DE2519173A1

DE2519173A1 - Vorrichtung zum messen elektrischer energie

Info

Publication number: DE2519173A1
Application number: DE19752519173
Authority: DE
Inventors: Miran Milkovic
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1974-05-08
Filing date: 1975-04-30
Publication date: 1975-11-13
Also published as: US3942110A; CH588706A5; JPS50159368A; FR2270589B1; FR2270589A1

Description

Vorrichtung zum Messen elektrischer Energie

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Messen elektrischer Energie mit einemAnalog/Impulsfrequenzwandler.

Es sind bereits Sehaltungsanordnungen vorgeschlagen worden zum Umwandeln eines analogen Eingangssignales in ein Ausgangssignal in der Form eines Impulszuges mit einer Frequenz, die in Beziehung steht zu der Amplitude des analogen Elngrngssignales. Diese bekannten Wandler waren auf einen sehr schmalen dynamischen Bereich begrenzt. Weiterhin waren derartige Wandler zwar geeignet für einen monopolaren Betrieb, aber sie waren nicht geeignet zum Umwandeln analoger Eingangssignale mit doppelter Polarität in einen Impulszug mit einer Frequenz, die proportional zur Größe bzw. zur Amplitude des Eingangssignales ist.

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, für eine elektrische Meßvorrichtung einen Analog/Impulsfrequenzwandler mit einem weiten dynamischen Bereich zu schaffen.

Weiterhin beinhaltet die vorliegende Erfindung einen Impulsfrequenzwandler, der mit Signalen doppelter Polarität arbeiten kann.

Erfindungsgemäß wird ein Analog/Impulsfrequenzwandler zum Umwandeln eines analogen Eingangssignales in einen Ausgangsimpulszug vorgeschlagen, dessen Frequenz proportional zur Größe bzw. Amplitude des Eingangssignales ist. Der Wandler verwendet vorzugsweise komplementäre Metalloxid-Silizium (MOS-)schaltungen, um Energie zu sparen und die Genauigkeit der Schaltungsanordnung zu verbessern. Die Schaltungsanordnung enthält einen Integrator zum Integrieren des analogen Eingangssignales; der Integrator wird im wesentlichen in seinem linearen Bereich betrieben. Ein aus komplementären MOS-Komponenten gebildeter üchwellwertdetektor tastet ab, wann die Ausgangsgröße des Integrators einen vorbestimmten Schwellwert erreicht. Der Ausgang des Schwellwertdetektors ist mit einem sogenannten JK-Fllp-Flop gekoppelt, das einen Ausgangsimpuls mit einer vorbestimmten Impuxsbreite liefert. Der Ausgang des JK-Flip-Flop ist mit einem Rückstellschalter rückgekoppelt, der im geschlossenen Zustand den Integrator auf einen Referenzwert zurückstellt. Das JK-Flip-Flop wird dann zurückgestellt und der Rückstellschalter wird geöffnet, so daß der Integrator dann wieder das analoge Eingangssignal integrieren kann, bis der Schwellwert wieder erreicht ist.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der folgenden Beschreibung und der Zeichnung verschiedener Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Figur 1 ist eine schematische Darstellung des Analog/Digitalwandlers gemäß der Erfindung.

Figur 2 ist ein sciiematisches Blockdiagramm von einem anderen Ausführungsbeispiel des Analog/Digitalwandlers gemäß

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der Erfindung zum Umwandeln analoger Eingangssignale mit doppelter Polarität in eine Ausgangsimpulskette.

Figur 3 ist eine grafische Darstellung und zeigt die Ausgangsimpulsfrequenz über der Eingangsamplitude des Analog/Impulsfrequenzwandlers gemäß der Figur 2.

Figur ¹I ist eine detailliertere schematische Darstellung des Analog/Impulsfrequenzwandlers gemäß Figur 2.

Figur 5 zeigt in grafischen Darstellungen eine Reihe von Wellenformen, die bei dem Analog/Impulsfrequenzwandler gemäß den Figuren 1 und 2 auftreten.

Figur 6 zeigt ein Wattstundenmeter als ein Anwendungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung des Analog/Impulsfrequenzwandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Am Eingang ist eine mit insgesamt 12 bezeichnete Integratorschaltung vorgesehen, die einen Operationsverstärker 11 und einen Rückkopplungskondensator C^. enthält. Der Operationsverstärker ist mit einem Eingangswiderstand 13 an seinem invertierenden Eingang und einem Referenzwiderstand 16 an seinem nicht-invertierenden E .ngang dargestellt. Das andere Ende des Widerstandes 13 dient als eine Eingangsklemme 15, mit der das analoge Eingangssignal gekoppelt ist. Der Operationsverstärker 11 kann einen üblichen Aufbau besitzen und kann beispielsweise ein üblicher bipolarer integrierter Operationsverstärker sein oder er kann vorzugsweise mit komplementären MOS-(Metall-Oxid-Silizium)Schaltungen aufgebaut sein, so daß er mit der komplementären MOS-Schaltung kombiniert werden kann, die auf einem monolithischen Halbleiterplättchen beschrieben wird.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 11 ist mit einer Schwellwert -Abtastschaltung verbunden, die insgesamt mit der Bezugszahl 17 versehen ist. Die Schwellwertschaltung 17 umfaßt ein Paar

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komplementärer Metall-Oxid-Halbleiter-Transistoren, die im folgenden als komplementäre MOS-Transistoren bezeichnet werden. Der Schwellwertdetektor 17 enthält Transistoren 19 und 21, wobei die zwej. Transistoren derart angeordnete komplementäre spannungs—empfindliche Typen sind, daß die Transistoren ala gegenseitige Lastsehaltungen füreinander dienen. Somit ist der Transistor 19 ein P-Kanal-MOS-Transistor, dessen Source- bzw. Kathodenklemme mit einer positiven Gleichspannungsversorgung V veruunden ist und dessen Drain- bzw. Anodenklemme mit dem Drain-Anschluß des N-Kanal-MOS-Transistors 21 in Verbindung steht. Der Emitter des N-Kanal-Transistors 21 ist mit einem Bezugspotential verbunden, wie beispielsweise Erde. Die Steueranschlüsse beider Transistoren sind mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 11 verbunden.

