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Schaltungsanordnung zur Verbesserung der Belastbarkeit von Operationsverstärkern
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verbesserung der Belastbarkeit
von Operationsverstärkern. Neuerdings werden integrierte Operationsverstärker wegen
ihrer Vielsei- gke-t und Preiswürdigkeit in großen Stückzahlen eingesetzt. In einer
Vielzahl von Verwendungsfällen reicht die Belastbarkeit der integrierten Operationsverstärker
mit Stromstärken von einigen dilliampere aus. Es glbt jedoch auch eir.e wachsende
Anzahl von Er, dungsfällen, die einen höheren Bedarf an Leistung e;^lo.der.. und
für die keine entsnrechend ausgelegten Operationsverstärker zur Verfügung stehen.
Kann in Anwendungsfällen mit höherem Leistungsbedarf nicht auf die bekannten Vorteile
des Operationsverstärkers verzichtet werden, so stellt das Nachschalten einer getrennten
Endstule hinter den Ausgang des Operationsverstärkers eine Lösung dar, die jedoch
mindestens einen Teil der Vorteile des integrierten Operationsverstärkers wieder
in Frage stellt. Es seien dazu nur stichwortartig Probleme des Ruhestrombedarfs,
der Schwingfreiheit, der Temperaturkompensation des Ruhestroms und der oberen Grenzfrequenz
erazähnt.
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Der vorliegenden Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
zur Verbesserung der Belastbarkeit von Operationsverstärkern anzugeben, mit der
bei minimalem Schaltungsaufwand die Mehrzahl der Probleme einer nachgeschalteten
Endstufe entfallen. Sie beruht auf der Erkenntnis, daß eine Zunahme des Ausgangsstromes
eines Operationsverstärkers auch eine Zunahme seines Speisestromes zur Folge hat.
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Gemaß der Erfindung ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß der Ausgang
des Operationsverstärkers mit der Ausgangselektrode mindestens eines Verstärkertransistors
verbunden ist und ein Widerstand
in einer Speisezuleitung für den
Oparationsverstärker der Steuerstreckr des TransIstors parallelgeschaltet ist und
der Widerstand derart bemessen Ist, daß bei einem belastungsbed nOt erhöhten Spelsestrom
der Spannungsabfall am Widerstand den Transistor vom gesperrten in den leitenden
Zustand steuert.
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Der bei zusätzlicher Belastung des Operationsverstärkers wachsende
Speisestrom wird also dazu benutzt, einen oder mehrere Transistoren anzusteuern,
deren Ausgangs strom den Ausgangsstrom des Operationsverstärkers stützt. Beim normalen
Betrieb, also bei einer Belastung, die der Nennbelastung des Operationsverstärkers
entspricht, ist der zusätzliche Transistor gesperrt.
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Dies zeigt deutlich, daß es sich bei der vorgeschlagenen Maßnahme
um etwas wesentlich anderes handelt als um eine vom Ausgang des Transistors gesteuerte
zusätzliche Endstufe.
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Operationsverstärker weisen im allgemeinen zwei Speisezuleitungen
verschiedener Polarität auf. Zweckrnäßig sind in beiden Speisezuleitungen des Operationsverstärkers
Widerstände eingefügt, deren Spannungsabfälle zwei Transistoren umgekehrten Leitfähigkeitstyps
aus steuern, deren Ausgänge mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden
sind. Als Steuerstrecke der Transistoren wird ihre Basis-Emitter-Strecke verjendet.
Ausgang der Transistoren, der mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden
ist, ist dann jeweils ihre Kollektorelektrode.
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Die "einseitige" Anwendung der Erfindung, also ein Widerstand in einer
der Speisezuleitungen und ein vom Spannungsabfall an diesem Widerstand gesteuerter
Transistor, ist dann ausreichend, wenn eine höhere Belastung nur für eine Richtung
des Ausgangsstromes des Operationsverstärkers zu erwarten ist.
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Eine Weiterbildung der Erfindung dient dem Zweck, neben der erhöhten
Belastbarkeit auch eine Kurzschlußstrombegrenzung auf einen vorbestimmten Wert zu
erreichen. Dazu führen die den Ausgangsstrom stützenden Transistoren einen Widerstand
in ihrer Emitterzuleitung. Unmittelbar an den Emittern der Transistoren sind Basiselektroden
weiterer Transistoren angeschlossen, deren Emitter-Kollektor-Strecken parallel zu
den Widerständen in den
Speisezuleitungen des Operationsverstärkers
geschaltet sind. Dr Kurzschlußstrom der gesamten Anordnung wird dabei auf einen
Wert begrenzt, bei dem der Spannungsabfall an den Emitterwiderständen die den Widerständen
In den Speisezuleitungen parallelgeschalteten Transistoren in den leitenden Zustand
steuert.
