgangsleitungen 190 und 194 für das phasenveränderliche Signal PV und das Bezugsfrequenzsignal R mit dem kommutierenden Datcnselektor verbunden, der diese Signale zwischen den Ausgangsleitungen 198 und 200 austauschen kann. Der Datenselektor 196 ist Teil der Richtung des Drehsteuerungssystems, die gesteuert werden kann aufgrund des Betriebs des Steuerelements, wie z. B. eines Schalters

240, gezeigt in F i g. 2a Dieser Schalter ist mit CW/CCW bezeichnet, um anzudeuten, daß der Schalter zwischen einer Richtung in Uhrzeigerrichtung und Gegenuhrzeigerrichtung unterscheidet Der Schalter 240 ist mit der Steuerleitung 192 verbunden, die auch in Fig.2a erscheint und mit dem Datenselektor 80 verbunden ist. Der Schalter 240 kann die Steuerleitung 192 mit dem + 5-Volt-Anschluß oder mit Masse verbinden.

Wie schon angedeutet wurde, werden das phasenveränderhche Signal PV und das Bezugsfrequenzsigna! R ίο den Signalleitungen 198 und 200 zugeführt Diese Signale können durch die Wirkung des Datenselektros 196 ausgetauscht werden. Die Signalleitungen 198 und 200 übertragen die Signale zu dem Phasenvergleicher oder Detektorschaltkreis 44, der in Verbindung mit Fig. 1 erwähnt wurde. Einzelheiten zur Darstellung des Phasenvergleicherschaltkreises 44 sind in Fig.2d gezeigt.

2s ist zu erkennen, daß ein Impulserzeugungsschaltkreis 244 in eine der Signalleitungen eingescnaltet ist, in diesem Falle in die Signalleitung 200. Wie zu erkennen ist, umfaßt der Schaltkreis 244 ein NAND-Verknüpfungsglied 244, das mit beiden Eingängen an die Signalleitung 200 angeschlossen ist. Der Ausgang des NAND-Verknüpfungsgliedes 246 ist über einen Impulsformerschaltkreis 248 an einen Eingang eines schmitttriggerartigen NAND-Verknüpfungsgliedes 250 angeschlossen, dessen anderer Eingang mit der Signalleitung 200 verbunden ist. Der Pulsformerschaltkreis 248 umfaßt einen Serienwiderstand 252 und einen Nebenschlußkondensator 254. Das erste NAND-Verknüpfungsglied 246 wirkt als Phaseninverter.

Der Ausgang des schmitt-triggerartigen NAND-Verknüpfungsgliedes 250 ist mit beiden Eingängen eines anderen NAND-Verknüpfungsgliedes 256 verbunden, r> das als ein Phaseninverter arbeitet. Der Ausgang des Vcrknüpfungsgiiedes 256 liefert einen schmalen positiven Ausgangsinipuls für jeden 0-1-Zustandwechsel in dem Signal auf der Signalleitung 200.

Die Funktion des Phasenvergleichers 44 ist die, zwei pulsbreite variable Ausgangssignale LJ und D zu erzeugen, sobald die Signale LJ und D für Auf und Ab stehen. Die LZ-Impulse werden verwendet, um die Geschwindigkeit des Motors 12 zu erhöhen, während die D-Impulse verwendet werden, um die Geschwindigkeit zu erniedrigen. Sowohl der U- als auch der D-Impuls sind negativ und können in ihrer Breite sich von 0 bis '/2 Zyklus des auf der Leitung 198 liegenden Signals verändern. Wenn die Signale auf den Leitungen 198 und 200 genau in Phase liegen, gibt es keinen Impuls > <> LJ oder D und beide Ausgänge bleiben im hohen Zustand. Wenn das Signal auf der Leitung 200 dem Signal auf der Leitung 198 um 0 bis '/2 Zyklus nacheilt, entsteht ein D-Ausgangsimpuls, der eine Breite aufweist, die der Größe der Nacheilung entspricht. v> Wenn umgekehrt das Signal auf der Leitung 200 dem Signal auf der Leitung 198 vorauseilt, entsteht ein in der Breite veränderlicher Ausgangsimpuls LJ, dessen Breite der Vorauseilung entspricht. Es sollte bemerkt werden, daß bei Erzeugung eines Ausgangsimpulses LJ kein t>o Ausgangsimpuls Dentsteht, und umgekehrt.

Der dargestellte Phasenvergleichsschaltkreis 44 benutzt eine Mehrheit von NAND-Verknüpfungsgliedern, die in einem Triggerschaltkreis angeordnet sind. Die Signalleitung 198 ist mit beiden Eingängen eines μ NAND-Verknüpfungsgliedes 260 verbunden, das als ein Phaseninverter arbeitet. Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 260 ist mit einem Eingang eines NAND-Verknüpfungsgliedes 262 verbunden, außerdem mit einem Eingang eines anderen NAND-Verknüpfungsgliedes 264 und mit einem Eingang eines Vielfach-NAND-Verknüpfungsgliedes 266, das als eine Ausgangseinrichtung verwendet wird. Das Verknüpfungsglied 264 besitzt Rückführungsquerverbindungen zu einem NAN D-Verknüpfungsglied 268. Somit ist der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 268 mit dem anderen Eingang des Verknüpfungsgliedes 264 verbunden. Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 264 ist mit einem Eingang des Verknüpfungsgliedes 268 verbunden und ebenso mit einem zweiten Eingang des Vielfach-NAN D-Verknüpfungsgliedes 266.

Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 262 ist mit dem zweiten Eingang des Verknüpfungsgliedes 268 und ebemo mit einem Eingang eines NAND-Verknüpfungsgliedes 270 verbunden, dessen Ausgang mit dem dritten Eingang des Vielfach-NAND-Verknüpfungsgliedes 266 verbunden ist. Das Verknüpfungsglied 270 besitzt Rückführungsquerverbindungen mit einem anderen NAND-Verknüpfungsglied 272. Somit ist der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 272 mit dem zweiten Eingang des Verknüpfungsgliedes 270 verbunden, während der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 270 mit einem Eingang des Verknüpfungsgliedes 272 verbunden ist.