In Verbindung mit der Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung wird deutlich, daß der Schwellwertdetektor 17 als eine Vergleichseinrichtung arbeitet, da er seinen Zustand immer dann ändert, wenn die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers einen Schwellweic erreicht. Der Ausgang des Schwellwertdetektors 17 ist mit einer Inverterschaltung 23 verbunden, die einen P-Kanal-MOS-Transistor 25 und einen N-Kanal-MOS-Transistor 27 umfaßt, wobei der Emitteranschluß des P-Kanal-Transistors 25 mit der Gleichspannungsversorgung V und der Kollektoranschluß mit dem Kollektoranschluß des N-Kanal-Transistor 27 verbunden ist. Der Emitteranschluß des Transistors 27 ist mit dem Bezugspotential verbunden und die Steueranschlüsse beider Transistoren stehen mit dem Ausgang des Schwellwerttransistors 17 in Verbindung. Der Ausgang des Inverters 23 ist mit einem zweiten Inverter 29 und dem K-Eingang eines sogenannten JK-Flip-Flop 31 verbunden. Der Inverter 29 ist identisch mit dem Inverter 23 und enthält ein Paar MOS-Transistoren mit einem P-Kanal-Transistor 33 und einem N-Kanal-Transistor 35. Der P-Kanal-Transistor 33 und der N-Kanal-Transistor 35 sind in der gleichen Weise wie die Transir stören 25 bzw. 27 geschaltet. Der Ausgang des Inverters 29 ist direkt mit dem J-Eingangsanschluß des JK-Flip-Flop 31 verbunden.

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Bekanntlich sind MOS-Transistoren üblicherweise mit Substratanschlüssen versehen. Diese sind hier der Klarheit halber weggelassen, wobei es einleuchtet, daß die P-Kanal-Transistoren 19, 25 und 35 Substratanschlüsse haben, die mit der positiven Gleichspannungsversorgung V verbunden sind, während die N-Kanal-Tran-

C C

sistoren 21, 27 und 35 Substratanschlüsse haben, die mit Masse bzw. Erde verbunden sind.

um ein Taktsignal für das JK-Plip-Plop zu liefern, ist ein 400 kHz Quarzkristall-Ozillator 37 vorgesehen. Quarzkristall-Ozillatoren sind an sich bekannt und können mit komplementären MOS-Transistor-Schaltungen oder anderen üblichen Schaltungen aufgebaut werden, um eine stabile Frequenz zu liefern. Die Ausgangsgröße des Quarzkristall-Ozillators 37 wird mittels eines Frequenzteilers 39 auf 625O Hz vermindert. Der Frequenzteiler 39 kann einen üblichen Aufbau besitzen und verwendet in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel komplementäre MOS-Teilerstufen, um die Größe der Schaltungsanordnung und der darin verbrauchten Energie auf ein Minimum zu reduzieren. Das 625O Hz Taktsignal am Ausgang der Teilerschaltung 39 hat die Form einer Rechteckwelle, wie sie in Figur 5c dargestellt iat, und sie wird zur Taktgebung für das JK-Flip-Flop 31 verwendet.

Der Q-Augang des Flip-Flop 31 ist mit einem Ausgangsanschluß 4l des Analog/Impulsfrequenzwandlers verbunden und steht zusätzlich mit den Steueranschlüssen der Transistoren 45 und. 47 in Verbindung, die eine Größenabtastschaltung 43 bilden. Der Emitteranschluß des P-Kanal-Transistors 25 ist mit einer positiven Gleichspannungsversorgung V verbunden, und sein Kollektoranschluü

cc

steht mit dem Kollektoranschluß des Transistors 47 und dem Steueranschluß des N-Kanal-Transistors 51 des komplementären MOS-übertragungspaares 53 in Verbindung. Der Emitteranschluß des Transistors 57 ist mit dem Bezugspotential verbunden. Der Ausgang des JK-Flip-Flop 31 ist weiterhin mit dem Steueranschluß des P-Kanal-Transistors 55 des Übertragungspaares 53 verbunden.

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Der Q-Ausgang des JK-Flip-Flop 31 ist mit einem zweiten Niveaudetektor 57 verbunden, der einen P-Kanal-MOS-Transistor 59 und einen N-Kanal-MOS-Transistor 6l umfaßt. Der P-Kanal-Transistor und der N-Kanal-Transistor 61 sind in der gleichen Weise geschaltet wie die Transistoren des Niveaudetektors ^3· Der Ausgang des Detektors 57 ist mit dem Steueranschluß eines N-Kanal-Trat. .istors 63 verbunden, der einen Teil eines zweiten komplementären MOS-Übertragungspaares 65 bildet. Der Q-Ausgang des JK-Flip-Flop 31 ist ferner mit dem Steueranschluß des P-Kanal-Transistors 67 des Übertragungspaares 65 verbunden. Übertragungspaare, wie die Paare 53 und 65» sind an sich bekannt und wirken als Verknüpfungsmittel, wenn geeignete Eingangssignale mit den entsprechenden Transistoren gekoppelt werden, die das Übertragungspaar bilden. De 1» Kollektorausgang von jedem der Transistoren, die die Übertragungspaare bilden, ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 11 über einen Entladewiderstand 69 gekoppelt.

Es wird nun die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung beschrieben. Zu Beginn sei zum Verständnis der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung daran erinnert, daß P-Kanal-Anreicherungs-MOS-Transistoren eingeschaltet bzw. durchgeschaltet werden, wenn eine kleine Steuerspannung an der Steuerklemme auftritt. Durch Vergrößern der Steuerspannung wird die Leitfähigkeit des Transistors vermindert, bis der Transistor schließlich abgeschaltet wird, wenn eine genügend hohe Steuerspannung angelegt wird. Umgekehrt werden N-Kanal-Anrelcherungs-MOS-Transistoren durch große Steuerspannungen eingeschaltet und durch kleine Steuerspannungen ausgeschaltet .

Es sei nun angenommen, daß das Eingangssignal an der Klemme 15 eine negative Spannung ist. Diese Spannung wird durch die Integrierschaltung 12 integriert, bis die Spannung über dem Kondensator C» einen vorbestimmten Schwellwert erreicht. Wenn der Schwellwert erreicht ist, wird der Transistor 19 abgeschaltet und der Transistor 21 eingeschaltet, wodurch die Spannung an den Steueranschlüssen der Transistoren 25 und 27 auf eine kleine

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Spannung gedrückt wird. Somit wird der P-Kanal-Transistor 25 eingeschaltet und der N-Kanal-Transistor 27 ausgeschaltet. Somit nähert sich die Eingangsgröße zur K-Klemme des JK-Flip-Flops und zu den Steueranschlüssen der Transistoren 33 und 35 der positiven Quellenspannung V . Somit wird der Transistor 33 ausgeschaltet und der Transistor 35 eingeschaltet und deshalb wird die Spannung an dem J-Eingang des Flip-Flop 31 auf eine kleine Spannung herabgedrückt.