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Bei noch höheren Anforderungen an den Ausgangsstrom der Schaltungsanordnung
sind die vom Spannungsabfall an den Widerständen in den Speisezuleitungen des Operationsverstärkers
angesteuerten Einzeltransistoren durch Kaskadenschaltungen von Transistoren, beispielsweise
einer Komplementär-Darlington-Schaltung, zu ersetzen.
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Selbstverständlich können die oben angegebenen Varianten der Erfindung
auch miteinander kombiniert werden, sie können z, B. alle einseitig oder doppelseitig
verwendet werden. Die Darlington-Schaltung kann z. B. auch zusätzlich mit der für
die einfache Schaltung beschriebenen Strombegrenzung versehen werden. Es ist auch
möglich, mehrere Kaskadenschaltungen hintereinander anzuordnen.
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Die Erfindung wird an vier Ausführungsbeispielen erläutert, die in
Figuren 1 bis 4 dargestellt sind.
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Figur 1 stellt ein Schaltungsbeispiel dar, bei dem der Ausgangsstrom
eines Operationsverstärkers nur in einer Stromrichtung gestützt ist.
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Figur 2 stellt eine entsprechende Schaltung für eine Erhöhung der
Belastbarkeit des Ausgangs eines Operationsverstärkers in beiden Richtungen dar.
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Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel entsprechend der Figur 2, bei
dem zusätzlich eine Strombegrenzerschaltung eingeführt ist.
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In Figur 4 ist eine Schaltung gezeigt, die anstelle einzelner Verstärkertransistoren
Kaskadenschaltungen von Verstärkern, im Beispiel Darlington-Schaltungen komplementärer
Transistorpaare, aufweist.
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In Figur 1 ist ein Operationsverstärker OV mit dem üblichen Symbolzeichen
dargestellt. Zwei Eingangsklemmen des Operationsverstärkers OV können beispielsweise
zwei Spannungen zugeführt werden, deren Differenz einen Ausgangsstrom IA des Operationsverstärkers
OV steuert. Der Operationsverstärker hat zwei weitere Eingänge, an die zwei verschieden
gepolte Betriebsspannungen UB+ bzw. Ug ~ angelegt sind, die den Operationsverstärker
OV mit einem Speise strom IS speisen. Bei Belastung des Ausgangs des Operationsverstärkers
erhöht sich der Speisestrom um den Ausgangsstrom 1A In der Speisestromzuleitung,
die an die positive Betriebsspannung UB+ angelegt ist, liegt ein Widerstand R. Der
Kollektor eines Transistors T1 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OV
verbunden. Der Emitter des Transistors T1 liegt an der positiven Betriebsspannung
U3+. Die Basiselektrode des Transistors T1 ist unmittelbar mit dem Speisestromeingang
des Operationsverstärkers OV verbunden. Die Steuerstrecke des Transistors T1, die
Emitter-Basis-Strecke, liegt also parallel zum Widerstand R und wird vom Spannungsabfall
UBE an diesem Widerstand angesteuert.
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In Figur 2 ist eine Schaltung gezeigt, die nichts weiter als eine
Verdoppelung der Schaltung nach Figur 1 darstellt. Bei ihr liegt auch in der Zuleitung
von der negativen Betriebsspannungsquelle UB ein Widerstand R',und ein Transistor
T1' ist entsprechend dem Transistor T1 geschaltet. Die beiden Transistoren T1 und
T1' sind Transistoren verschiedenen Leitfähigkeitstyps.
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Die Wirkungsweise der Schaltungen nach Figur 1 und Figur 2 wird im
folgenden erläutert. Der Widerstand R bzw. R' ist so gewählt, daß im Ruhezustand,
also bei IA = 0, die an ihm vom Speisestrom IS hervorgerufene Spannung kleiner ist
als die für den Zustand der Leitfähigkeit des Transistors T1 erforderliche minimale
Basis-Emitter-Spannung UBEmin. In diesem Zustand ist der Transistor demnach gesperrt.
Wird der Operationsverstärker nun über seine Eingangsklemmen angesteuert, so beginnt
bei ausgangsseitiger Belastung des Operationsverstärkers OV ein Strom IA zu fließen.
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Damit wächst der Spannungsabfall am Widerstand R. Der Transistor T1
bzw. T1 wird vom Sperrzustand in den leitfähigen Zustand gesteuert, es beginnt ein
Kollektorstrom zu fließen. Spätestens dann, wenn der Ausgangsstrom IA des Operationsverstärkers
OV sein
zulässiges Maximum erreicht hat bzw. wenn die Strombegrenzung
eintritt, muß der Transistor T1 bzw. T1' im leitenden Zustand sein. Diese Betrachtungen
können formelmäßig wie folgt dargestellt werden:
Dabei bedeuten für den gesamten Temperaturbereich, in dem die Schaltung betrieben
werden soll: UBEmin die Basis-Emitter-Spannung, bei der der Transistor sicher sperrt.