In dem anderen Eingangskanal des Phasenvergleichers 44 ist der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 256 mit dem zweiten Eingang des Verknüpfungsgliedes 262 verbunden, wie ebenso mit einem Eingang eines NAND-Verknüpfungsgliedes 274. Der andere Eingang des Verknüpfungsgliedes 274 ist mit der Signalleitung 198 verbunden. Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 274 ist mit dem zweiten Eingang des Verknüpfungsgliedes 272 verbunden und ebenso mit einem Eingang eines Verknüpfungsgliedes 276, das Rückführungsquerverbindungen mit noch einem anderen NAND-Verknüpfungsglied 278 besitzt. Somit ist der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 278 mit dem zweiten Eingang des Verknüpfungsgliedes 276 verbunden, während der Ausgang des Verknüpiungsgiiedcs 276 mit einem Eingang des Verknüpfungsgliedes 278 verbunden ist. Der andere Eingang des Verknüpfungsgliedes 278 ist mit der Signalleitung 198 verbunden. Der Ausgang des Vielfach-NAND-Verknüpfungsgliedes 266 wird verstärkt, um den Ausgangsimpuls L/mit variabler Breite zu liefern, während der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 276 verstärkt wird, um den Ausgangsimpuls D mit variabler Breite zu liefern.

Somit sind zwei Verstärker 280 und 282 in Kaskade zwischen dem Ausgang des Verknüpfungsgliedcs 266 und einer Ausgangsleitung oder einem Anschluß 284 gelegt. Ein anderer Verstärker 286 ist parallel zum Verstärker 282 geschaltet. In ähnlicher Weise sind zwei Verstärker 288 und 290 parallel zwischen dem Ausgang des Verknüpfungsgliedes 276 und einer Ausgangsleitung 292 angeschlossen, die den D-lmpuls liefert. Die Ausgangsleitung 284 liefert den L/-Impuls.

F i g. 4 illustriert drei Beispiele, um die Erzeugung der Veigleicherausgangssignale LJ und D zu zeigen. In jedem Falle sind die Wellenformen der Signale auf den Leitungen 198 und 200 gezeigt. Diese Signale können nicht das phasenvariable Signal PV und das Bezugsfrequenzsingal R oder umgekehrt sein. Die Phase des Signals auf der Leitung 200 unterscheidet sich von der Phase des Signals auf der Leitung 198. Die schmalen Impulse zum Ausgang des Verknüpfungsgliedes 256 sind aufgezeigt, zusammen mit den invcrtierlen Impulsen von gleicher Wellenform vom Atixunnir Hn-;

Verknüplungsgliedes 274. Diese Kombination der Eingangssignale erzeugt Ausgangsimpulse D in einer Breite, die der Phasendifferenz entspricht. Jeder Ausgangsimpuls D wird durch einen der schmalen Impulse vom Verknüpfungsglied 256 ausgelöst, und er wird durch die nächste negative laufende Kante des Impulses von der Leitung 198 beendet.

Beispiel 2 ist ähnlich zu Beispiel 1, mit der Ausnahme, daß die Phase des Signals auf der Leitung 200 nach . ochts verschoben wurde. Dies vermindert die Breite der Ausgangsimpulse D.

Im Beispiel 3 wurde die Phase der Impulse auf der Leitung 200 um einen zusätzlichen Wert nach rechts verschoben. Infolgedessen werden Ausgangsimpulse U erzeugt, während die D-Impulse ruhen. Der D-Ausgang ist fortlaufend auf 1, d.h. auf seinem hohen Zustand. Jeder der Ausgangsirnpulsc U wird durch eine in?· Negative laufende Kante der Impulse auf der Leitunp 198 ausgelöst und durch den Beginn von einem der schmalen Impulse von dem Verknüpfungsglied 256 beendet.

Wenn die Signale auf den Leitungen 198 und 200 genau in Phase sind, sind sowohl die Signale DaIs auch Uruhend und im hohen Zustand.

Die weitere Verarbeitung der Ausgangssignale Uund D wird durch die in Fig. 2e dargestellten Schaltkreise durchgeführt, um die Steuerung der Geschwindigkeit des Motors 12 zu erreichen. Die U- und D-Signalleitungen 284 und 292 sind in Fig. 2e gezeigt, wie auch in Fig. 2d. Die Signale U und D werden durch den Schaltkreis 300 kombiniert, um ein variables Signal DE mit Auf-Ab-Impulsbreile an einen Ausgangsanschluß 302 zu liefern. Wie dargestellt ist, umfaßt der Schaltkreis 300 einen Transistor 304, der zwischen der fJ-Signaüeitung 284 und dem Ausgangsanschluß 302 angeordnet ist. sowie aus zwei Transistoren 306 und 308, die zwischen der D-Signalleitung 292 und dem Ausgangsanschluß 302 in Kaskade angeschlossen sind. Wenn das Ausgangssignal U aktiv ist. ist das kombinierte Signal DE ein positiver 2.5-Volt-lmpuls von variabler Breite. Wenn das Ausgangssignal D aktiv ist, ist das kombinierte Signal DE ein negativer 2,5-Volt-Impuls von variabler Breite. Wenn die Signale auf den Leitungen 198 und 200 genau in Phase liegen, sind sowohl D wie Uruhend und im hohen Zustand und das kombinierte Signal DEist 0.

F i g. 2e zeigt die Einzelheiten des Schaltkreises 300. Der ty-Anschluß 284 ist mit der Basis des Transistors 304 über einen Widerstand 310 parallel mit einem Kondensator 312 verbunden. Der Emitter des Transistors 304 ist mit dem +5-Volt-Anschluß verbunden, während der Kollektor über einen Widerstand 314 mit dem Ausgangsanschluß 302 verbunden ist. Ein Widerstand 316 ist zwischen dem +5-Volt-Anschluß und der Basis des Transistors 304 angeschlossen. Wie aus der Zeichnung zu ersehen ist, ist eine Schottky-Diode 318 zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 304 eingeschaltet, um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen.

Die mit dem Transistor 306 verbundenen Komponenten sind in der gleichen Weise angeordnet, wie die mit dem Transistor 304 verbundenen Komponenten und wurden daher mit den Bezugszahlen 310a, 312a, 314a. 316a und 318a bezeichnet, so daß die vorausgehende Beschreibung auch hier zutrifft Jedoch ist der Widerstand 314a mit der Basis des Transistors 308 verbunden, dessen Kollektor mit dem Ausgangsanschluß 302 über einen Widerstand 320 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 308 ist mit dem - 5-Volt-Anschluß verbunden. Ein Widersland 322 liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 308. Der Transistor 308 wirkt als ein Phaseninverter, so daß die D-Signale negative Impulse am Anschluß 30? 3. erzeugen, wahrend die fASij'nale positive lnipulic erzeugen.