Wenn die Eingangsgröße an der J-Klemme des Flip-Flop klein und die Eingangsgröße an der K-Klemme groß ist, wenn der Takteingangsimpuls zum Flip-Flop groß wird, dann wird die Ausgangsgröße an der Q-Klemme des Flip-Flop groß und seine Q-Ausgangsgröße wird klein. Somit wird der Transistor 47 eingeschaltet und der Transistor 45 ausgeschaltet, wodurch der Ausgangsanschluß des Niveaudetektors 43 auf ein niedriges Potential gedrückt wird. Deshalb wiru der MOS-Transistor 51, der ein N-Kanal-Transistor ist, abgeschaltet bzw. gesperrt. Gleichzeitig wird, da der Q-Ausgang des JK-Flip-Flop 31 groß ist, der andere Transistor 55 des übertragungspaares 53 abgeschaltet bzw. gespt. i*t. Demzufolge sind die Lei^tungspfade durch das Übertragungspaar 53 geöffnet.

Die Q-Ausgangsgröße des JK-Flip-Flop, die klein ist, ist mit den Steueranschlüssen der Transistoren 59 und 61 gekoppelt, wodurch der Transistor 59 durchgeschaltet und der N-Kanal-Transistor 61 gesperrt wird, so daß die Ausgangsgröße des Niveaudetektors 57 auf einen großen Wert gedrückt wird. Diese Ausgangsgröße ist mit dem Steueranschluß des N-Kanal-Transistors 63 gekoppelt, um diesen Transistor üurchzusehalten. Zur gleichen Zeit ist der kleine Ausgangswert am Q-Ausgang des Flip-Flop 31 mit dem P-Kanal-Transistor 67 verbunden, um dadurch diesen Transistor durchzuschalten. Wenn beide Transistoren 63 und 67 leitend sind, ist die BeζU₁-Sspannung V_R mit dem Integrator über den Entladewiderstand 69 verbunden. Somit entlädt sich die Ladung auf dem Kondensator C„ mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit, die durch den Wert des Kondensators C„, den Wert des Widerstandes 69 und die

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Spannung V_D bestimmt ist. Der Widerstand 69 und die Spannung V„ sind so gewählt, daß sich der Kondensator G_f auf eine Bezugsspannung von beispielsweise D Volt in einer Zeit entlädt, in der ein Taktimpulszyklus am Ausgang des Teilers 39 abgeschlossen worden ist.

Wenn der Kondensator C_f auf den Bezugswert entladen worden ist, ist die Spannung am Eingang des Schwellwertdetektors 17 wieder auf ihren kleinen Wert gegangen, wodurch der Leitfähigkeitszustand der Transistoren 19 und 21 umgekehrt wird. Dies wiederum bewirkt, daß die Ausgangsgrößen der Inverter 23 und 29 invertiert werden, wodurch eine positive Eingangsgröße am J-Eingarig des Flip-Flop 31 und eine negative Spannung an seinem K-Eingang erzeugt werden. Wenn also der Eingangstaktimpuls zum Flip-Flop einen neuen Zyklus beginnt, kehren sich die Ausgangsspannungen am dem Q- und Q-Klemmen des JK-Flip-Flop um, so daß die Q-Ausgangsgröße klein und die Q-Ausgangsgröße groß ist. Somit wird der N-Kanal-Transistor 47 gesperrt und der P-Kanal-Transistor durchgeschaltet, wodurch eine positive oder große Ausgangsgröße erzeugt wird, die mit dem N-Kanal-Transistor 51 des MOS-übertragungspaares 53 gekoppelt ist. Gleichzeitig ist die kleine. Ausgangsgröße des Q-Anschlusses dca JK-Flip-Flops mit dem P-Kanal-Transistor 55 gekoppelt, um dadurch diesen Transistor durchzuschalten, so daß das Übertragungspaar 53 den Entladewiderstand 69 direkt mit Erde bzw. Masse verbindet. Gleichzeitig wird das Übertragungspaar 65 abgeschaltet, da die Eingangsgröße zum P-Kanal-Transistor groß und die Eingangsgröße zum N-Kanal-Transistor klein ist aufgrund der invertierenden Wirkung des Schwellwertdetektors 57· Somit beginnt ein neuer Integrationszyklus unmittelbar nachdem der Kondensator C« entladen worden ist.

Es wird deutlich, daß der Kondensator C_f des Integrators 12 durch einen Eingangsstrom, der im folgenden mit I_ bezeichnet wird, entladen wird, wenn eine analoge Spannung an dem Eingangsanschluß 15 angelegt wird. Die Ladung auf dem Kondensator C in bezug auf die Zeit wird durch die folgende Relation gegeben:

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^Qp^(t) = I v* ⁽ⁱ⁾

"o
darin ist Q„ die Ladung auf dem Kondensator C„. T_ ist die für

if IJ?

den Kondensator erforderliche Zeit, um sich auf den Schwellwert aufzuladen, wie es in Figur 5b dargestellt ist.

In ähnlicher Weise erfolgt die Entladung des Kondensators C^. gemäß der folgenden Relation:

Q (t) =/ (I - I )dt ti ι η J?

darin ist I_D der Entladestrom durch den Widerstand 69 und T_n ist die Zeit, die der Kondensator zur Entladung benötigt. Da Q_p(t) = Q_R(t) und

rp nt «t rp

\f ¹P ¹R

Ipdt = Al_R - I_p)dt (3)

ist die Impulsrate oder Frequenz f an der Ausgangsklemme 4l

I^

T + T TT

¹F ¹R ¹R ¹R

_ _ ][r_ _ vin (5)

R ⁼ ο o' R ⁼ R₆₉' F ⁼ R^

wobei T die Ozillator-Taktperiode (l/f_Q) und K der Frequenzteilerfaktor (K =61) ist.

Die Impulsfrequenz aus den Gleichungen 5 kann deshalb wie folgt angegeben werden:

f - ¹F =^n (6)

¹R ^TR ^K

wobei K der analoge Umwandlungsfaktor in Voltsekunden ist.

Es ist aus Gleichung 6 ersichtlich, daß die Ausgangsimpulsfrequenz direkt propotional ist zu der Eingangs spannung V. oder dem Eingangsstrom Ι_Β, da I_D und T_D wie auch die Widerstände 13 und 69 konstant sind. Demzufolge wird eine genaue Analog/Digital/Umwandlung erreicht. Wie vorstehend bereits ausgeführt wurde, wird der zeitliche Bezug T_R durch einen Kristallozillator 37 erzeugt, der bei einer Frequenz von beispielsweise 400 kHz schwingt. Ein Sechs-Bit-Binärteiler vermindert die 400 kHz Osillatorfrequenz auf 6250 Hz. Die Zeit T_R ist der Zeitbezug und bestimmt die Entladezeit des Integrators, während der Strom I_D

durch eine konstante Bezugsquelle V_R und einen Widerstand 69 bestimmt wird. Somit wird eine Analog/Impulsfrequenzwandlung erreicht, die über einem weiten dynamischen Bereich äußerst linear ist.