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UBEmax ist die Basis-Emitter-Spannung, die höchstens erforderlich
ist, damit der Transistor den zur Stützung erforderlichen Kollektorstrom liefern
kann.
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ISmax bzw. 1Smin sind die für den verwendeten Operationsverstärkertyp
garantierten Maximal- bzw. Minimalwerte des Speisestromes.
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IAmin ist der vom Operationsverstärker mindestens lieferbare Strom
bzw. der Strom, bei dem frühestens die Strombegrenzung einzutreten hat.
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Die Vorteile der Schaltungen nach den Figuren 1 und 2 liegen im minimalen
Aufwand und in der gegenüber einer Endstufe wegfallenden Ruhestromeinstellung. Weiterhin
ist keine Temperaturkompensation erforderlich; es tritt keine höhere Ruhestromaufnahme
ein, und die Grenzfrequenz ist bei Verwendung genügend schneller Transistoren gegenüber
der Grenzfrequenz des Operationsverstärkers selber nicht erniedrigt. Die Leerlaufverstärkung
des Operationsverstärkers wird durch die vorgeschlagenen Maßnahmen ebenfalls nicht
vermindert, und ebensowenig ist der Spannungshub, bei dem der Operationsverstärker
arbeitet, begrenzt.
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In der Figur 3 wird eine Variante der Schaltung nach Figur 2 vorgestellt,
die mit einer Ausgangsstrombegrenzung ausgestattet ist.
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Die Schaltung nach der Figur 3 entspricht im wesentlichen der Schaltung
nach Figur 2. Die in beiden Schaltungen übereinstimmenden Teile sind auch mit übereinstimmenden
Bezugszeichen versehen.
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Zusätzlich zu der Schaltung nach Figur 2 ist in der Schaltung nach
Figur 3 in die Emitterzuleitung der Transistoren T1 bzw. T1' ein Widerstand Rk bzw.
Rk' eingefügt. Den Widerständen R bzw. R' sind Kollektor-Emitter-Strecken von Transistoren
T2 bzw. T2' parallelgeschaltet. Die Basiselektroden der zusätzlichen Transistoren
liegen an den Emittern der Transistoren T1 bzw. T1'.
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Zur Erklärung der Wirkungsweise dieser Schaltung wird davon ausgegangen,
daß bei einem Operationsverstärker mit Ausgangsstrombegrenzung durch die Maßnahmen
nach Figur 1 und 2 auch der Ausgangsstrom der gesamten Schaltung auf etwa das B-fache
des Kurz schlußstromes des Operationsverstärkers begrenzt wird, wobei mit B der
Stromverstärkungsfaktor des Transistors T7 bezeichnet ist. Dieser Wert kann zu hoch
sein. Außerdem ist der Stromverstärkungsfaktor B von Transistorexemplar zu -exemplar
verschieden. Um diesen Mangel abzustellen, wurde die Schaltung nach Figur 3 geschaffen,
mit der eine Kurzschlußstrombegrenzung auf einen vorbestimmten Wert durchgeführt
werden kann. Der Kurzschlußstrom wird auf einen Wert begrenzt, bei dem der Spannungsabfall
am Widerstand Rk den Transistor T2 durchsteuert. Der dazu notwendige Strom IK errechnet
sich zu
Der aus den bisher vorgestellten Schaltungen entnehmbare Ausgangsstrom hängt wesentlich
von dem Stromverstärkungsfaktor B des Transistors T1 ab. Es gilt dazu folgende Beziehung:
Aus dieser Beziehung kann entnommen werden, daß es zur Erzielung eines hohen Ausgangsstromes
günstig ist, den Widerstand R möglichst in den oberen Bereich des durch die Formel
(1) definierten Spielraumes zu legen. Wird ein noch höherer Ausgangs strom gefordert,
dann kann der Stromverstärkungsfaktor leicht durch Einsatz einer Kaskadenschaltung
anstelle eines Einzeltransistors erhöht werden.
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Ein Schaltungsbeispiel, das diesen Zweck erfüllt, ist in Figur 4 dargestellt.
Auch in der Figur 4 sind die gleichen Zwecken dienenden Einzelelemente mit den schon
in den Figuren 1 bis 3 verwendeten Bezugszeichen gekennzeichnet. An die Stelle der
Transistoren T1 bzw. T1' treten jedoch aus komplementären Transistorpaaren T3, T4
bzw. T3', T4' bestehende Darlington-Schaltungen.
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Damit wird der resultierende Stromverstärkungsfaktor etwa gleich dem
Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der Einzeltransistoren T3, T4.
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6 Patentansprüche 4 Figuren