Wenn es zwischen dem Bezugsfrequen/signal R und dem phasen veränderlichen Signal PV einen Phasenfehler gibt, enthalt das kombinierte¹ AusgangäMgnul DE

H) eine Gleichstromkomponente, die direkt proportional zu dieser.! Phasenfehler ist. Die Gleichstromkomponente verändert sich mit irgendeiner Änderung in diesem Phasenfehler. Zusätzlich zu dieser Gleichstromkomponente enthält das kombinierte Ausgangssignal DE im wesentlichen Komponenten von 52,5 kHz oder höher, die sich aus dem Bezugsfrequenzsignal R und dem phasenveränderiithen Signal PV ergeben. Es sei daran erinnert, daß diese Signale eine Frequenz von 52,5 kHz oder größer haben. Im allgemeinen enthält das kombinierte Ausgangssignal DE also alle höheren integralen multiplen Übereinstimmungen des Signals von 52,5 kHz oder höher.

In der erläuternden Schaltung der Fig. 2e ist ein Filter 330 vorzugsweise angewendet, um die Komponcnten mit höherer Frequenz auszuscheiden, um so das Gleichstromfehlersignal, das in dem kombinierten Signal DE enthalten ist, abzutrennen oder wiederzugewinnen. Wie dargestellt ist, nimmt das Filter 330 die Form eines aktiven Tiefpaßfilters der dritten Ordnung an. wobei ein Operationsverstärker 332 benutzt wird. Wie dargestellt ist. sind drei Filterwiderstände 334, 336 und 338 in Serie zwischen dem Ausgangsanschluß 302 und einem Eingang des Operationsverstärkers 332 angeschlossen. Eine Filterkapazität 340 ist /wischen Masse und dem Verbindungspunkt der Widerstände 334 und 336 gelegt. Ein zweiter Filterkondensator liegt zwischen dem ersten Eingang des Verstärkers 332 und Masse. Eine Rückführungsleitung 344 ist zwischen dem Ausgang und dem anderen Eingang des Verstärkers 332 angeschlossen. Zusätzlich gibt es einen Rückführungskondensator 346. der zwischen dem Ausgang und der Verbindung zwischen den Widerständen 336 und 338 liegt.

Das dargestellte Filter 330 besitzt einen Verstärkungsfaktor von I innerhalb seines Durchlaßbereiches und ist so geeicht, daß sein Drei-Decibel-Dämpfungspunkt bei ungefähr 5 kHz liegt. Somit weist das Filter wirksam alle Komponenten bei 52,5 kHz und bei höheren Frequenzen zurück, während bei niedrigen Frequenzen ein verhältnismäßig breiter Durchlaßbereich besteht, um einen großen Bereich für zu kodierende Umdrehungen pro Minute zu liefern. Abgesehen von diesem weiten Durchlaßbereich besitzt das Filter eine minimale Phasenverschiebung im Durchlaßbereich für das Steuersystem. Die hohe Kodiermodulationsfrequenz von 52,5 kHz und größer ermöglicht einen großen Frequenzabstand zwischen der Modulationsfrequenz und der höchsten Dekodierpositionsfehlerfrequenz.

Das Zählersignal am Ausgang des Filterverstärkers 332 wird mit E bezeichnet Dieses Zählersignal E wird dem Motorsteuerschaltkreis 46 zugeführt, dessen Einzelheiten in Fig.2e dargestellt sind. In dieser Ausführungsform verwendet der Motorsteuerschaltkreis 46 einen Leistungsverstärker 350 von der Bauart eines Operationsverstärkers, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Filterverstärkers 332 durch einen Kompens'itionsschaltkreis 352 verbunden ist der aus

einem Widerstand 354 parallel >;u einer Serienschallung eines anderen Widerstandes 356 und eines Kondensators 358 besteht. Der Schaltkreis 352 kann auf Wunsch modifiziert werden, um die Stabilität der Motorsteuerung zu verbessern. Ein Widerstand 360 is', zwischen Masse und dem anderen Eingang des Verstärkers 350 angeschlossen.

Der Motor 12 umfaßt eine Serienschaltung zwischen dem Ausgang des Verstärkers 350 und Mas.se. Ein derartige) .Serienschaltkreis umfaßt eine Induktivitätsspule 362, die durch einen Widerstand 364 nebengeschlossen ist, den Motor Yl und zwei Widerstände 366 und 368 in Parallelschaltung. Ein Kondensator 370 ist dem Motor 12 parallel geschaltet. Ein Rückführungswiderstand 372 liegt zwischen dem ersten Eingang des Verstärkers 350 und der Verbindung zwischen dorn Motor 12 und den Widerständen 366 und 368. Somit ist der Motor 12 in der Rückführungsleitung des Verstärkers 350 eingeschlossen. Ein kleiner Filterkondensator 374 ist zwischen der hohen Seite des Motors 12 und Masse angeschlossen. Leislungsquellenfilterkondensatoren 376 und 378 sind ebenfalls mit dem Verstärker 350 verbunden.

Unter der Annahme, daß das Gleichstromfehlersignal D von dem Signal DE ohne wesentliche Phasenverschiebung vollständig wiedergewonnen wurde, ergibt sich für das Fehlersignal farn Ausgang des Verstärkers 332 die folgende Beziehung:

E = 5(X)O .I"*-" "l* 2,5 Volt

2 η

In diesem Ausdruck bedeutet Qi den Dekodierwellenwinkel in Bogengraden; 5000 Qi; ist der Phasenwinkel innerhalb eines Kodierscheibenmusterzyklus. 5000 Θ« ist der Phasenwinkel, der mit dem Kommandooder Bezugssignal R verbunden ist, während 5000 ^(H*-,~ ^W/)den Bruchteil des fi-Zyklus darstellt, der

äquivalent zur Breite des DE-lmpulses ist.

Das Fehlersignal E vom Ausgang des Filterverstärkers 332 dient als Eingang für die Steuerschleifenkompensationsschaltung 352 und für den Leistungsverstärker 350. Der Motor 12 ist in der Rückführungsschleife des Leistungsverstärkers in einer Weise angeschlossen, daß sich ein nahezu konstanter Antriebsstrom für den Motor ergibt. In guter Näherung kann angenommen werden, daß der Motorstrom gleich ist der Spannung V₄ am Verstärkerausgang, geteilt durch den effektiven Widerstand Ra. Der Motorstrom /steht in Beziehung zu Fgemäß der folgenden Gleichung:

R₁

In diesen Ausdrucken bedeutet ~ den proportionalen

Verstärkungsfaktor und R_F C ist ungefähr der Gewinnfaktor des abgeleiteten Weges.

Für den unteren Bereich der Einstellungen für die Umdrehungen pro Minute, die wie erwähnt, von 0 bis 9,999 Umdrehungen pro Minute reichen, ist die rückläufige elektromotorische Kraft des Motors normalerweise kein signifikanter Faktor. Zum Beispiel wurde bei der praktischen Ausführung ein Motor verwendet, der eine Gencratorkonstante von 5,45 Volt pro 1000 Umdrehungen pro Minute aufwies, so daß für die maximale Drehgeschwindigkeit von 10 Umdrehungen pro Minute dieser Motor nur eine Spannung von 54,5 Millivolt erzeugt. Auch die Anwendung eines Konsiantstromantriebes führt zu einer Beseitigung des Einflusses der Motorinduktanz.