In Figur 2 ist ein schematisches Blockdiagramm von einem Analog/ Impulsfrequenzwandler mit doppelter Polarität gezeigt. In dieser Schaltungsanordnung werden sowohl positive als auch negative Eingangssignale in eine Ausgangsimpulskette umgewandelt, wobei die Frequenz der Ausgangsimpulskette proportional zu der Größe bzw. Amplitude des Eingangssignales ist, und zwar unabhängig von der Polarität des Eingangssignales. Ein Widerstand 71 ist an dem einen Ende mit einer Eingangsklemme 73 des Wandlers und an dem anderen Ende mit einem Operationsverstärker 75 verbunden. Der Operationsverstärker kann Irgendeinen geeigneten Aufbau besitzen. Ein Rückkopplungskondensator C„ ist über die Eingangs- und Ausgangsklemmen des Operationsverstärkers 75 geschaltet, so daß eine Integratorschaltung gebildet wird, die insgesamt mit der Bezugszahl 76 versehen ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 75 ist mit zwei Vergleichseinrichtungen 77 und 79 verbunden. Die Vergleichseinrichtung 77 liefert eine Ausgangsgröße zum Umschalten des Flip-Flop 8l, wenn die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 75 einen positiven Schwellwert erreicht, und die Vergleichseinrichtung 79 liefert eine Ausgangsgröße zum Umschalten des Flip-Flop 83, wenn die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 17 einen vorbestimmten negativen Schwellwert erreicht. Beide

- li -

Flip-Flops 81 und 83 werden von einer geeigneten Frequenzquelle 85 getaktet, die einen Taktimpulszug mit einer Frequenz f erzeugt. Wie in der Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 enthält die Ozillatorsehaltung 85 einen üblichen Quarzkristallozillator und eine geeignete Teilerschaltung, um die Taktimpulsfrequenz auf einen gewünschten Wert zu vermindern.

Q-Ausgang des Flip-Flop 81 ist mit dem einen Eingang eines NOR-Gatters 87 und mit einem Rückstellschalter 89 verbunden, wie es in Figur 2 schematisch dargestellt ist. Der Rückstellschalter ist üblicherweise mit einem Bezugspotential wie Erde verbunden; wenn jedoch die Q-Ausgangsgröße des Flip-Flop 81 groß wird, ist der Schaltarm 9I mit einer positiven Bezugsquelle V gekoppelt, um dadurch die Quelle mit dem Eingang des Integrators über einen Entladewiderstand 92 zu verbinden.

Die Ausgangsgröße des anderen Flip-Flop 83 ist mit dem zweiten Eingang des NOR-Gatters 87 und zusätzlich mit einer zweiten Rückstellschaltung 95 verbunden, die in Figur 2 schematisch dargestellt ist. Der Sehaltarm 97 des Rückstellschalters 95 ist normalerweise mit einem Bezugspotential wie Erde verbunden, daber wenn die Q-Ausgangsgröße des Flip-Flop 83 positiv wird, ist der Schaltarm 97 mit einer negativen Bezugsspannung V_R verbunden. Die negative Bezugsspannung V ist mit dem Eingang des Integrators über einen Entladewiderstand 99 verbunden.

Wenn im Betrieb beispielsweise ein positives Analogsignal an der Eingangsklemme 72 ansteht, lädt sich der Kondensator C auf, bis die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 75 eine vorbestimmte negative Schwellwertspannung erreicht. Wenn dies erfolgt, erzeugt die Vergleichseinrichtung 79 einen Ausgangsimpuls, der das Flip-Flop 83 umschaltet. Somit wird die Q-Ausgangsgröße des Flip-Flops 83 positiv oder groß, wodurch die Ausgangsgröße des NOR-Gatters 87 klein gemacht wird. Zur gleichen Zeit i&t die positive oder große Ausgangsgröße des Flip-Flop 83 mit dem Rückstellschalter 95 gekoppelt, damit die negative Referenzspannung

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V^ mit der Eingangsklemme der Integratorschaltung gekoppelt ist, die durch den Operationsverstärker 75 und dem Kondensator C_f gebildet wird. Somit entlädt sich der Kondensator C-. für eine Zeitperiode, die durch den Wert der Spannung V_R und den Widerstand 99 bestimmt wird. Die Spannung V_R und der Widerstand 99 sind so gewählt, daß sich der Kondensator C_f auf ein Bezugspotential während eines Zyklus des Taktausgangsimpulses des Oszillators 85 entlädt, wie es aus den Figuren 5b und 5c ersichtlich ist. Wenn der Kondensator C_f auf das Bezugspotential entladen ist, wird der Schalter 95 zurückgestellt und der Integrator integriert wieder das Eingangssignal an der Klemme 73. Dieser Zyklus wiederholt sich, wobei die Frequenz am Ausgang durch die Amplitude der Eingangsspannung an der Klemme 73 bestimmt ist.

Wenn die Eingangsgröße an der Klemme 73 negativ ist, lädt sich der Kondensator C„ auf, bis die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 75 einen vorbestimmten positiven Schwellwert erreicht. Wenn dies auftritt, liefert die Vergleicbseinrichtung 77 einen Ausgangsimpuls zum Umschalten des Flip-Flop 81. Das Flip-Flop liefert dann eine große oder positive Ausgangsgröße an seinem Q-Anschluß, wodurch die Ausgangsgröße des NOR-Gatters 87 auf eine kleine Spannung gedrückt wird. Zur gleichen Zeit ist die große Ausgangsgröße des Flip-Flop 81 mit dem Rückstellschalter 89 gekoppelt, der die Referenzspannung V„ mit dem Eingang des Opera-

tionsverstärkers 75 über einen Entladewiderstand 93 verbindet. Der Kondensator C„ entlädt sich dann über den Widerstand 93, bis die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 75 einen vorbestimmten Bezugswert erreicht. Der Widerstand 93 und die Bezugsspannung V_R sind so ausgewählt, daß sich der Kondensator C_f auf den Bezugswert während eines Taktimpulszyklus entlädt, wie es in den Figuren 5b und 5c grafisch dargestellt ist. Wenn der Kondensator C_f vollständig entladen worden ist, wird der Schalter 89 zurückgestellt und der Kondensator wird wieder über den Eingangswiderstand 71 aufgeladen, bis die Ausgangsgröße des Integrators wieder ihren Schwellwert erreicht.

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Aus Figur 3 ist ersichtlich, daß die übertragungsfunktion des Analog/Dig'talwandlers mit doppelter Polarität gemäß Figur 2 einen Ausgangsimpuls mit einer Frequenz liefert, die in linearer Beziehung steht zu der Größe am Eingang der Schaltungsanordnung, und zwar unabhängig von der Polarität der Eingangsgröße. Somit liefert der Wandler für ein positives analoges Signal mit einer Spannung V einen Ausgangsimpulszug mit einer Frequenz F₁, und wenn eine negative Spannung mit der gleichen Größe V₁ wie das positive Eingangssignal mit dem Wandler gekoppelt ist, dann erzeugt der Wandler einen Impulszug an seinem Ausgang mit der gleichen Frequenz F..[in Figur 4 ist ein genaueres Schaltbild des Analog/Digitalwandlers doppelter Polarität gemäß Figur 2 gezeigt. Ein üingangswiderstand 71 ist mit der Eingangsklemme 73 des Konverters und mit der Invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 75 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang zum Operationsverstärker 75 ist mit einem Bezugspotential wie Erde bzw. Masse verbunden. Ein Rückkopplungskondensator C_f ist über die Eingangs- und Ausgangsklemmen des Operationsverstärkers 75 geschaltet, um eine Integrierschaltung zu bilden, die insgesamt mit der Bezugszahl 76 versehen ist. Der Ausgang der Integrierschaltung 76 ist mit zwei Schwellwertdetektoren 77 und 79 verbunden. Die Schwellwertdetektoren 77 und 79 können einen üblichen Aufbau besitzen und auf Wunsch einen ähnlichen wie der SchwellwertdeteHtor 17, der in Figur 1 dargestellt ist und ein Paar komplementärer MOS-Transistoren aufweist, wobei der eine ein P-Kanal- und der andere ein N-Kanal-Transistor ist. Der Schwellwertdetektor 77 hat einen Ausgangsimpuls, wenn die Ausgangsgröße des Integrators 76 einen positiven Schwellwert erreicht. Die Ausgangsgröße des Schwellwertdetektors 77 ist mit einem ersten Inverter 78 verbunden, der ebenfalls einen üblichen bekannten Aufbau besitzen oder ein Paar komplementäre MOS-Transistoren enthalten kann, wie der in Figur 1 gezeigte Inverter 73. Der Ausgang des Inverters 78 ist mit der K-Eingangsklemme des JK-Flip-Flop 81 und zusätzlich mit einer zweiten Inverterschaltung 80 verbunden. Der Inverter.80 hat vorzugsweise den gleichen Aufbau wie der Inverter 78.

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Das JK-Flip-Plop 81 wird durch einen geeigneten Taktimpulszug getaktet, der, wie bereits erwähnt wurde, durch einen Quarzkristalloszillator erzeugt werden kann, dessen Frequenz durch eine Kette binärer Teilerstufen auf einen gewünschten Wert vermindert wird. Der Ausgang des JK-Flip-Flop 8l ist mit dem einen Eingang eines NOR-Gatters 87 verbunden.

Der Ausgang des Flip-Flop 81 ist ferner mit einem Niveausensor verbunden, der feststellt, wann die Q-Ausgangsgröße des Flip-Flop positiv wird. Der Niveausensor 101 kann einen geeigneten bekannten Sehaltungsaufbau besitzen, aber in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein komplementärer MOS-Transistor-Schwellwertdetektor ähnlich dem in Figur 1 dargestellten Schwellwertdetektor 43 verwendet. Wenn die Eingangsgröße zu dem Niveausensor 101 groß ist, ist seine Ausgangsgröße klein. Dieses kleine Spannungssignal wird den Steuerklemmen des P-Kanal-Transistors und des N-Kanal-Transistors 105 zugeführt, die jeweils einen Schenkel eines Übertragungspaares 107 bzw. 109 bilden. Die Ausgangsgröße des Niveausensors 101 wird ebenfalls durch einen MOS-Inverter 111 invertiert, dessen Ausgang mit den Steuerklemmen des N-Kanal-Transistors 113 und des P-Kanal-Transistors 115 verbunden ist, die die anderen Schenkel der Übertragungspaare 107 bzw. 109 bilden. Die Kollektorklemmen von jeden der Transistoren 103, 105, 113 und 115 sind gemeinsam mit einem Entladewiderstand 93 verbunden, der mit dem Eingang des Integrators 76 in Verbindung steht. Die Emitterklemmen der Transistoren I03 und 113 sind mit einer positiven Referenzquelle V verbunden, während die Eiraitterklemmen der Transistoren 105 und 115 gemeinsam mit einem Heferenzpotential wie beispielsweise Erde oder Masse in Verbindung stehen.

Wenn das Eingangssignal der Klemme 73 positiv ist_s erzeugt der Niveaudetektor 79 ein Ausgangssignal₂ wenn die Ausgangsgröße des Integrators 76 einen vorbestimmten negativen Wert erreicht. Die Ausgangsgröße des Niveausensors 79 wird durch den Inverter 82 invertiert, dessen Ausgang mit einem zweiten Inverter 84 und

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dem K-Eingang des JK-Flip-Flop 83 gekoppelt ist. Der Ausgang des Inverters 84 ist mit dem J-Eingang des Flip-Flop 83 verbunden. Beide Inverter 82 und 84 besitzen einen ähnlichen Aufbau wie die Inverter 78 und 80, außer daß eine negative Vorspannung verwendet und die Positionen der N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren in bezug auf das Referenzpotential, d. h. Erde bzw. Masse, umgekehrt sind. Das Flip-Flop 83 wird durch die gleiche Taktquelle wie das Flip-Flop 8l getaktet, und der Ausgang des Flip-Flop ist mit der zweiten Eingangsklemme des NOR-Gatters 87 verbunden.

Der Ausgang des Flip-Flop 83 ist ferner mit einem Niveausensor verbunden, der feststellt, wenn die Q-Ausgangsgröße des Flip-Flop 83 positiv wird. Der Niveausensor 102 invertiert sein Eingangssignal, wobei das invertierte Signal mit den Steuerklemmen des P-Känal-Transistors 100 und des N-Kanal-Transistors 104 gekoppelt ist, die jeweils einen Schenkel von Übertragungspaaren 106 bzw. 108 bilden. Das invertierte Ausgangssignal des Niveausensors steht ferner mit einem Inverter 110 in Verbindung.dessen Ausgang mit den Steueranschlüssen des N-Kanal-Transistors 112 und des P-Kanal-Translstors 114 verbunden ist, die jeweils den entsprechenden zweiten Schenkel der Übertragungspaare I06 und IO8 bilden. Die Emitterklemmen der Transistoren 100, 104, 112 und 114 sind gemeinsam mit einem Entladewiderstand 99 verbunden, der seinerseits mit dem Eingang des Integrators 76 in Verbindung steht. Die Emitterklemmen der Transistoren 100 und 112 sind gemeinsam mit einer negativen Bezugsspannungsquelle V_R verbunden, während die Emitterklemmen der Transistoren 104 und 114 gemeinsam mit einem Bezugspotential wie Erde bzw. Masse verbunden sind.