Unter Zusammenfassung der verschiedenen Übertragungsfunktionen, die oben genannt wurden, ergibt sich folgende Beziehung:

T_U =

R₄

wobei 7a/uüs von dem Motor erzeugte Drehmoment ist, /Cfdie Drehmomenlkonstante in Drehmomenteinheiten pro Ampere und V die Spitzenimpulsspannung, die am Ausgangsanschluß 302 der F i g. 2e erscheint.

F i g. 5 zeigt Motorsteuerschaltungen, die die gleichen sind, wie sie in Fig. 2e dargestellt wurden, mit der Ausnahme, daß der Kompensationsschaltkreis 352 ersetzt wird durch eine verbesserte einstellbare Kompensationsschaltung 382, die es ermöglicht, verschiedene Bedingungen in der Motorgeschwindigkeitssteuerschleife zu kompensieren. Es ist zu erkennen, daß der einstellbare Kompensationsschaltkreis 382 drei Signalwege umfaßt, die parallel zwischen dem Ausgang des Tiefpaßfilterverstärkers 332 und dem Eingang des Leistungsverstärkers 350 angeschlossen sind. Somit liefert der einstellbare Kompensationsschaltkreis 382 einen proportionalen Steuerweg 384, einen Ableit- oder Ratensteuerweg 386 und einen integralen Steuerweg 388. Die drei Steuerwege 384, 386 und 388 benutzten Operationsverstärker 390,392 und 394.

In der in F i g. 5 dargestellten Ausführungsform ist der Ausgang des Filterverstärkers 332 über einen Widerstand 396 mit einem Eingang des Operationsverstärkers 390 in dem proportionalen Steuerweg 384 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 390 ist mit einem Potentiometer 398 verbunden, dessen Schleifkontakt mit dem Eingang des Leistungsverstärkers 350 über einen Widerstand 400 verbunden ist. Der andere Eingang des Operationsverstärkers 390 ligt über einem Widerstand 402 parallel mit einer Kapazität 404 an Masse. Ein Rückführungswiderstand 406 ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers 390 und dem ersten Eingang angeschlossen.

In dem Differentialsteuerweg 386 befindet sich ein Widerstand 408 und ein Kondensator 410 in Serie zwischen dem Ausgang des Filterverstärkers 332 und einem Eingang des Operationsverstärkers 392. Ein Widerstand 412 liegt zwischen diesem Eingang und Masse. Ein anderer Widerstand 414 ist zwischen dem anderen Eingang und Masse angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 392 ist mit einem Potentiometer 416 verbunden, dessen Schleifkontakt über einen Widerstand 418 am Eingang des Leistungsverstärkers 350 liegt Ein Rückführungswiderstand 420 ist parallel mit einem Rückführungskondensator 422 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 392 und dem ersten Eingang angeschlossen.

In dem Integralsteuerweg 388 liegt ein Widerstand 424 zwischen dem Ausgang des Filterverstärkers 332 und einem Eingang des Operationsverstärkers 394. Ein Widerstand 426 ist zwischen dem anderen Eingang und Masse angeschlossen. Hier wiederum ist der Ausgang des Verstärkers 394 an ein Potentiometer 428

angeschlossen, dessen Schleifkontakt mit dem tingang des Leistungsverstärkers 350 über einen Widerstand 430 verbunden ist. Um eine Integrationswirkung /u erhalten, ist ein Rückfühi ungskondensator 432 zwischen dem Ausgang und dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 394 gelegt.

Durch Einstellung der Potentiometer 398,416 und 428 ist es möglich, entweder eine proportionale, eine differenzierende oder eine integrierende charakteristische Antwort zu erhalten, oder auch irgendeine gewünschte Kombination aus diesen Charakteristiken.

Auf diese Weise ist es möglich, Veränderungen der Trägheit oder anderer Eigenschaften der von dem Motor 12 angetriebenen Last zu kompensieren. Weiterhin kann auch eine Kompensation für andere Bedingungen in der Motorgeschwindigkeitssteuerschleife erhalten werden. Das veränderliche Kompensationssystem 382 macht es möglich, einen stabilen Betrieb des Geschwindigkeitssteuerungssystems unter veränderlichen Bedingungen zu erhalten. Daher ist die in Fi g. 5 dargestellte Ausführungsform im allgemeinen gegenüber der Fig.2e dargestellten Ausführungsform vorzuziehen. Die proportionalen, differenziellen und integralen Einstellungen liefern Einrichtungen für die Optimierung des Steuersystems und für eine weitere Anwendung.

F i g. 6 illustriert ein Kaskaden-Steuerungssystem, das einen Haupt-Kodierer 440 und einen Neben-Kodierer 442 verwendet, die phasenveränderliche Ausgänge PVm und PV besitzen, die mit den zwei Eingängen des Phasenkomperators oder Detektors 44 verbunden sind, der der gleiche sein mag, wie er in Verbindung mit den F i g. 1 und 2 beschrieben wurde. Der phasenveränderliche Ausgang PFm des Haupt-Kodierers 440 wird anstelle des Bezugsfrequenzsignals R benutzt, das beim System der F i g. 1 und 2 verwendet wurde.

In dem Kaskadensystem der Fig.6 folgt der Neben-Kodierer 442 der Bewegung des Master-Kodierers 440. Der Neben-Kodierer 442 kann in der gleichen Weise angeordnet werden, wie es in Verbindung mit den F i g. 1 und 2 beschrieben wurde. Sowohl der Haupt-Kodierer 440 als auch der Neben-Kodierer 442 beziehen ihre Modulationsfrequenz oder Zeitbasis von den Schaltkreisen, die den stabilen Oszillator 20, die Frequenzteiler 22 und den Quadraturausgangsschaltkreis 24 umfassen, die alle in der gleichen Weise angeordnet sind, wie es in Verbindung mit Fi g. 1 und 2 beschrieben wurde. Die Modulationsfrequenzsignale können bei 52,5 kHz oder bei einer anderen geeigneten Frequenz liegen.