Anhand von Figur 5 wird nun die Arbeitsweise des Analog/Impulsfrequenzwandlers gemäß Figur 4 beschrieben. Wie in Figur 5a dargestellt ist, ist ein analoges Eingangssignal variabler Amplitude mit der Eingangsklemme 73 des Analog/Impulsfrequenzwandlers gekoppelt. Das Eingangssignal ist mit drei Amplitudenwerten dargestellt; es sei jedoch bemerkt, daß das Eingangssignal auch einen sich kontinuierlich verändernden Eingangswert haben könnte. Das Eingangssignal wird durch den Integrator 76 integriert. Wenn

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das Eingangssignal eine kleine Amplitude hat, ist eine relativ lange Zeit T_R erforderlich, bevor die Spannung am Ausgang des Integrators den vorbestimmten"Schwellwert V™, erreicht. Wenn das Eingangssignal jedoch eine relativ große Amplitude besitzt, integriert der Integrator bis zur Schwellwertspannung V_TH in einem viel kürzeren Zeitintervall. Es sei betont, daß_yobwohl die in Figur 5cdargestellten integrierten Signalwellenformen als positiv werdend dargestellt sind, der Einfachheit halber und zur Erleichterung der Beschreibung der Erfindung für Eingangssignale^, die positiv sind, die Ausgangsgröße des Integrators in negativer Richtung läuft, und daß für Eingangssignale, die negativ sind, die Ausgangsgröße des Integrators 76 in der positiven Richtung läuft.

Wenn die Ausgangsgröße des Integrators 76 einen Schwellwert erreicht, liefert der Niveausensor 79 ein Ausgangssignal, das durch den Inverter 82 invertiert wird. Die Ausgangsgröße des Inverters 82 ist mit dem K-Eingang des JK-Flip-Flop 83 und mit dem Eingang eines zweiten Inverters 8¹I gekoppelt. Die Ausgangsgröße des Inverters 84 steht mit dem J-Eingang des Flip-Flop 83 in Verbindung. Somit erzeugt das JK-Flip-Flop 83 eine hohe Ausgangsgröße an seiner Q-Klemme,· um dadurch einen Ausgangsimpuls an die Ausgangsklemme II6 über das NOR-Gatter 87 zu liefern, wie es in Figur 5 dargestellt ist. Der Ausgang des Flip-Flop 83 ist ferner mit dem Niveausensor 102 gekoppelt, der die Ausgangsgröße invertiert. Dieses invertierte Signal wird an die Steuerklemmen der Transistoren 100 und 104 angelegt, wodurch der Transistor eingei: haltet und der Transistor 104 ausgeschaltet wird. Zur gleichen Zeit wird die Ausgangsgröße des Niveausensors 102 invertiert und an die Steuerklemmen der Transistoren 112 und 114 angelegt, wodurch der Transistor 112 leitend wird und der Transistor 114 sperrt. Somit ist die Quelle der negativen Bezugsspannung V_R mit dem Eingang des Integrators 76 über den Entladewiderstand 99 verbunden. Deshalb entlädt sich der Kondensator C_f über den Widerstand 99 während der Zeitperiode T_R, wie sie in Figur 5b dargestellt ist, und dies ist die erforderliche Zeit,

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um einen Zyklus des Taktlmpulssignales zu vollenden, das an die Flip-Flops 81 und 83 angelegt wird, wie es in Figur 5c gezeigt ist. Die Spannung V und der Widerstand 99 sind so gewählt, daß sich der Kondensator C„ auf das Bezugspotential während der festen Periode T_R entlädt. Nachdem der Kondensator C_f vollständig entladen worden ist, wird das JK-Flip-Flop 83 zurückgestellt und somit das übertragunpspaar IO8 eingeschaltet, während das Übertragungspaar 106 abgeschaltet wird. Somit lädt sich der Kondensator C_f wieder mit dem Strom I™ auf, der durch die Eingangsspannung an der Eingangsklemme 73 geliefert wird. Wenn das Eingangssignal negativ, ist, tastet der Niveausensor 77 die Ausgangsgröße des Integrators ab, und das Flip-Flop 83 liefert den Ausgangsimpuls an die Ausgangsklemme lib über das NOR-Gatter 87. Zusätzlich bildet das Übertragungspaar IO7 die Steuermittel zur Entladung des Kondensators C_f, wenn die Schwellwertspannung erreicht ist.

In Figur 5d sind die Ausgangsimpulse an der Ausgangsklemme 116 dargestellt. Die Ausgangsimpulse haben eine im wesentlichen gleichförmige Impulsdauer. Die Dauer ist im wesentlichen gleich der Zeit T„. Jedoch ändert sich die Zeitperiode zwischen den Impulsen oder deren Frequenz gemäß der Eingangsamplitude. Wenn somit das Eingangssignal eine kleine Amplitude besitzt, ist die Frequenz der Ausgangsimpulse klein, während die Impulsfrequenz groß ist, wenn die Eingangsamplitude groß ist. Dies folgt aus der Gleichung 6.

Vorstehend ist also ein komplementärer MOS-Analog/Impulsfrequenzwandler vorgeschlagen, der einen Impulszug an seinem Ausgang liefert, wobei die Impulsrate der Impulskette proportional zu dem analogen Eingangssignal ist über einem relativ weiten dynamischen Bereich von mehr als 200 : 1. Es werden für langfristige Stabilität und kleine Umwandlungsfehler gesorgt, da diese Stabilität und die kleinen Fehlerwerte nur von der Stabilität der Referenzspannungen der Widerstände und der Stabilität der Ausgangsgröße des Quarzkristalloszillators abhängen. Da jeder dieser

Parameter recht konstant und genau gehalten werden kann, sorgt die vorliegende Erfindung für eine äußerst hohe Genauigkeit und kleine Umwandlungsfehler.