Der Neben-Kodierer 442 kann die Kodierzerhacker oder Modulatoren 26, die Kodierfotozellen 18, den Verstärker 28, den Zerhackerspitzenunterdrückerschaltkreis 30, das Tiefpaßfilter 32 und den Nulldurchgangsdetektor 34 umfassen, die alle in der gleichen Weise aufgebaut sein mögen, wie in Verbindung mit Fig. 1 und 2 beschrieben wurde. Die Schaltkreise der F i g. 2a, 2b und 2d sind voll auf das Kaskaden-System der F i g. 6 anwendbar.

Der Haupt-Kodierer 440 der Fig. 6 umfaßt einen anderen vollständigen Satz von Kodierkomponenten, die die gleichen sein können, wie die Kodierzerhacker 26, die Kodierfotozellen 18, der Verstärker 28, der Zerhackerspitzenunterdrückerschaltkreis 30, das Tiefpaßfilter 32 und der Nulldurchgangdetektor 34, wie in Verbindung mit Fi g. 1 und 2 beschrieben. Die genauen Schaltkreise können die gleichen sein, wie in Fig.2b dargestellt.

Statt der Benutzung der Motoisleuerungsschaltkreise gemäß F i g. 2e benutzt die Kaskaden-Ausführungslorm der F i g. 6 eine modifizierte Motorsteuersuhaltung 444, die ihr Eingangssignal von den U- und D-Ausgangslei-

■5 tungcn 284 und 292 des Phasenvergleichers 44 bezieht. Somit werden die Impulse U und D direkt der Motorsteuerschaltung 444 zugeführt. Die U- und D-Ausgangsleitungen 284 und 292 sind in den F i g. 2d wie auch in F i g. 6 gezeigt.

ίο Der Motorsteuerschaltkreis 444 der Fig. 6 benutzt Duplikattransistorschaltkreise für die U- und D-Impulsc. wobei jedoch deren Ausgänge entgegengesetzt polarisiert sind, so daß die L/-Impulse den Motor 12 veranlassen, sich in eine Richtung zu drehen, während die D-Impulse den Motor veranlassen, sich in entgegengesetzter Richtung zu drehen. Entsprechenden Komponenten der U- und D-Transistorschaltkreise wurden die gleichen Bezugszahlen in Fig. 6 gegeben, unter Hinzufügung der Indexe U und D, so daß die folgende Beschreibung des LZ-Transistorschaltkreises auch auf den D-Transistorschaltkreis zutrifft.

Die L/-Ausgangsleitung 284 des Phasenvergleichers 44 ist also über einen Widerstand 446U mit der Basis eines Transistors 448 U verbunden. Ein anderer Widerstand 450L/ ist von der Basis zu einem +20-Volt-Anschluß geführt. Ein Lastwiderstand 452L/ ist zwischen dem Emitter des Transistors 448/7 und dem +20-Volt-Anschluß geschaltet. Die Widerstände 454L/und 456t/ sind zwischen dem Kollektor des Transistors 448L/ und

jo Masse angeschlossen.

Die Basis eines zweiten Transistors 458L/ist mit der Verbindung zwischen dem Transistor 454U und 456(7 verbunden. Der Emitter des Transistors 45SU ist an Masse angeschlossen, während der Kollektor an der einen Seite eines Motorschaltkreises 460 liegt, der aus dem Motor 12, einem Widerstand 462 in Serie mit dem Motor und der Serienschaltung aus einem Widerstand 464 und einer Kapazität 466 besteht, die parallel zur Serienkombination des Motors 12 und des Widerstands 462 liegen.

Die andere Seite des Motorschaltkreises 460 ist mit dem Kollektor eines dritten Transistors 468L/ verbunden, dessen Basis am Emitter des Transistors 448L/liegt. Der Emitter des Transistors 448L/ ist über einen Widerstand 470U mit dem +20-Volt-Anschluß verbunden.

In den Transistoren 448L/. 458U und 468L/ werden Ströme auf Grund der LZ-Impulse erzeugt. Der Strom durch die Transistoren 458i7und 468U fließt durch den Motor 12 und veranlaßt ihn, in einer Richtung sich zu drehen. Andererseits verursachen die D-Impulse einen Motorstrom in anderer Richtung, so daß der Motor veranlaßt wird, sich in entgegengesetzter Richtung zu drehen. Die Kollektoren der Transistoren 458D und 468D sind mit gegenüberliegenden Seiten des Motorschaltkreises 460 verbunden, mit einer Polarität, die umgekehrt ist relativ zu der Polarität der Anschlüsse zwischen dem Motorschaltkreis und den Transistoren 458 L/und 468 i/

In dem Kaskaden-System der Fig.6 empfangen sowohl der Haupt-Kodierer 440 als auch der Neben-Ko^ dierer 442 die gleichen Eingangssignale X, X, Y und Y, die Sinus- und Kosinuskomponenten, Sinus wt und Kosinus wt, enthalten. Der Haupt-Kodierer440 und der Neben-Kodierer 442 erzeugen getrennte phasenveränderliche Ausgangssignale PV_M und PV_S die Sinus (wt+&M) und Sinus (wt+B_s) entsprechen. Wenn die Kodierer nicht rotieren, besitzen diese phasenveränder-

lichen Signale genau die gleiche Frequenz.

Die phasenveränderlichen Signale werden den Eingängen des Phasenvergleichsschaltkreiscs 44 zugeführt. Die Ausgangsinipulse U und D von dem Phasenvergleicher 44 veranlassen den Motor 12, sich in entgegengesetzte Richtungen zu drehen Der Motor 12 ist mechanisch an der Neben-Kodierscheibe oder ein anderes Glied angeschlossen. Wenn die Haupt-Kodierscheibe durch irgendeine unabhängige Rinrichtung gedreht wild, wie z. R. einem unabhängigen Motorantrieb, folgt der Neben-Kodierer dem Haupt-Kodierer sowohl hinsichtlich Geschwindigkeit als auch hinsichtlich Phase. Das Kaskaden-Steuersystem arbeiiei bis herab zur Geschwindigkeit υ in einer kontinuierliceh veränderlichen nichisfufenförniigen Weise.

Das Kaskadcnsysiem der F i g. 6 kann als ein elektronisches Getriebesystsm benutzt werden, indem Haupt- und Neben-Kudierer unterschiedlicher Auflösung verwendet werden.

In dem Motorsteuerkreis 444 der Fig. 6 wird der Motorstrom gesrhahei. Dieser Mutorsteuerschaltkreis besitzt eine Vielzahl von Anwendungen und ist nicht auf ein System begrenzt, das einen Kaskaden-Arbeitsbetrieb besitzt. So kann der Motorsteuersciialtkreis 444 der Fig. 6 auch in Verbindung mit größeren Motoren benutz; werden, an Stelle des Gleichstromleistungsverstärkerschaltkreises 46, der in Fig. 2e und 5 gezeigt ist, und umgekehrt.

Bei dem Geschwindigkeitssteuersystem der Fig. 1 und 2 kann der Bezugsfrequenzgenerator als ein synthetischer übergeordneter Hauptgenerator zur Steuerung der Geschwindigkeit und der Phase des motorgetriebenen Kodierers angesehen werden. Andere modifizerte synthetische Hauptgeneratoren können auf Wunsch benutzt werden, z. B. kann der Bezugsfrequenzgenerator durch einen einfachen veränderlichen Frequenzoszillator ersetzt werden, jedoch besitzt ein derartiger Oszillator gewöhnlich eine niedrige Stabilität, so daß eine genaue Steuerung der Geschwindigkeit und der Phase des motorbetriebenen Kodierers schwierig zu erreichen ist. Statt der Benutzung des Dividierschaltkreissystemes der Fig. 2c kann das Bezugsfrequenzsignal auch durch Benutzung von Quadratsignalen niedriger Frequenz erzeugt werden, um ein Signal bei der K&diereingangsfrequenz zu modulieren, wie z. B. bei 52,5 kHz. Die Quadratursignale niedriger Frequenz können erzeugt werden, indem logische Verknüpfungsglieder und eine Zählerkette benutzt werden, die von einem Oszillator mit variabler Frequenz angetrieben werden, der in einem niedrigen Frequenzbereich arbeitet. Die Quadratursignale niedriger Frequenz können mit Signalen bei der Kodiereingangsfrequenz in einer Weise kombiniert werden, die ähnlich ist zu dem Modulationssystem, das für den Kodierer benutzt wird. Auf diese Weise kann ein synthetisches phasenvariables Haupt-Signal erzeugt werden. Dieses Signal wird in der gleichen Weise benutzt, wie das Bezugsfrequenzsignal der F i g. 1 und 2.

Fig. 7 illustriert ein anderes System 480, das zu dem System 38 der F i g. 2c Ähnlichkeit aufweist, um ein Bezugsfrequenzsignal zu erzeugen, jedoch mit der Vorsorge für direkte externe Digitalsteuerung über der Bezugsfrequenz. Die externen digitalen Steuerungssignale können von einem Computer oder einem externen Steuersystem geliefert werden. Der Computer kann so programmiert werden, daß er Profile unterschiedlicher Geschwindigkeit erzeugt. Zum Beispiel kann ein gleichförmig abgestuftes digitales Eingangswort benutzt werden, um einen niedrigen Wert von konstanter Beschleunigung anzunähern.

Das System 480 der F i g. 7 liefert sowohl eine externe Digiiiiisteuerung als auch eine interne Steuerung durch Schalter 213«·/, 214;/. 215.7 und 216.7 Der Übergang von interner zu externer Steuerung kann mittels der Betätigung einer geeigneten Auswahleinrichtung erfolgen, die als Selektorschalter 4PO dargestellt ist, die einen Satz von integrierten Daten-Selektorschaltkreisen 483,

ίο 484, 485 und 486 steuert, die zwischen den Schaltern 213;; bis 216s und den Dividierschaltkreisen 213 bis 216 angeschlossen sind. Die Daten-Selektoren 483 bis 486 wirken als viclpoligc doppelzügige Schalter. Wie gezeigt, besitzt jeder der Daten-Selektoren 483 bis 486

-, -, vier Ausgangsanschlüsse 1 Y, 2 Y. Ϊ Y und 4 Y. die mit den vier Eingangsanschlüssen der entsprechenden Dividierschahkreise 213 bis 216 in Verbindung stehen. Zusätzlich besitzt jeder Daten-Selektor 483 bis 486 erste und zweite Säl/.e vor. Eingangsanschlüssen 1/4, 2/4, IS,

2B. IC, 2C. \D und 2Ό. feder dieser Kontrollschalter 213.7 bis 216,7 ist mit dem zweiten Satz von Eingangsanschlüssen 2.4, 2ß, 2C und 2D des entsprechenden Daten-Selektors verbunden.

Wie zu jedem der Daten-Selektoren 483 bis 486 werden die Eingangsanschlüsse \A, Iß, IC und ID zu externen digitalen Eingangsanschlüssen herausgebracht. Im Falle des Daten-Selektors 483 sind diese externen digitalen Eingangsanschlüsse mit 483,7 bis d bezeichnet. In ähnlicher Weise sind die externen digitalen Eingangsanschlüsse für die anderen Daten-Selektoren 484, 485 und 486 mit 4MA-D. 485,4 -D und 486/4 — D bezeichnet. Die externen digitalen Eingangsanschlüsse können mit einem Computer oder mit einem externen Steuersystem verbunden werden, um digitale Eingangsworte für die Ratenmultiplikatoren 213 bis 216 zu liefern.

Wenn der Selektorschalter 481 sich in einer externen Stellung befindet, werden die Auswahlanschlüsse 5 der Daten-Selektoren 483 bis 486 mit Masse verbunden, so daß die externen digitalen Eingangsanschlüsse ausgewählt sind. Wenn der Schalter 481 sich in seiner internen Position befindet, sind die 5-Anschlüsse mit dem + 5-Volt-Anschluß verbunden, so daß die internen Steuerschalter 213a bis 216.7 ausgewählt sind.

Das System 480 der Fig. 7 liefert auch einen manuellen Stufeneingang, wobei die 0-Ste!lung der Phasendifferenz zwischen dem phasenveränderlichen Signal PV und dem Bezugsfrequenzsignal R in kleinen Stufen verändert werden kann, indem eine geeignete Steuerung von Hand betätigt wird, wie z. B. in Form eines Druckknopfschalters 490 dargestellt ist. Einschalten des Schalters 490 betätigt den Schaltkreis 492, der einen oder mehrere Impulse zu dem Bezugsfrequenzsignal R hinzufügt. In diesem Falle fügt der Schrittschaltkreis 492 einen einzigen Impuls in einen der Leerräume der Impulsfolge hinzu, durch den der Druckknopfschalter 490 geschlossen wird.

Die von dem Schaltkreis 492 hinzugefügten Impulse werden von dem Ausgangsanschluß En des Dividier-Schaltkreises 216 abgeleitet. In diesem Falle ist der Ausgangsanschluß mit dem einen Eingang eines NAND-Verknüpfungsgliedes 494 verbunden, dessen anderer Eingang mit dem + 5-Volt-Anschluß verbunden ist.