Es wird nun die Verwendung des ein analoges Signal in eine Impulsfrequenz wandelnden Wandler^in einer Meß vorrichtung für elektrische Energie beschrieben. Der Analog/Impulsfrequenzwandler arbeitet als ein Watt/Wattstunden-(oder Kilowatt/Kilowattstunden-) Wandler in einem mehrphasigen Wattstunden-(oder Kilowattstunden-) Meter. Ein derartiges Wattstundenmeter ist schematisch in Figur dargestellt. In dem vereinfachten Diagramm gemäß Figur 6 leiten die drei Netzleitungen 301,302 und 303 eines dreiphasigen elektrischen Systems mit einer Frequenz von 60 Hz gleichzeitig Leiterströme i., ip und i, zu einer im Dreieck geschalteten mehrphasigen elektrischen Last, über den drei Zweigen der elektrischen Last liegen drei zeitlich veränderliche verkettete Spannungen v_1?, v_p und V^₁ an. Zwei Meßstromwandler CT₁ und CT, und weiterhin zwei Meßspannungswandler PT.- und PT,₂ sind elektrisch mit den Übertragungsleitungen 301, 302 und 303 gekoppelt, wie es in Figur 6 gezeigt ist. Die vorgenannten Meßwandler sind mit den übertragungsleitungen gemäß den bekannten Blondel-Theoren gekoppelt. Demzufolge ist die Leitung 302 willkürlich als der gemeinsame Punkt oder die gemeinsame Leitung gewählt zum Herausführen der Leistung und zur Energiemeßung gemäß dem vorgenannten Theorem. Der Stromwandler CT₁ liefert ein analoges Ausgangssignal, das den augenblicklichen Leitungsstrom I₁ darstellt. Der Stromwandler CT, liefert ein analoges Signal, das den augenblicklichen Leitungsstrom i, darstellt. Der Spannungswandler PT₁₂ ^llef^{ert ein} analoges Ausgangssignal, das die augenblickliche Leitungsspannung V₁₂ darstellt. Der Spannungswandler PT,₂ liefert ein analoges Ausgangssignal, das ein Maß für die augenblickliche Leitungsspannung V_„ ist. Die i. und ν _ darstellenden Analogsignale werden an den Eingang eines Modifizierers M₁₂ geliefert. In ähnlicher Weise werden die i und v,₂ darstellenden Analogsignale an den Eingang eines weiteren Multipizierers M,₂ geliefert. Der Multiplizierer M₁₂ multipliziert

/η«π

effektiv die I₁ und V_{1 ?} darstellenden Signale und erzeugt am Ausgang des Multiplizierers ein Signal V„^p⁵ ^^aS Proportional ist zu dem Produkt P₁₂ = I₁* ν ₂· ^Der Multiplizierer 32 multipliziert effektiv die i, und v,₂ darstellenden Signale und erzeugt am Ausgang des Multiplizierers ein weiteres Signal V _, das proportional zum Produkt P-.₂ = i^ · v,₂ ist. Wie in Figur dargestellt ist, werden die Ausgangssignale V₂ und V-,,,, die augenblickliche Teilleistungen P₁₂ bzw. P-,₂ darstellen, an einer Summierstelle 304 summiert, um ein weiteres Signal zu liefern, das die augenblickliche Gesamtleistung ρ des Systems darstellt, wobei

P = Vl₂ ⁺ V ^V32 ⁽⁷⁾

Das in dem Ausführungsbeispiel verwendete Meßprinzip basiert auf der Anwendung des Blondei-Theorems, das eine Leistungsmessung in beispielsweise einem dreiphasigen elektrischen System ermöglicht, aber nur zwei multiplizierende Strompfade verwendet. Gemäß diesem Theorem kann die Leistung in einem System mit N Leitungen durch (N-I) Wattmeter gemessen werden, die so angeordnet sind, daß jede der (N-I) Leitungen ein Strommeßelement enthält, wobei ein entsprechendes Spannungsmeßelement zwischen jeder der Leitungen und einen gemeinsamen Punkt geschaltet ist. Wenn als der gemeinsame Punkt eine der Leitungen gewählt ist (beispielsweise die Leitung 3o2 in Figur 6), dann kann die Leistung durch (N-I) Elemente gemessen werden. Somit beträgt die in dem Dreileiter-System gemäß Figur 6 an die Last gelieferte augenblickliche Gesamtleistung p:

^P = Vl₂ ^{+ 1}3^V32 = ^P12 ⁺ P₃₂ ⁽⁸⁾

wobei v₁₂ und v^₂ die augenblicklichen Leitungsspannungen und I₁ und I₂ die augenblicklichen Le'itungs ströme sind. Auch P₁₂ und P-,₂ sind augenblickliche Teilleistungen.

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ii Figur 6 werden die Signale ^_zl2 ^{und V}z32^{3 die dle} vorgenannten Teilleistungen P _p und P^₂ darstellen, an der Summierstelle 304 zusammengefaßt und an einen Eingang eines summierenden Tiefpaßfilters 305 geliefert. Das Filter 305 summiert oder integriert und mittelt die vorgenannten Signale, die die Teilleistungen P_1?j P₇JO darstellen, um am Ausgang des Filters ein Signal V„ zu erzeugen, das der aktiven mittleren Gesamtleistung P des Systems proportional ist. Im Effekt führt das Filter 305 integrierende und mittelnde Operationen gemäß der folgenden Relation aus:

1 / 1 nt

= h L ¹^o dt + % J_n i,v„^at (9)

T -ο 1^V12 "" T /ο oder

wobei ,T

ρ = -12 1

-1 f

P₃₂dt
ο

deshalb ist

P = P₁₂ + P₃₂ (10)

wobei P₁₂ und P mittlere Teilleistungen und P die mittlere Gesamtleistung ist.

Es kann ferner gezeigt werden, daß die aktive, mittlere Mehrphasenleistung P _{P = 3 V} I cos G (11)

ist, wobei V die effektive Leistungsspannung und I den effektiven Leistungsstrom darstellt, P stellt die wahre aktive Durchschnitts-

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leistung in eine.· mehrphasigen Last dar und θ ist der Phasenwinkel.

Das Ausgangssignal V_p am Ausgang des Filters 305 wird, wie es in Figur 6 gezeigt ist, dem Eingang des Analog/Impulsfrequenzwandlers 30b gemäß der vorliegenden Erfindung zugeführt, der das Signal V™ (aas der Leistung P proportional ist) in die Systemenergie W gemäß der folgenden Relation umwandelt:

W = j P dt . (12)

Wenn jedoch die Zeitdauer T = T_p (d. h. die angegebene Integration erfolgt in dem Wandler 306 für eine endliche Zeitdauer T₁₃), dann wird jedesmal wenn die Energie W zu einer Größe W in dem Konverter gemäß der Relation

W = / P dt (13)

^o

akkummuliert, ein Ausgangssignalimpuls V , der eine vorbestimmte Größe der elektrischen Energie W darstellt, an den Ausgang des Analog/Impulsfrequenzwandlers 306 geliefert. Beispielsweise ist in dem spezieller! dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung jeder Ausgangssignalimpuls V ein Maß für die quantifizierte elektrische Energie W = 1,2 Wattstunden. Somit liefert der Analog/ Impulsfrequenzwandler 306 eine Reihe oder Kette von Impulsen V an seinem Ausgang; die gesammelte Anzahl von Ausgangsimpulsen V stellt dann die elektrische Gesamtenergie W des Systems dar. Wie bereits ausgeführt wurde, hat die Serie von Impulsen V eine variable Impulswiederkehrrate f, die der mittleren Geaamtleistung P des Systems proportional ist.