In der Ausführungsform der F i g. 7 ist eine Seite des Druckknopfschalters 490 mit Masse verbunden, während die andere Seite mit dem Takteingang des /-/v-Kaskaden-FIip-FloDS 496 verbunden ist. Ein Wider-

stund 498 ist ebenfalls zwischen dem Takteingang und dem +5-Volt-Anschluß angeschlossen. Der (^-Ausgang des Flip-Flops 496 liegt an dem einen Eingang eines NAND-Vcrknüpfungsgliedes 500. dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Verknüpfungsgliedes 494 verbunden ist. Wenn der Druckknopfschalter 490 geschlossen wird, wird der Flip-Flop 496 ausgelöst, so daß der erste Eingang des Verknüpfungsgliedes 500 auf einen hohen Zustand geht. Somit wird das Verknüpfungsglied 500 in Bereitschaft gesetzt, den nächsten Impuls von dem Verknüpfungsglied 494 hindurchzulassen. Ein derartiger Impuls wird von dem Ausgang des Dividierschaltkreises 216 erhalten, der kurze Ausgangsimpulse mit einer niedrigen Wiederholungsfrequenz erzeugt.

Die Impulse, die durch das Verknüpfungsglied 500 passieren, werden zu einem der Eingänge des Vielfach Eingangs-NAND-Verknüpfungsgliedes 224 über die Leitung 502 geleitet. Es sei daran erinnert, daß das Verknüpfungsglied 224 als eine Impulssummiereinrichtung arbeitet. Somit werden zu dem Verknüpfungsglied 224 durch die Leitung 502 übertragene einzelne Impulse zu der Ausgangsimpulsfolge in einem Leerraum in einer derartigen Impulsfolge hinzugefügt.

Der Ausgangsimpuls von dem Verknüpfungsglied 500 wird auch verwendet, um den Flip-Flop 4% zurückzustellen, um so das Verknüpfungsglied 500 zu schließen. Um diese Rückstellwirkung zu erreichen, sind beide Eingänge eines NAN D-Verknüpfungsgliedes 504 mit dem Ausgang des Verknüpfungsgliedes 500 verbunden. Das Verknüpfungsglied 504 ist als Phaseninverter benutzt. Der Ausgang des Verknüpfungsgliedes 504 ist mit einem monostabilen Flip-Flop 506 verbunden, das seinen Ausgangsimpuls an eine Leitung 508 liefert, die zum Löschungseingang des Flip-Flops 496 zurückgeführt ist. Hiermit löscht der Impuls des monostabilen Flip-Flops 506 den Flip-Flop 496. daß dessen Q-Ausgang auf 0 geht. Dies schließt das Verknüpfungsglied 500.

Die Hinzufügung des Impulses durch den Betrieb des Druckknopfes 490 bewirkt eine kleine Änderung in der O-Stel!ung der Phasendifferenz zwischen dem phasenvariablen Signal und dem Bezugsfrequenzsignal. Somit kann die 0-Stellung eingestellt werden, indem alle Schalter 213a bis 216a auf 0 gestellt werden, daraufhin der Druckknopf 490 betätigt werden kann, um die 0-S:ellung einzustellen. Durch Einführen eines Zählers in den Rückstellkreis kann der Pulsaddierschaltkreis so angeordnet werden, daß er mehr als einen Impuls nach dem Drücken des Druckknopfes 490 liefert.

Das Geschwindigkeitssteuerungssystem der F i g. 1 und 2 birgt den wichtigen Vorteil, daß es in der Lage ist, eine kontinuierliche Steuerung für Teilerverhältnisse zu liefern, die beliebig nahe bei 0 Umdrehungen pro Minute liegen, d. h., mit keiner merklichen Stufenwirkung. Bekannte Systeme, die in der Nähe oder bei 0 Umdrehungen arbeiten können, hatteji den Nachteil, daß die Bewegung des Kodierers in Sprüngen voranschritt.

Weiterhin besitzt die Geschwindigkeitssteuerung der vorliegenden Erfindung die Fähigkeit, eine größere momentane Genauigkeit zu erreichen, als es bisher der Fall war. Das erfindungsgemäße System kann die Genauigkeit besitzen, die der präzisen Lageinformation des hoch auflösenden Kodierers eingegeben ist, ohne daß jedoch ein Quantisierungsfehler eines digitalen Kodierers auftritt. Zum Beispiel mag ein 20-Bit-Digitalkodierer einen Informationskantenverschiebungsfehler von 0,7 Bogensekunden aufweisen sowie einen Quanti sierungsfehler von 1,23 Bogensekunden. Unter ver gleichbaren Bedingungen hinsichtlich der Kodierscheibe, der Lagerungen, der dualen Auslesestationen unc andere Faktoren besitzt das Steuerungssystem der vorliegenden Erfindung vergleichbare Positionsabfühlfähigkeit und erreicht somit eine Genauigkeit vor ungefähr 0.7 Bogensekunden. Die Genauigkeit unc Wiederholbarkeit der Positionsmessungen könner

ίο geringer sein, als die Zahl von 0,7 Bogensekunden und ist nur begrenzt durch die Unsicherheit, die durch Rauschen eingeführt wird. Diese Angaben sollter jedoch nicht dahin mißverstanden werden, daß die Stellung der Dekoclierwelle für alle Wellenbelastunger auf einem Fehler von 0,7 Bogensekunden gehalter werden kann. Der Fehlerfaktor hängt von dei jeweiligen Motorcharakteristik, der Systemverstärkung sowie von der Art des störenden Einflusses externei Kodiermotorwellenbelastung ab.

Der Durchschnittsfachmann wird erkennen, daß die angegebenen Arten und Werte der Bauteile starker Änderungen unterworfen werden können, um sich der jeweiligen Bedingungen und Notwendigkeiten anzupassen. Jedoch werden im folgenden Werte und Arten

2> vorgeschlagen, die für den Fachmann von Hilfe sein können, um die ve liegende Erfindung auszuführen.

Transistoren	Typ
und integrierte
Schaltkreise
50	SN 74 S 00
52	SN 74 S 00
64	SN 74 S 00
68	SN 74163
70	SN 7473
72	SN 7473
74	SN 747J
76	SN 7473
78	SN 7473
80	SN 74157
82	SN 7400
84	SN 7400
88o-i/	MPS918 (2N918)
92'	MC 1530
114	CM 641
116	2 N 3823
120	2 N 2907
122	2N918
150	MC 1530
174	LM 311
196	SN 74157
212	SN 7497
213-216	SN 74167
224	SN 7430
226	SN 74163
228	SN 74163
230	SN 7430
232	SN 7473
246	SN 7400
250	SN 7413
256	SN 7400
260	SN 7400
262	SN 7400
264	SN 7400
266	SN 7420
268	SN 7400

Fortsetzung

Transistoren	Typ	Ohm
und integrierte
Schaltkreise
270	SN 7400 N
272	SN 7400 N
274	SN 7400
276	SN 7400N
278	SN 7400 N
280	SN 7406 N
282	SN 7406 N
286	SN 7406 N
288	SN 7406 N
290	SN 7406 N
304	2 N 3908
306	2 N 3908
308	2N918
332	LH 2208
350	MC 2000
390	LH 2208
392	LH 2208
394	LH 2208
4480, 448 U	2N4918
458 £>, 458 d/	MJE3055
468 Z>, 468 {/	2N3792
483-486	74157
494	SN 74 S 00
496	SN 7473
500	SN 74 S 00
504	SN 7400
506	SN 74121
Widerstände

56

92 a-d 94 a-d

100ö-</
104 a-d

94'

96'
100' 102' 110 124 126 130 134 136 140 142 146 154 156 158 160 168 178 180 182 184 186
252
310, 31Oo

1 K 1OK 47 K

1 K

IK

1OK

1OK

IK

33

1OK

4,7 K

1.5 K 4,7 K 1 K 2K 1OK 470

5.6 K

2.7 K 2,7 K

2.7 K 1OK 33 2K

1.8 K 200 47 K 2K 300 3K

10

20

JO

35

55

60

Widerstände	Ohm
314,314 a	510
316,316a	2,2 K
320	510
322	2,2 K
334	1OK
336	1OK
338	1OK
354	5,1 K
356
360	4,7 K
364	22
366	1
368	1
372	5,1 K
396	1OK
398	1 K
400	5,1 K
402	1OK
406	100 K
408	2,2 K
412	1OK
414	1OK
416	1 K
418	5,1 K
420	100 K
424	100 K
426	100 K
428	1 K
430	5,1 K
446 D, U	120
450 D, U	82
452 A U	10
454 Z), U	82
456 Z), U	22
462	2
464	10
470Z), U	1
498	1 K
Kondensatoren	Microfarad (μΡ)
	Picofarad (pF)
54	0,004 μ F
62	100 pF
96 a-d	0,01 μ F
102 a-d	15OpF
98'	0,01 μΡ
104'	22 μΡ
106	22 μΡ
108	1OpF
112	1 800 pF
132	15OpF
144	2 200 pF
152	2 200 pF
162	1 570 pF
164	22OpF
166	3 900 pF
170	22 |J.F
176	0,01 μΡ
254	1 500 ρ F
312,312«	15OpF
340	4 36OpF
342	635
346	11 100

25	Hierzu 8 Bl	21 355
Fortsetzung
Kondensatoren	Microfarad (uF)
	Picofarad (pF)
358	0,18 uF
370	0,05 uF
374	0,05 uF
376	22 uF
378	22 μΡ
404	0,1 μΡ
410	0,IaF
422	22OpF
432	0,1 μΡ
466	10 μΡ
Induktivitäten	Microhenry
	(μΗ)
60	1
362	8
att Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Geschwindigkeitssteuerungssystem mil einer Modulationssignalquelle zur Erzeugung eines Modu- *> lationsfrequenzsignals, mit einem Kodierer mit einem beweglichen Teil, das mit einer Einrichtung verbunden werden kann, deren Geschwindigkeit gesteuert werden soll, mit Einrichtungen zur Lieferung des Modulationsfrequenzsignals zu dem Kodierer, wobei der Kodierer Einrichtungen zur Umwandlung des Modulationsfrequenzsignals in ein phasenveränderliches Signal enthält, das eine Phase hat, welche sich als Funktion der Stellung des beweglichen Teils des Kodierers ändert, mit r> veränderlichen Bezugsfrequenzsteuereinrichtungen, die mit der Modulationssignalquelle verbunden s;nd, um ein veränderliches Bezugsfrequenzsignal zu erzeugen, das sich in Frequenz oder Phase von dem Modulationsfrequenzsignal durch ein auswählbares Differential unterscheidet, mit Einrichtungen zum Vergleichen des phasenveränderlichen Signals mit dem veränderlichen Bezugsfrequenzsignal und zur Erzeugung eines Geschwindigkeitssteuerungssignals als Funktion einer etwa vorhandenen Phasen- 2^r> Differenz zwischen dem phasenveränderlichen Signal und dem veränderlichen Bezugsfrequenzsignal, gekennzeichnet durch eine veränderliche Bezugsfrequenzsteuereinrichtung, die Einrichtungen (36) aufweist, um eine Folge von Impulsen von der Modulationssignalquelle zu erzielen, durch eine Steuereinrichtung (38) zum Entfernen von bestimmten Impulsen von der Impulsfolge und zum selektiven Wiedereinsetzen von bestimmten Impulsen der vorher entfernten Impulse, um eine Folge r> von variablen Frequenzimpulsen zu erzeugen, und durch eine Umwandlungseinrichtung (40) zum Umwandeln der veränderlichen Frequenzimpulsfolge in das veränderliche Bezugsfrequenzsignal.

2. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Vielzahl von Ratenmultiplikatoren (212-216) aufweist.

3. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine 4> Vielzahl von selektiv betätigbaren Digitalsteuerungen (213a —216a) mit der Steuereinrichtung verbunden ist, um die Anzahl der wiedereinzusetzenden Impulse auszuwählen.

4. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach einem w der Ansprüche 1 und 2, gekennzeichnet durch eine Vielzahl von Digitaleingangsanschlüssen (483Λ — 486D^ zur externen Steuerung der Anzahl der wiedereinzusetzenden Impulse. ·

5. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach einem v> der Ansprüche I und 2, gekennzeichnet durch eine Vielzahl von Digitaleingangsanschlüssen (483Λ -484S^ zur externen Steuerung der Anzahl der wiedereinzusetzendeii Impulse sowie durch Einrichtungen (481) zum Auswählen zwischen den to digitalen Steuerungen und den digitalen Eingangsanschlüssen.

6. Geschwindigkeitssleuerungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch selektiv arbeitende Schritteinrichtungen (490-508) zum t>^r> selektiven Wiedereinsetzen zumindest eines isolierten Impulses, um die Phase des Bezugsfrequenzsignals um einen Schritt zu verändern.

7. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritteinrichtung eine manuell betätigbare Druckknopfeinrichtung (490) aufweist.

8. Geschwindigkeitssteuerungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationssignalquelle einen Generator i20) zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aufweist sowie Frequenzteilereinrichtungen (22) zum Teilen der Frequenz des Hochspannungssignals, um das Modulationsfrequenzsignal zu erzeugen, und daß die Umwandlungseinrichtung eine Einrichtung (40) zum Teilen der Frequenz der veränderlichen Frequenzfolge zur Erzeugung des veränderlichen Bezugsfrequenzsignals enthält.