Wie aus Figur 6 ersichtlich ist, werden die Ausgangsimpulse V an den Eingang eines Impulsverstärkers 307 geliefert, dessen verstärkte Ausgangsgröße einen Schrittmotor SM antreibt. Der Schritt-

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motor SM betätigt seinerseits ein elektromechanisches Kilowattstunden/Anzeigeregister 308, das in Dezimalziffern die Energiesumme in Kilowattstunden anzeigt. Auch wenn ein üblicher Schrittmotor SM und ein elektromechanisches Register 308 in Figur 6 dargestellt silnd, so sei darauf hingewiesen, daß der Schrittmotor SM und das Register 308 nur als Beispiele angegeben sind. Das elektrische Energiemeßgerät gemäß der vorliegenden Erfindung kann anstelle des vorstehend beschriebenen Schrittmotors und des elektromechanischen Registers auch eine Flüssigkristallanzeige verwenden, die in geeigneter Weise mit einem nicht verdampfbaren elektronischen Gedächtniselement gekoppelt und durch eine logische Schaltungsanordnung angetrieben sein kann. Das Wattstundenmeter gemäß Figur 6 benötigt einen Analog/Impulsfrequenzwandler, der einen weiten dynamischen Bereich und darüber hinaus eine langfristige Stabilität und einen äußerst niedrigen Umwandlungsfehler besitzt. Ein Analog/Impulsfrequenzwandler gemäß der Erfindung liefert nicht nur die vorgenannten Merkmale, sondern ist darüber hinaus kompakt aufgrund der verwendeten monolithischen Schaltungsanordnung und hat nur einen sehr kleinen Leistungsverbrauch aufgrund der Verwendung von komplementären MOS-Schaltungselementen.

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Claims

Patentansprüche

1. Anordnung zum Messen der aktiven elektrischen Energie in einem Mehrphasensystem mit Mitteln zum Erzeugen eines analogen Signales, dessen Größe der mittleren Leistung des Systems proportional ist und mit einem Analog/Impulsfreauenzwandler zum Umwandeln der der mittleren Leistung proportionalen analogen Spannung in eine Ausgangsimpulskette, deren Frequenz in Beziehung steht zu der Größe des analogen Signales, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler Schaltungsmittel zum Integrieren des analogen Signales, Schaltungsmittel, die abtasten wann die Größe des integrierten Signales e.inen vorbestimmten Schwellwert erreicht, wobei das Intervall bis zum Erreichen des Schwellwertes direkt proportional ist zur Größe des Eingangssignales, einen Impulsgeber, der auf die Abtastmittel anspricht und jedesmal dann einen Impuls erzeugt, wenn das integrierte Signal den Schwellwert erreicht, und Schaltungsmittel umfaßt, die auf den Impulsgeber ansprechen zum Zurückstellen des Integrators auf einen Referenzwert, wobei der Integrator innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalles zurückgestellt wird, inldem der Impulsgeber Impulse mit einer Frequenz erzeugt, die direkt proportional ist zu der Größe des der mittleren Leistung proportionalen analogen Signales .

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgeber Taktmittel enthalt zum Definieren der Impulsbreite der erzeugten Impulse, wobei die Impulsbreite gleich dem vorbestimmten Integratorrückstellintervall ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator ein Kapazitätsintegrator ist und die Mittel zum Zurückstellen des Integrators eine Referenzspannungsquelle, einen ersten Niveausensor zum

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Abtasten der Ausgangsgröße des Impulsgeneratοrs und auf den Niveausensor ansprechende Ansteuermittel umfassen zum Verbinden der Referenzspannungsquelle mit dem Eingang des Integrators für eine Entladung des Integrators auf einen Bezugswert.

H. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3> dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgeber eine Flip-Flop -Schaltung ist und die Taktmittel einen Taktimpulsgenerator umfassen zum Erzeugen von Taktimpulsen, die mit dem Takteingang des Flip-Flop gekoppelt sind.

5. Anordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis ²J, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Aufzeichnen der Impulskette vorgesehen sind.

6. Anordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bib 5, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Zählen der Impulse der Impulskette vorgesehen sinu.

7. Anordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6 zum Messen der aktiven elektrischen Energie in einem mehrphasigen System mit η-Leitungen gekennzeichnet durch Mittel zum Messen des Stromes in wenigstens (n-1) Leitungen^Mittel zum Messen von wenigstens (n-1) verschiedenen Leistungsspannungen, mit den Strommeßmitteln gekoppelte Schaltungsmittel zum Erzeugen einer ersten Vielzahl von wenigstens (n-1) analogen Signalen, die die in den (n-1) Leitungen gemessenen Ströme darstellen, mit den Spannungsmeßmitteln gekoppelte Schaltungsmittel zum Erzeugen einer zweiten Vielzahl von wenigstens (n-1) analogen Signalen, die die verschiedenen (n-1) Leitungsspannungen darstellen, Mittel zum paarweisen Zusammenfassen von verschiedenen analogen Stromsignalen der ersten Vielzahl mit anderen der analogen Spannungssignalen der zweiten Vielzahl,

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so daß ale verschiedenen (n-1) Paare die augenblickliche Leistung in verschiedenen Teilen des mehrphasigen Systems darstellen, ferner durch Mittel, die mit den Mitteln zum paarweisen Zusammenfassen gekoppelt sind, zum Umwandeln von jedem der (n-1) Paare der analogen Signale in andere Paare einer (n-1) Reihe aufeinanderfolgender Signale, wobei jedes Signal von jeder (n-1) Reihe eine Augenblicksleistung in einem unterschiedlichen Teil des Systems darstellt, und mit Schaltungsmitteln, die mit den Umwandlungsmitteln gekoppelt sind, zum Umwandeln der Signale in der Reihe aufeinanderfolgender Signale in das analoge Signal gemäß Anspruch 1, das die mittlere Leistung in dem Gesamtsystem darstellt.

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